JP2006086857A

JP2006086857A - 移相装置

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Publication number: JP2006086857A
Application number: JP2004270041A
Authority: JP
Inventors: Takatoshi Tanaka; 崇敏田中; Mitsuru Tanabe; 充田邊; Shigeru Kataoka; 茂片岡
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-09-16
Filing date: 2004-09-16
Publication date: 2006-03-30
Also published as: US7282979B2; CN1750395A; US20060055442A1

Abstract

【課題】９０度移相装置において、正確な直交信号すなわち、９０度位相差および等振幅を高精度で実現させる。
【解決手段】信号源１１と、移相制御信号５１により移相回転量が可変の可変移相器２１と、２逓倍回路３１，３２と、９０度位相比較器４１とを備える。信号源１１と可変移相器２１の入力および２逓倍回路３２の入力を互いに結合することによって共通化し、可変移相器２１の出力と２逓倍回路３１の入力を結合し、２逓倍回路３１の出力を第１の出力信号Ｑ１、２逓倍回路の出力を第２の出力信号Ｉ２とし、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２とを９０度位相比較器４１に入力し、位相比較出力である移相制御信号５１により可変移相器２１の移相回転量を変化させる。これにより正確な９０度位相差を実現する。等振幅は補正回路を備えることにより実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、移動体端末を含めた無線通信機器で使用される移相装置に関するものである。

直交変調信号の変復調装置で用いる９０度移相器には、正確な直交信号として９０度位相差および等振幅を高精度で実現させることが要求される。

最も簡単な構成の９０度移相器として第１の先行技術を図９に示す。抵抗Ｒ１１と容量Ｃ１１からなるハイパスフィルタ構成の回路で入力信号の位相を＋４５度移相回転させ、抵抗Ｒ１２と容量Ｃ１２からなるローパスフィルタ構成の回路で入力信号の位相を−４５度移相回転させ、それぞれ出力することで位相が互いに９０度異なる直交信号を生成する。

上述した先行技術の９０度移相器では、素子の値のバラツキやＩＣ内の寄生成分の影響を受け、９０度位相差および振幅に誤差が生じてしまう。

この位相誤差および振幅誤差を打ち消すための補正回路を備えることにより、正確な直交信号を出力する９０度移相装置として、例えば特許文献１等に示される位相補正回路がある。

特許文献１に記載されている９０度移相装置を図１０に示す。この９０度移相装置は、図９のＣＲ移相器における抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を、制御信号により抵抗値を変化させることができる可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２に変更した構成を有する可変移相器１１１を使用し、この可変移相器１１１の２つの出力を位相比較器１００に入力し、位相比較器１００による位相比較結果信号を移相制御信号１２１とし、可変移相器１１１にフィードバックする構成となっている。すると、安定状態では可変移相器１１１の出力の位相差が９０度になるように移相制御信号１２１により可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２の抵抗値が調整される。

なお、図１０では、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２に変更した可変移相器１１１を示したが、容量Ｃ１１，Ｃ１２を可変容量に変更した可変移相器を用いることも可能である。この場合、移相制御信号１２１により可変容量の容量値が調整される。

なお、可変抵抗は、例えば図１１（ａ）に示すように、ＦＥＴで構成される。また、可変容量は、例えば図１１（ｂ）に示すように、ダイオードで構成される。
特開平８−１８３９７号公報

しかし、図１０の先行技術の構成では可変移相器１１１の入力と出力の電圧は上下する。このため、入力と出力間に直列に可変抵抗もしくは可変容量を結合すると、電位の変化に応じて、可変抵抗もしくは可変容量の値が変化し、動作が不安定になる。したがって、正確な９０度位相差を持った信号を作ることができない。

したがって、本発明の目的は、正確な９０度位相差を持った信号を作ることができる移相装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の移相装置は、可変容量を使用せず、可変移相器の入出力間に直列に容量を結合し、出力にＦＥＴのドレインを、制御信号にＦＥＴのゲートを、接地にＦＥＴのソースを結合した可変抵抗を使用したＣＲ可変移相器のみを用いる。すると、ソースとゲート間の電位は固定されるので、可変移相器の出力が変化しても可変抵抗の抵抗値は固定されたままであるから動作は安定する。

このような構成は、以下のような考察に基づくものである。まず出力の振幅が変化しても移相回転量が安定している回路として、固定容量とＭＯＳトランジスタによる可変抵抗による可変移相器を用いることが好ましい。なぜなら、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の値は、ソースを接地すれば、ドレイン電圧が変化しても一定と考えられるからである。容量と抵抗を逆にしたり、可変容量ダイオードを用いたりすると、出力の変動で可変抵抗や可変容量が安定しない可能性がある。

