JP2005229459A - 平衡／不平衡変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 平衡／不平衡変換回路において、コモンモード成分が十分に相殺された出力信号が得られるようにする。
【解決手段】 １対の平衡信号±Ｓiのうちの一方の信号＋Ｓiが供給される反転アンプＱ11を設ける。この反転アンプＱ11の出力信号−Ｓiと、１対の平衡信号±Ｓiのうちの他方の信号−Ｓiとを加算する別の反転アンプＱ12を設ける。この反転アンプＱ12から、入力された１対の平衡信号±Ｓiを不平衡信号に変換した出力信号Ｓiを得る。
【選択図】 図１

Description

この発明は、平衡／不平衡変換回路に関する。

スーパーヘテロダイン方式の受信回路をＩＣ化する場合、例えば図４に示すように構成することができる。すなわち、図４において、アンテナ同調回路１１により目的とする周波数の受信信号が選択され、その受信信号がアンプ１２を通じてミキサ回路１３に供給されるとともに、局部発振回路１４から受信周波数に対応した周波数の局部発振信号が取り出され、この局部発振信号がミキサ回路１３に供給される。

この場合、ミキサ回路１３は、ギルバート回路と呼ばれるダブルバランス型に構成されている。また、符号１４Ａは、局部発振回路１４の共振回路を示す。したがって、ミキサ回路１３からは、１対の平衡な中間周波信号±Ｓiが出力される。

そして、この中間周波信号±Ｓiが平衡／不平衡変換回路１５に供給されて不平衡な中間周波信号Ｓiに変換され、この中間周波信号Ｓiが中間周波フィルタ１６およびアンプ１７を通じて検波回路１８に供給されてオーディオ信号が取り出される。

また、このとき、検波回路１８から検波出力の一部がＡＧＣ電圧ＶAGC形成回路１９に供給されてＡＧＣ電圧ＶAGCが形成され、このＡＧＣ電圧ＶAGCが変換回路１５に利得の制御信号として供給され、ＡＧＣが行われる。

そして、この図４の受信回路においては、ミキサ回路１３がダブルバランス型に構成されているので、不要な信号成分が電源ラインに流れることがなく、ＩＣ化に適している。

また、中間周波フィルタ１６、アンプ１７および検波回路１８を平衡回路に構成すると、回路規模が大きくなりＩＣ化が困難になってしまったり、中間周波フィルタ１６によっては平衡化のできないこともある。しかし、図４の受信回路においては、ミキサ回路１３の次段に変換回路１５を設け、ミキサ回路１３から出力される平衡な中間周波信号±Ｓiを不平衡な中間周波信号Ｓiに変換してから中間周波フィルタ１６に供給しているので、中間周波フィルタ１６以降の構成が容易となる。

図５は、平衡／不平衡変換回路１５の代表的なものを交流等価回路により示す。すなわち、オペアンプＱ1が設けられ、ミキサ回路１３からの平衡な中間周波信号±Ｓiが、抵抗器Ｒ1、Ｒ2を通じてオペアンプＱ1の非反転入力端および反転入力端に供給される。また、オペアンプＱ1の非反転入力端と接地との間に可変抵抗回路Ｒ3が接続され、出力端と反転入力端との間に可変抵抗回路Ｒ4が接続される。

なお、一般には、
Ｒ4／Ｒ2＝Ｒ3／Ｒ1 ・・・ (1)
とされる。また、ＡＧＣ電圧ＶAGCが可変抵抗回路Ｒ3、Ｒ4にその制御信号として供給され、可変抵抗回路Ｒ3、Ｒ4の値が同じ極性で制御される。