また、固定容量とＭＯＳトランジスタによる可変移相器は、１次のＣＲ移相器であるので、それだけで９０度移相回転させるのは不可能である。

２逓倍回路を用いることにより、固定容量とＭＯＳトランジスタによる可変移相器の移相回転量を４５度にできる。

Ｎ逓倍回路や任意の可変移相器などは上記の構成を拡張したものである。Ｎ逓倍に拡張したことによる効果は、入力信号に対して、位相比較器で決定される位相差の１／Ｎの移相回転量を持った出力信号を可変移相器から取り出せることと、出力信号の周波数が入力信号の周波数のN倍にできることである。

本発明の移相装置においては、上記の可変移相器を用いることが好ましいが、他の可変移相器を用いて構成することも可能である。

以下、上記の可変移相器を用いた移相装置について詳しく説明する。

本発明の移相装置は、信号源の出力信号を入力として移相回転量を変化させることができる第１の可変移相器と、第１のＮ逓倍回路（Ｎは２以上の整数）を直列に結合し、第１のＮ逓倍回路の出力である第１の出力信号は、信号源の出力信号に対して、第１の可変移相器のＮ倍の移相変化があり、周波数はＮ倍になる。

一方、信号源の出力信号は第２のＮ逓倍回路と結合し、第２のＮ逓倍回路の出力である第２の出力信号は、信号源の出力信号に対して位相差はなく、周波数はＮ倍になる。

第１の出力信号と第２の出力信号とを、第１の位相比較器の入力とすると、第１の位相比較器は、位相比較器で決定される位相からの位相差に比例した信号を出力する。位相比較器で決定される位相は任意でよい。

位相比較器の出力信号を第１の移相制御信号とし、第１の移相制御信号を第１の可変移相器にフィードバックさせ、第１の可変移相器の移相を変化させることによって、第１の出力信号の移相を変化できるようにする。

すると、上述の系が安定するのは、位相比較器の入力信号である、第１の出力信号と第２の出力信号の位相差が位相比較器で決定される位相になったときである。

したがって、９０度の位相比較器を用いると、直交変調に必要である正確な９０度位相差を持った出力信号を得ることができる。なお、このとき第１の可変移相器の移相回転量は９０／Ｎ度である。

また、本発明においては、位相比較器で比較する位相によって、出力信号の位相差を調整できる。また、可変移相器の出力からは、出力信号の位相差の１／Ｎの位相差を出力信号として取り出すことが可能である。

以下説明では例として、位相比較器の位相差を９０度、Ｎ逓倍回路のＮ=２とする。

上記本発明の移相装置では、第１の出力信号と第２の出力信号の位相差が９０度であっても、振幅は第１の可変移相器の利得により必ずしも等しくならない。

上記構成において振幅を等しくするための第１の手段として、第１の出力信号を第１の利得制限回路の入力に結合し、第２の出力信号を第２の利得制限回路の入力に結合すると、第１の利得制限回路の出力である第３の出力信号と第２の利得制限回路の出力である第４の出力信号とは、正確な直交信号である９０度位相差および等振幅を実現することができる。

また、上記構成において振幅を等しくするための第２の手段として、第１の出力信号を第１の可変利得増幅器と結合し、第１の可変利得増幅器の出力である第３の出力信号と第２の出力信号とを第１のレベル比較器の入力と結合し、第１のレベル比較器の出力を、第１の可変利得増幅器に対して、第１の利得制御信号としてフィードバックさせる。第１のレベル比較器の入力が等しいとき、系の状態が安定するので、第３の出力信号と第２の出力信号とは、正確な直交信号である９０度位相差および等振幅を実現することができる。

また、上記構成において振幅を等しくするための第３の手段として、第１の可変移相器と第１の２逓倍回路の間に第１の利得制限回路を直列に結合し、第２の２逓倍回路の前段に第２の利得制限回路を直列に接続すると、第１の２逓倍回路の入力レベルと第２の２逓倍回路の入力レベルとが等しくなるので、第１の出力信号と第２の出力信号は、正確な直交信号である９０度位相差および等振幅を実現することができる。

また、上記構成において振幅を等しくするための第４の手段として、第１の可変移相器と第１の２逓倍回路の間に第２の可変利得増幅器を直列に結合し、第１の可変利得増幅器出力と第２の２逓倍回路の入力信号とを第１のレベル比較器の入力と結合する。第１のレベル比較器の出力を、第１の可変利得増幅器に対して、第１の利得制御信号としてフィードバックさせる。第１のレベル比較器の入力が等しいとき、系の状態が安定するので、第１の可変利得増幅器の出力と第２の２逓倍回路の入力信号とが等しくなり、第１の出力信号と第２の出力信号とは、正確な直交信号である９０度位相差および等振幅を実現することができる。

また、上記構成において振幅を等しくするための第５の手段として、第１の２逓倍回路の利得を可変できる第１の可変利得２逓倍回路に置き換え、第１の可変利得２逓倍回路の出力（第１の出力信号）と第２の２逓倍回路の出力（第２の出力信号）とを第１のレベル比較器に入力し、第１のレベル比較器の出力を第１の２逓倍回路に対して利得を制御する第１の利得制御信号としてフィードバックさせる。第１のレベル比較器の入力が等しい時、系の状態が安定するので、第１の可変利得２逓倍回路と第２の２逓倍回路の出力信号が等しくなり、第１の出力信号と第２の出力信号とは、正確な直交信号である９０度位相差および等振幅を実現することができる。

なお、上記構成において振幅を等しくするためには、第１および第２のＮ逓倍回路にそれぞれ利得制限機能をもたせる構成でもよい。

また、第１の可変移相器に１または複数の可変移相器を並列に設け、第１の移相制御信号をそれぞれ並列接続した可変移相器にフィードバックする。第１の可変移相器に並列に設けた１または複数の可変移相器には、信号源の出力を入力、もしくは信号源の出力の反転信号を入力とし、第２の移相制御信号により移相回転量を変化可能とすることが好ましい。また、第１の位相比較器の出力を第２の移相制御信号として第２の可変移相器に供給するようにことが好ましい。

第１の可変移相器を容量と第１の移相制御信号で可変する可変抵抗で構成した場合、並列に設けられる可変移相器の容量を第１の可変移相器の容量と異なる値にし、可変抵抗は同じ第１の移相制御信号で可変する可変抵抗を使用する。この結果、並列に接続された可変移相器の出力は、容量値の選び方により任意の移相出力を得ることができる。

また、第１の可変移相器を抵抗と第１の位相制御信号で可変する可変容量で構成する場合は、並列に設けられた可変移相器の抵抗値の選び方により、並列接続された可変移相器は任意の移相出力を得ることができる。

また、第１の可変移相器は、容量と第１の移相制御信号により抵抗値を変化することができる可変抵抗とを結合してなるハイパスフィルタもしくはローパスフィルタ構成を有することが好ましい。

また、第１の可変移相器は、抵抗と第１の移相制御信号により容量値を変化することができる可変容量とを結合してなるハイパスフィルタもしくはローパスフィルタ構成を有していてもよい。

また、可変抵抗として、ＮチャネルもしくはPチャネルの第１のトランジスタのオン抵抗、もしくは第１のトランジスタと抵抗とを直列または並列に結合した合成可変抵抗を用い、第１の移相制御信号をゲートに結合し、抵抗値を可変させることが好ましい。

また、可変容量に、第１の可変容量ダイオード、もしくは第１の可変容量と容量とを直列または並列に結合した合成可変容量を用いることができる。

なお、上述の位相差および振幅差を補正する回路を備えた９０度移相装置に関して、入出力を差動信号により構成することもできる。

本発明によれば、直交変調装置および直交変調された信号の復調装置において、直交搬送波信号を正確な直交信号である９０度の位相差および等振幅として出力することができ、高精度の直交位相変復調方式を可能にする。

また本発明によれば、入力信号の位相から、位相比較器により比較される位相の１／Ｎの移相回転量を持った出力信号を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

本発明の実施の形態において、位相比較器は比較される位相を９０度とする９０度位相比較器とし、Ｎ逓倍回路は２逓倍回路として説明する。したがって以下では、本発明の移相装置を９０度移相装置として説明する。

（実施の形態１：請求項１，２に対応）
本発明の実施の形態１の９０度移相装置を図１に示す。この９０度移相装置は、第１の信号源１１と、第１の移相制御信号５１により移相回転量を変化させることができる第１の可変移相器２１と、第１の２逓倍回路３１と、第２の２逓倍回路３２と、第１の９０度位相比較器４１とを有している。ここで、第１の信号源１１の出力を２分配し、それぞれ第１の入力信号１、第２の入力信号２とする。