したがって、オペアンプＱ1において、中間周波信号±Ｓiが逆相同レベルで加算されるので、オペアンプＱ1の出力端からは、不平衡な中間周波信号Ｓiが取り出される。

また、中間周波信号Ｓiにコモンモード成分（同相の不要ノイズ成分）が混入していると、そのコモンモード成分は他の回路への妨害となるが、中間周波信号±Ｓiや電源電圧などにコモンモード成分が混入していても、このコモンモード成分はオペアンプＱ1において相殺されて中間周波信号Ｓiには含まれなくなり、他の回路への妨害となることがない。

さらに、ＡＧＣ電圧ＶAGCにより可変抵抗回路Ｒ3、Ｒ4が制御されてオペアンプＱ1の利得が変化し、したがって、中間周波信号Ｓiのレベルが変化するので、ＡＧＣが行われる。

なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
特開平５−６３５０６号公報

図５に示す変換回路１５において、この変換回路１５から出力される中間周波信号Ｓiのレベルを制御するには、可変抵抗回路Ｒ3、Ｒ4の値を、ＡＧＣ電圧ＶAGCにより変更する必要がある。

ところが、図５の変換回路１５においては、(1)式が成立しないと、オペアンプＱ1における中間周波信号＋Ｓiのレベルと、中間周波信号−Ｓiのレベルとが等しくならず、コモンモード成分は相殺されなくなってしまう。そして、可変抵抗回路Ｒ3、Ｒ4の値をＡＧＣ電圧ＶAGCにより変更するとき、常に(1)式の状態を保つことは困難である。この結果、図５の変換回路１５においては、ＡＧＣ電圧ＶAGCの大きさによって中間周波信号Ｓiに残留するコモンモード成分の割り合いが変化し、すなわち、コモンモード特性が悪化してしまう。

また、図５からも明らかなように、一方の中間周波信号＋Ｓiは、抵抗器Ｒ1、Ｒ3により分圧されてオペアンプＱ1に供給される。このため、中間周波信号Ｓiに対する変換回路１５の利得を大きくした場合、オペアンプＱ1は大きなコモンモード成分が入力されたように動作するので、オペアンプＱ1を低電圧で動作させることが困難となる。あるいは入力される中間周波信号±Ｓiの最大レベルが動作電圧により制限される。

さらに、実際には、図５に示すように、非反転入力端および反転入力端を有して低電圧で動作するオペアンプの実現は困難である。

この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。

この発明においては、
１対の平衡信号のうちの一方の信号が供給される反転アンプと、
この反転アンプの出力信号と、上記平衡信号のうちの他方の信号とを加算する別のアンプと
を有し、
この別のアンプから上記１対の平衡信号を不平衡信号に変換した出力信号を得る
ようにした平衡／不平衡変換回路
とするものである。

この発明によれば、平衡信号を不平衡信号に変換することができるとともに、その不平衡信号のレベルを制御することができるが、不平衡信号のレベルを変更してもコモンモード特性の悪化することがない。

さらに、入力信号による反転アンプの動作限界が解消され、低電圧における動作が可能となる。また、反転アンプとして対応できる構成のアンプが多く、低い電源電圧でも使用するできる。あるいは入力される平衡信号の最大レベルを電源電圧近くまでとすることができる。

また、コモンモード成分として混入する不要なノイズ成分を十分に小さくすることができるので、アナログ信号処理部とデジタル信号処理部とを同一の半導体チップに形成した場合でも、ノイズを軽減することができ、システムオンチップが実現しやすくなる。

図１において、符号１５はこの発明による平衡／不平衡変換回路の一例を示す。この変換回路１５は、例えば図４におけるミキサ回路１３の出力端に接続されて１対の平衡な中間周波信号±Ｓiが供給されるが、このとき、一方の中間周波信号＋Ｓiは抵抗器Ｒ11を通じて第１の反転アンプＱ11の入力端に供給され、他方の中間周波信号−Ｓiは抵抗器Ｒ13を通じて第２の反転アンプＱ12の入力端に供給される。