第１の入力信号１および第２の入力信号２をそれぞれＶ１、Ｖ２と書くと、Ｖ１、Ｖ２は、
Ｖ１=Ｖ２=Ａ＊exp(ｊωｔ)
ただし、Ａ：振幅
ω：角周波数
と定義される。

第１の可変移相器２１の出力をＶ２１と書くと、Ｖ２１は
Ｖ２１= Ｂ＊exp(ｊωｔ+θ)
ただし、Ｂ：振幅
θ：第１の可変移相器２１の移相回転量
になる。第１の可変移相器２１の出力が結合された第１の２逓倍回路３１の出力である第１の出力信号Ｑ１をＶ３１と書くと、Ｖ３１は、
Ｖ３１= Ｃ＊exp(ｊ２ωｔ+２θ)
ただし、Ｃ：振幅
となる。

また、第２の２逓倍回路３２の出力である第２の出力信号Ｉ２をＶ３２と書くと、Ｖ３２は、
Ｖ３２=Ｄ＊exp(ｊ２ωｔ)
ただし、Ｄ：振幅
となる。出力信号の振幅Ｃ、Ｄは第１の可変移相器２１の利得により必ずしも一致しない。

さらに、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２を第１の９０度位相比較器４１の２つの入力にそれぞれ結合し、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２の位相差に比例した位相比較結果信号を、第１の移相制御信号５１として第１の可変移相器２１にフィードバックする。これによって、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２の位相差が一定（９０度）になるように、フィードバック制御される。その結果、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２とは、正確な９０度位相差を実現することができる。このとき、第１の可変移相器２１の移相回転量θは４５度である。

第１の可変移相器２１の具体例を図１２に示す。第１の可変移相器２１は、シリーズの固定の容量Ｃ１とシャントのＭＯＳトランジスタＭ１とで構成されている。具体的には、ＭＯＳトランジスタM１のコレクタを容量Ｃ１に結合し、ＭＯＳトランジスタＭ１のソースを接地し、第１の移相制御信号５１をゲートに結合した構成となっていて、ＭＯＳトランジスタＭ１が可変抵抗ＶＲ１として機能し、容量Ｃ１とＭＯＳトランジスタＭ１とでハイパスフィルタが構成される。なお、ＭＯＳトランジスタとしては、Ｎチャネル型でもＰチャネル型でもよい。なお、可変抵抗としては、上記のように、ＮチャネルもしくはＰチャネルのＭＯＳトランジスタのオン抵抗を用いたが、ＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列または並列に結合した合成可変抵抗を用いてもよい。

第１の移相制御信号５１により可変抵抗ＶＲ１を変化させ、移相回転量を０度から９０度まで変化させることができる。よって、第１の移相制御信号５１を調整することによりθ＝４５度にできる。

上記構成では第１の可変移相器２１の入出力端において電圧が変化しても、ＭＯＳトランジスタM１のゲートに結合した第１の移相制御信号５１と、ソースと結合した接地との間に電圧変動はないので、安定した移相回転量を得ることができる。

実施の形態としては上記の可変移相器を使用するのが望ましいが、固定の容量と可変抵抗を入れ替えたローパスフィルタ構成の可変移相器を使用することも可能である。

また、可変容量と固定の抵抗を使用したハイパスフィルタもしくはローパスフィルタ構成の可変移相器を使用することも可能である。ここで、可変容量としては、可変容量ダイオードもしくは、可変容量ダイオードと容量とを直列または並列に結合した合成可変容量を用いることが好ましい。

（実施の形態２：請求項３に対応）
上述した実施の形態１の図１の９０度移相装置では、位相差は正確に９０度を実現できるが、振幅差は必ずしも等しくない。第１の入力信号１は第１の可変移相器２１を通過するが、第２の入力信号２は可変移相器を通過しないので、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２との間で振幅誤差が大きくなってしまう。

本発明の実施の形態２を図２に示す。実施の形態２は、正確な９０度位相差を実現できる実施の形態１の構成に加えて、等振幅の出力信号を得ることができる９０度移相装置を示すものである。

この９０度移相装置は、第１の出力信号Ｑ１に第１の利得制限回路６１を結合し、第１の利得制限回路６１の出力を第３の出力信号Ｑ３とし、第２の出力信号Ｉ２に第２の利得制限回路６２を結合し、第２の利得制限回路６２の出力を第４の出力信号Ｉ４とする。したがって、第３の出力信号Ｑ３と第４の出力信号Ｉ４は等振幅になる。位相差は９０度のままである。

なお、第１および第２の利得制限回路６１，６２を設ける代わりに、第１および第２の２逓倍回路３１，３２自体に利得制限機能をもたせることも可能で、この構成によっても第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２の振幅を等しくすることができる（請求項２に対応）。

（実施の形態３：請求項４に対応）
本発明の実施の形態３を図３に示す。実施の形態３は、正確な９０度位相差を実現できる実施の形態１の構成に加えて、等振幅の出力信号を得ることができる９０度移相装置を示す。

この９０度移相装置は、第１の出力信号Ｑ１に第１の可変利得増幅器７１を結合し、第１の可変利得増幅器７１の出力を第３の出力信号Ｑ３とし、第２の出力信号Ｉ２と第３の出力信号Ｑ３を第１のレベル比較器８１の入力に結合し、第１のレベル比較器８１の出力を、第１の利得制御信号９１として、第１の可変利得増幅器７１にフィードバックする。これによって、第２の出力信号Ｉ２と第３の出力信号Ｑ３の振幅が等しくなるよう、第１の可変利得増幅器７１の利得が制御される。したがって、第３の出力信号Ｑ３と第２の出力信号Ｉ２は等振幅になる。位相差は９０度のままである。

（実施の形態４：請求項５に対応）
本発明の実施の形態４を図４に示す。実施の形態４は、正確な９０度位相差を実現できる実施の形態１の構成に加えて、等振幅の出力信号を得ることができる９０度移相装置を示す。

この９０度移相装置は、第１の可変移相器２１と第１の２逓倍回路３１の間に第１の利得制限回路６１を直列に結合し、第１の信号源１１と第２の２逓倍回路３２の間に第２の利得制限回路６２を直列に結合する。

これによって、第１の２逓倍回路３１と第２の２逓倍回路３２への入力振幅が等しくなるので、第１の２逓倍回路３１と第２の２逓倍回路３２の利得が等しければ、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２は等振幅になる。位相差は９０度のままである。

（実施の形態５：請求項６に対応）
本発明の実施の形態５を図５に示す。実施の形態５は、正確な９０度位相差を実現できる実施の形態１の構成に加えて、等振幅の出力信号を得ることができる９０度移相装置を示す。

この９０度移相装置は、第１の可変移相器２１と第１の２逓倍回路３１の間に第１の可変利得増幅器７１を直列に結合し、第１の可変利得増幅器７１の出力と第２の入力信号２とを第１のレベル比較器８１の２つの入力にそれぞれ結合し、第１のレベル比較器８１の出力を第１の利得制御信号９１として第１の可変利得増幅器７１にフィードバックする。これによって、第２の入力信号２と第１の可変利得増幅器７１の出力の振幅が等しくなるように、第１の可変利得増幅器７１の利得が制御される。その結果、第１の２逓倍回路３１への入力振幅と第２の２逓倍回路３２への入力振幅とが等しくなるので、第１の２逓倍回路３１と第２の２逓倍回路３２の利得が等しければ、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２は等振幅になる。位相差は９０度のままである。

（実施の形態６：請求項７に対応）
本発明の実施の形態６を図６に示す。実施の形態６は、正確な９０度位相差を実現できる実施の形態１の構成に加えて、等振幅の出力信号を得ることができる９０度移相装置を示す。

この９０度移相装置は、第１の２逓倍回路３１を、利得を調整可能な第１の可変利得２逓倍回路１０１に置き換え、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２とを第１のレベル比較器８２の２つの入力にそれぞれ結合し、第１のレベル比較器８２の出力を、第１の利得制御信号９１として第１の可変利得２逓倍回路１０１にフィードバックする。これによって、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２の振幅が等しくなるように、第１の可変利得２逓倍回路１０１の利得が制御される。したがって、第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２は等振幅になる。位相は９０度のままである。

（実施の形態７：請求項８〜１０に対応）
本発明の実施の形態７は、実施の形態１〜６の各構成に加えて、第１の可変移相器２１と並列に、１または複数の可変移相器（代表して第２の可変移相器２２を図示している）を設け、第１の移相制御信号５１を第２の可変移相器２２に与え、第２の可変移相器２２から第３の出力信号Ｑ３を得るようにしたものである。具体的には、第２の可変移相器２２の入力を第１の信号源１１の出力（代表して、第３の入力信号３を図示している）と結合し、それぞれに第１の移相制御信号５１をフィードバックし、第２の可変移相器２２から第３の出力信号Ｑ３を得るようにしている。