そして、このとき、反転アンプＱ11の出力端と入力端との間に抵抗器Ｒ12が接続されるとともに、
Ｒ11＝Ｒ12 ・・・ (2)
とされて反転アンプＱ11は利得は１倍とされる。そして、反転アンプＱ11の出力信号が、抵抗器Ｒ14を通じて反転アンプＱ12の入力端に供給される。なお、このとき、
Ｒ13＝Ｒ14 ・・・ (3)
とされる。

また、反転アンプＱ12の出力端と入力端との間に可変抵抗回路Ｒ15が接続されるとともに、図４における形成回路１７から出力されるＡＧＣ電圧ＶAGCが、可変抵抗回路Ｒ15にその制御信号として供給される。

なお、反転アンプＱ11、Ｑ12として、例えば図３に示すようなものを使用することができる。また、この変換回路１５を１チップＩＣ化する場合には、可変抵抗回路Ｒ15は、複数の抵抗器と、これを選択するスイッチ回路とにより構成し、そのスイッチ回路をＡＧＣ電圧ＶAGCにより制御することができる。

このような構成によれば、反転アンプＱ11からは、これに供給された中間周波信号＋Ｓiが逆相同レベルの中間周波信号−Ｓiに変換されて取り出され、この中間周波信号−Ｓiと、ミキサ回路１３からの中間周波信号−Ｓiとが、抵抗器Ｒ14、Ｒ13を通じて反転アンプＱ12に供給されて加算される。そして、このとき、抵抗器Ｒ13、Ｒ14が(3)式の関係とされているので、２つに中間周波信号−Ｓi、−Ｓiは、互いに等しい割り合いで加算されて反転アンプＱ12に供給される。

したがって、反転アンプＱ12からは不平衡な中間周波信号Ｓi（＝＋Ｓi）が取り出され、この不平衡な中間周波信号Ｓiが中間周波フィルタ１６に供給される。

そして、このとき、反転アンプＱ12における加算により２倍の利得が得られるとともに、反転アンプＱ12の利得はＲ15／Ｒ14〔倍〕であるから、この変換回路１５の全体の利得ＡVは、
ＡV＝２・Ｒ15／Ｒ14〔倍〕
となる。そして、ＡＧＣ電圧ＶAGCにより可変抵抗回路Ｒ15の値が制御されるので、ＡＧＣ電圧ＶAGCにより反転アンプＱ12の利得ＡVが変化して中間周波フィルタ１６に供給される中間周波信号Ｓiのレベルが制御されることになり、すなわち、ＡＧＣが行われる。

こうして、この変換回路１５によれば、１対の平衡な中間周波信号±Ｓiを不平衡な中間周波信号Ｓiに変換することができるとともに、その中間周波信号Ｓiのレベルを制御することができる。

そして、その場合、平衡な中間周波信号±Ｓiにコモンモード成分が含まれていても、中間周波信号＋Ｓiに含まれるコモンモード成分は反転アンプＱ11により位相反転されるので、反転アンプＱ12により２つの中間周波信号−Ｓi、−Ｓiが加算されるとき、これらに含まれるコモンモード成分は相殺されることになる。したがって、反転アンプＱ12から出力される中間周波信号Ｓiには、コモンモード成分が含まれないことになる。

また、コモンモード成分の相殺の割り合いは抵抗器Ｒ14、Ｒ15の精度で決まるが、ＩＣにおいては、２つの抵抗器の相対的なばらつきは抑えることができるので、コモンモード成分を確実に相殺することができる。さらに、反転アンプＱ12の利得を変更することにより中間周波信号Ｓiのレベルを変更するようにしているので、ＡＧＣ電圧ＶAGCによる制御対象は可変抵抗回路Ｒ15の１つだけでよく、したがって、中間周波信号Ｓiのレベルを変更してもコモンモード特性の悪化することがない。

さらに、反転アンプＱ11、Ｑ12には大きな負帰還がかかるので、実際に反転アンプＱ11、Ｑ12に加わる中間周波信号±Ｓiは、ミキサ回路１３から出力される中間周波信号±Ｓiに比べてレベルがきわめて小さくなり、したがって、入力信号による反転アンプＱ11、Ｑ12の動作限界が解消されるので、低電圧における動作が可能となる。