実施の形態７の例として、実施の形態１の構成に上記構成を加えた構成を図７に示す。

この９０度移相装置は、実施の形態１の構成に加えて、第２の可変移相器２２の入力を第１の可変移相器２１の入力と結合し、第１の移相制御信号５１を第１および第２の可変移相器２１および２２の両方に与える。

第１の可変移相器２１を固定の容量と第１の移相制御信号５１で抵抗値が可変する可変抵抗で構成した場合、第１の可変移相器２１と並列に設けられる第２の可変移相器２２内の容量を第１の可変移相器２１内の容量とは異なる値とし、可変抵抗は同じ第１の移相制御信号５１で抵抗値が可変する可変抵抗を使用する。この結果、並列に接続された可変移相器の出力は、容量値の選び方により第１の入力信号１に対して、０度〜９０度までの移相回転を持った出力を得ることができる。また、第１の入力信号の反転N１を第２の可変移相器に入力すると、第３の出力信号Q３は、第１の入力信号１に対して−１８０度〜―９０度までの移相回転を持った出力を得ることができる。

ここで、第２の可変移相器２２の出力部に逓倍回路が設けられていない理由について説明する。第３の出力信号Ｑ３は、第１の入力信号Ｑ１に対して任意の移相出力を持った信号を取り出せることが特徴である。よって２逓倍する必要はない。第１の出力信号Ｑ１と第２の出力信号Ｉ２の位相差が９０度であれば、第1の可変移相器２１の出力信号は第1の入力信号に対して４５度の移相回転量を持っている。

図１４に、例として可変移相器が図１２の構成であり、第1の可変移相器の容量をC１、第２の可変移相器の容量をC２、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗をはＲｏｎとした回路を示す。この回路において、移相回転量を任意に調節できる理由を以下に説明する。

移相回転量をθとすると、
θ＝arctan(ω*Ron*C２)
＝arctan(C２／C１)
が成り立つ。したがって、容量C２によって移相回転量θを調整できる。

ここで、入力角周波数がωのとき、移相回転量θが４５度になるためには、オン抵抗Ｒonはω＝１／Ron／C1を満足する。したがって、
移相回転量＝４５度＝arctan(ω*Ron*C1)
が成り立つ。

また、第１の可変移相器２１を固定の抵抗と第１の移相制御信号５１で抵抗値が可変する可変容量で構成する場合は、第１の可変移相器と並列接続された第２の可変移相器の抵抗の値の選び方により、並列接続された可変移相器の出力は第１の入力信号に対して０度〜−９０度までの移相回転を持った出力を得ることができる。また、第１の入力信号の反転N１を第２の可変移相器に入力すると、第３の出力信号Q３は第１の入力信号１に対して１８０度〜９０度までの移相回転を持った出力を得ることができる。

（実施の形態８：請求項１１に対応）
本発明の実施の形態１〜６の９０度移相装置は、入出力を差動構成にすることもできる。代表例として、実施の形態１の図１の９０度移相装置の入出力を差動構成に変更した９０度移相装置を図８に示す。この９０度移相装置は、信号源１１Ａ、第１の可変移相器２１Ａ、第１の２逓倍回路３１Ａ、第２の２逓倍回路３２Ａおよび第１の９０度位相比較器４１Ａを差動入出力構成にしている。この回路では、信号源１１Ａから第１の差動入力信号１Ａと第２の差動入力信号２Ａが出力され、第１の可変移相器２１Ａおよび第２の２逓倍回路３２Ａに入力される。

第１の可変移相器２１Ａの出力は第１の２逓倍回路３１Ａに入力され、第１の２逓倍回路３１Ａの出力である第１の出力信号Ｑ１および第３の出力信号ＱＢ３と第２の２逓倍回路３２Ａの出力である第２の出力信号Ｉ２および第４の出力信号ＩＢ４が第１の９０度位相比較器４１Ａに入力される。第１の９０度位相比較器４１Ａの出力である第１の移相制御信号５１Ａおよび第２の移相制御信号５２Ａが第１の可変移相器２１Ａへフィードバックされる。

差動入出力構成の第１の可変移相器２１Ａの回路を図１３に示す。ここでは一例として図１２の可変移相器を使用する。

第１の可変移相器２１Ａは、固定の容量Ｃ１と可変抵抗ＶＲ１および固定の容量Ｃ２と可変抵抗ＶＲ２をそれぞれハイパスフィルタ型構成にし、可変抵抗ＶＲ１およびＶＲ２として用いるＭＯＳトランジスタのソースを共通化し接地もしくはバイアス電圧に結合する。図１３では接地している。

そして、可変抵抗ＶＲ１として使用するＭＯＳトランジスタM１のゲートに第１の移相制御信号５１Ａを結合し、可変抵抗ＶＲ２として使用するＭＯＳトランジスタM２のゲートに第２の移相制御信号５２Ａを結合する。この可変移相器２１Ａは、差動入力信号Ｖｉｎ、ＶＢｉｎに対して差動出力信号Ｖｏｕｔ、ＶＢｏｕｔが得られる。

移相制御信号５１Ａ，５２Ａは共通化しても良いが、移相制御信号５１Ａ，５２Ａを差動入力信号Ｖｉｎ、ＶＢｉｎそれぞれに用意することにより、容量Ｃ１と容量Ｃ２、および可変抵抗として使用するＭＯＳトランジスタM１とＭＯＳトランジスタM２にミスマッチがあっても、別々に移相制御信号５１Ａ，５２Ａを与えることにより完全な差動信号出力を得ることができる。

この９０度移相装置では、９０度位相差を実現するために、第２の出力信号Ｉ２に対する第１の出力信号Ｑ１の位相差を、第１の位相比較器４１Ａによって検出し、位相差に比例した出力である第１の位相制御信号５１Ａを第１の可変移相器２１Ａにフィードバックし、第２の出力信号Ｉ２に対する第１の出力信号Ｑ１の位相差を正確に９０度にする。

同様に、第２の出力信号Ｉ２と差動の関係にある第４の出力信号ＩＢ４に対して、第３の出力信号ＱＢ３の位相差を第１の位相比較器４１Ａによって検出し、位相差に比例した出力である第２の位相制御信号５２Ａを第１の可変移相器２１Ａにフィードバックし、第４の出力信号ＩＢ４に対する第３の出力信号ＱＢ３の位相差を正確に９０度にする。

したがって、各出力信号の位相差は第２の出力信号Ｉ２を基準にすると、
Ｉ２：０度Ｑ１：９０度ＩＢ４：１８０度ＱＢ３：２７０度
となり、正確な９０度位相差の差動出力信号を得ることができる。

なお、上記各実施の形態では、可変移相器として、固定容量と可変抵抗からなるハイパスフィルタ構成、あるいはローパスフィルタ構成のものを使用しているが、これに代えて、固定抵抗と可変容量からなるハイパスフィルタ構成、あるいはローパスフィルタ構成のものを使用してもよい。この場合の可変容量としては、例えば、可変容量ダイオードを使用することが好ましい。

本発明にかかる移相装置は、直交変調信号の変復調装置で必要とされる正確な直交信号として、９０度位相差および等振幅を高精度で実現させることができ、通信モジュールや
携帯端末を含めた無線通信機器等の回路として有用である。

本発明の実施の形態１の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施の形態２の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施の形態３の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施の形態４の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施の形態５の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施の形態６の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施の形態７の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施の形態８の９０度移相装置の構成を示す回路ブロック図である。９０度移相器の先行技術を示す回路図である。９０度移相装置の他の先行技術を示す回路ブロック図である。可変抵抗と可変容量の構成を示す図である。第１の可変移相器の例を示す回路図である。第１の可変移相器の他の例を示す回路図である。第１および第２の可変移相器の具体例を示す回路図である。

符号の説明

２１，２１Ａ第１の可変移相器
２２，２２Ａ第２の可変移相器
３１，３１Ａ第１の２逓倍回路
３２，３２Ａ第２の２逓倍回路
４１，４１Ａ第１の９０度位相比較器
６１第１の利得制限回路
６２第２の利得制限回路
７１第１の可変利得増幅器
８１第１のレベル比較器