また、反転アンプＱ11、Ｑ12はシングル入力なので、対応できる構成のアンプが多く、例えば図３に示すような構成のアンプを使用することにより、低い電源電圧でも使用するできる。あるいは入力される中間周波信号±Ｓiの最大レベルを電源電圧近くまでとすることができる。

さらに、ミキサ回路１３の出力インピーダンスと反転アンプＱ11の出力インピーダンスとの不一致などにより抵抗器Ｒ13およびＲ14を通じて反転アンプＱ12に供給される２つの中間周波信号−Ｓi、−Ｓiのレベルに誤差を生じても抵抗器Ｒ13、Ｒ14の比を変更することによりそのレベル差を補正することができ、コモンモード成分を確実に除去することができる。

また、デジタル受信回路においては、コモンモード成分として混入する不要なノイズ成分を小さくすることができるので、アナログ受信部とデジタル信号処理部とを同一の半導体チップに形成した場合でも、ノイズを軽減することができ、システムオンチップが実現しやすくなる。

図２は、抵抗器Ｒ11に、コンデンサＣpおよび抵抗器Ｒpの直列回路を並列接続して反転アンプＱ11から出力される中間周波信号−Ｓiの位相およびレベルを補正するようにした場合である。

すなわち、反転アンプＱ11が周波数特性を持っていると、抵抗器Ｒ14、Ｒ13を通じて加算される２つの中間周波信号−Ｓi、−Ｓiにおけるコモンモード成分のレベルや位相が異なってしまい、コモンモード成分が残留するようになるが、そのレベルや位相の違いをコンデンサＣpおよび抵抗器Ｒpにより補正することができるので、コモンモード成分をより確実に除去することができる。

〔略語の一覧〕
ＡＧＣ ：Automatic Gain Control
ＩＣ ：Integrated Circuit
オペアンプ：Operational Amplifier

この発明の一形態を示す接続図である。 この発明の他の形態を示す接続図である。 この発明に使用できる反転アンプの一例を示す接続図である。 この発明を説明するための系統図である。 この発明を説明するための接続図である。

符号の説明

１３…ミキサ回路、１５…平衡／不平衡変換回路、１６…中間周波フィルタ、Ｑ11およびＱ12…反転アンプ

Claims (4)

1. １対の平衡信号のうちの一方の信号が供給される反転アンプと、
   この反転アンプの出力信号と、上記平衡信号のうちの他方の信号とを加算する別のアンプと
   を有し、
   この別のアンプから上記１対の平衡信号を不平衡信号に変換した出力信号を得る
   ようにした平衡／不平衡変換回路。
2. 請求項１に記載の平衡／不平衡変換回路において、
   上記反転アンプの出力信号を上記別のアンプに供給する第１の抵抗器と、
   上記１対の平衡信号のうちの上記他方の信号を上記別のアンプに供給する第２の抵抗器と
   を有し、
   上記別のアンプにより上記反転アンプの出力信号と、上記平衡信号のうちの他方の信号との加算を行う
   ようにした平衡／不平衡変換回路。
3. 請求項１あるいは請求項２に記載の平衡／不平衡変換回路において、
   上記別のアンプを別の反転アンプにより構成するとともに、
   この別の反転アンプの出力端と入力端との間に抵抗器を接続し、
   この抵抗器の値を変更することにより上記平衡信号に対する上記婦平衡信号の利得を変更する
   ようにした平衡／不平衡変換回路。
4. 請求項１、請求項２あるいは請求項３に記載の平衡／不平衡変換回路において、
   少なくとも上記反転アンプおよび上記別のアンプが、同一の半導体チップに形成され、
   全体が１チップＩＣ化されている
   ようにした平衡／不平衡変換回路。

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