Claims

第１の信号源と、第１の移相制御信号により移相回転量が可変の第１の可変移相器と、第１のＮ逓倍回路（Ｎは２以上の整数）と、第２のＮ逓倍回路と、第１の位相比較器とを備え、
前記第１の信号源と前記第１の可変移相器の入力および前記第２のＮ逓倍回路の入力とを結合することによって共通化し、
前記第１の可変移相器の出力と前記第１のＮ逓倍回路の入力とを結合し、前記第１のＮ逓倍回路の出力を第１の出力信号とし、前記第２のＮ逓倍回路の出力を第２の出力信号とし、
前記第１の出力信号と前記第２の出力信号とを前記第１の位相比較器に入力し、前記第１の位相比較器の出力を前記第１の移相制御信号として前記第１の可変移相器にフィードバックすることにより、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号の位相差が一定となるように前記第１の可変移相器の移相回転量を制御する移相装置。
前記第１および第２のＮ逓倍回路にそれぞれ利得制限機能を持たせた請求項１記載の移相装置。
前記第１の出力信号を入力に結合した第１の利得制限回路を設け、前記第２の出力信号を入力に結合した第２の利得制限回路を設け、前記第１の利得制限回路の出力を第３の出力信号とし、前記第２の利得制限回路の出力を第４の出力信号とする請求項１記載の移相装置。
前記第１の出力信号を入力に結合した利得制御可能な第１の可変利得増幅器を設け、前記第１の可変利得増幅器の出力を第３の出力信号とし、
前記第３の出力信号と前記第２の出力信号とが入力される第１のレベル比較器を設け、
前記第１のレベル比較器の出力を、前記第１の可変利得増幅器に第１の利得制御信号として与えることにより、前記第３の出力信号と前記第２の出力信号のレベルが等しくなるように前記第１の可変利得増幅器の利得を制御する請求項１記載の移相装置。
前記第１の可変移相器と前記第１のＮ逓倍回路との間に第１の利得制限回路を設け、前記第２のＮ逓倍回路の前段に第２の利得制御回路を設けた請求項１記載の移相装置。
前記第１の可変移相器と前記第１のＮ逓倍回路との間に利得制御可能な第１の可変利得増幅器を設け、前記第１の可変利得増幅器の出力レベルと前記第２のＮ逓倍回路の入力レベルとを比較する第１のレベル比較器を設け、
前記第１のレベル比較器の出力を前記第１の可変利得増幅器に第１の利得制御信号として与えることにより、前記第１の可変利得増幅器の出力信号と前記第２のＮ逓倍回路の入力信号のレベルが等しくなるように前記第１の可変利得増幅器の利得を制御する請求項１記載の移相装置。
前記第１のＮ逓倍回路を、利得制御可能な第１の可変利得Ｎ逓倍回路に置き換え、
前記第１の可変利得Ｎ逓倍回路の出力レベルと前記第２のＮ逓倍回路の出力レベルとを比較する第１のレベル比較器を設け、
前記第１のレベル比較器の出力を前記第１の可変利得Ｎ逓倍回路に第１の利得制御信号として与えることにより、前記第１の可変利得Ｎ逓倍回路の出力信号と前記第２のＮ逓倍回路の出力信号のレベルが等しくなるように前記第１の可変利得Ｎ逓倍回路の利得を制御する請求項１記載の移相装置。
前記信号源の出力を入力、もしくは前記信号源の出力の反転信号を入力とし、第２の移相制御信号により移相回転量を変化可能な、１または複数個の第２の可変移相器をさらに設けた請求項１〜７の何れかに記載の移相装置。
前記第１の位相比較器の出力を前記第２の移相制御信号として前記第２の可変移相器に供給するようにした請求項８記載の移相装置。
前記第１の可変移相器と前記第２の可変移相器とは前記第１の位相比較器の出力に対応した移相回転量が互いに異なる請求項９記載の移相装置。
入出力が差動構成であることを特徴とする請求項１〜１０の何れかに記載の移相装置。
前記第１の可変移相器は、容量と前記第１の移相制御信号により抵抗値を変化することができる可変抵抗とを結合してなるハイパスフィルタもしくはローパスフィルタ構成を有する請求項１〜１１の何れかに記載の移相装置。
前記第１の可変移相器は、抵抗と前記第１の移相制御信号により容量値を変化することができる可変容量とを結合してなるハイパスフィルタもしくはローパスフィルタ構成を有する請求項１〜１１の何れかに記載の移相装置。
可変抵抗として、ＮチャネルもしくはPチャネルの第１のトランジスタのオン抵抗、もしくは第１のトランジスタと抵抗とを直列または並列に結合した合成可変抵抗を用い、前記第１の移相制御信号をゲートに結合し、抵抗値を可変させることを特徴とする請求項１２記載の移相装置。
前記可変容量に、第１の可変容量ダイオード、もしくは第１の可変容量と容量とを直列または並列に結合した合成可変容量を用いることを特徴とする請求項１３記載の移相装置。
入出力が差動構成である請求項１２〜１５の何れかに記載の移相装置。