TWI695581B - 切換式相移器 - Google Patents

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TWI695581B
TWI695581B TW108143339A TW108143339A TWI695581B TW I695581 B TWI695581 B TW I695581B TW 108143339 A TW108143339 A TW 108143339A TW 108143339 A TW108143339 A TW 108143339A TW I695581 B TWI695581 B TW I695581B
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郭芳銚
蔡作敏
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財團法人工業技術研究院
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Abstract

一種切換式相移器，其可包含至少一相移單元，相移單元可包含二個半電路及連接該些半電路並接收第一控制訊號之第一開關。各個半電路可包含第一可變電容、第二可變電容、第二開關及可變電感。第一可變電容之第一端及第二端可分別與半電路之輸入端及半電路之控制端連接。第二可變電容之第一端及第二端可分別與半電路之輸出端及半電路之控制端連接。第二開關之第一端及第二端可分別與半電路之輸出端及半電路之輸入端連接，而第三端可與半電路之控制端連接，並可接收第二控制訊號。可變電感之第一端及第二端可分別與半電路之輸入端及輸出端連接。

Description

切換式相移器
本揭露係有關於一種相移器，特別是一種切換式相移器。
由於科技的進步，通訊技術的發展也日新月異；第五代行動通訊技術(5th generation mobile networks)能有效地提高資料傳輸速率、減少延遲、節省能源、降低成本及提高系統容量，故已成為了世界各國爭相發展的主流通訊技術。第五代行動通訊技術主要應用於低頻(低於6GHz)及毫米波頻帶，而相位陣列系統則是毫米波頻帶應用中的重要技術之一。
相移器為相位陣列系統中的重要元件，因此相移器的設計對相位陣列系統的波束成形能力有很大的影響。第五代行動通訊技術的應用頻帶可能包含28GHz及39GHz等等；然而，相移器有頻寬的限制，使相移器在某些頻帶的特性不佳，因此也影響了相位陣列系統的波束成形能力。
相移器的特性可以透過均方根相位誤差(RSM phase error)及均方根增益誤差(RMS gain error)來進行評估。一般而言，4bit的切換式相移器需要4個不同角度的相移單元，透過切換該些相移單元的On/Off狀態就可以形成16種不同的相位狀態。當操作頻率離中心頻率愈遠，相移器的均方根相位誤差及均方根增益誤差愈大，故相移器無法在多個頻帶達到良好的特性。
因此，如何提出一種相移器，能夠有效改善現有相移器的各種限制，已成為一個刻不容緩的問題。
根據本揭露之實施例，提出一種切換式相移器，其可包含至少一相移單元，相移單元可包含二個半電路及連接該些半電路並接收控制訊號之第一開關。各個半電路可包含第一可變電容、第二可變電容、第二開關及可變電感。第一可變電容之第一端可與半電路之輸入端連接，第一可變電容之第二端可與半電路之控制端連接。第二可變電容之第一端可與半電路之輸出端連接，第二可變電容之第二端可與半電路之控制端連接。第二開關之第一端可與半電路之輸出端連接，第二開關之第二端可與半電路之輸入端連接，而第二開關之第三端可與半電路之控制端連接，並可接收控制訊號。可變電感之第一端及第二端可分別與半電路之輸入端及輸出端連接。
為了對本揭露之內容有更佳的瞭解，下文特舉實施例，並配合所附圖式以詳細說明。
1、2、3:切換式相移器
T4:第四電晶體
11、21、31-1~31-4、32:相移單元
H1、H2:半電路
Nc:控制端
Ni:輸入端
No:輸出端
M1:第一開關
M2:第二開關
Vc1:第一可變電容
C1:第一電容
T1:第一電晶體
Vc2:第二可變電容
C2:第二電容
T2:第二電晶體
VL:可變電感
T3:第三電晶體
Lw:繞線電感
G:柵狀金屬結構
g1:框架
g2:柵狀結構
P:開口
L:電感
R:電阻
Si、Si’:輸入訊號
Si、So’:輸出訊號
Figure 108143339-A0305-02-0020-10
、
Figure 108143339-A0305-02-0020-11
:控制訊號
Vg、Va:控制訊號
Vt:電感控制訊號
Vs:電容控制訊號
B1:第一頻帶
B2:第二頻帶
第1圖 係為本揭露之第一實施例之切換式相移器之相移單元之電路圖。
第2圖 係為本揭露之第一實施例之切換式相移器之相移單元之半電路之簡化的等效電路圖。
第3圖及第4圖 係為本揭露之第一實施例之切換式相移器之相移單元之運作示意圖。
第5圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之相移單元之電路圖。
第6圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之可變電容之模擬結果圖。
第7A圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之可變電感之上視圖。
第7B圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之可變電感之側視圖。
第7C圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之可變電感之模擬結果圖。
第8圖及第9圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之相移單元之運作示意圖。
第10A圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=11.25°)之反射損失模擬結果圖。
第10B圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=11.25°)之插入損耗模擬結果圖。
第10C圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=11.25°)之相對相位模擬結果圖。
第11A圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=45°)之反射損失模擬結果圖。
第11B圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=45°)之插入損耗模擬結果圖。
第11C圖 係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=45°)之相對相位模擬結果圖。
第12圖 係為本揭露之第三實施例之5-bit切換式相移器之相移單元之電路圖。
第13A圖 係為本揭露之第三實施例之切換式相移器之均方根增益誤差模擬結果圖。
第13B圖 係為本揭露之第三實施例之切換式相移器之均方根相位誤差模擬結果圖。
第13C圖 係為本揭露之第三實施例之切換式相移器之均方根相位誤差模擬結果圖。
第13D圖 係為本揭露之第三實施例之切換式相移器之均方根增益誤差模擬結果圖。
以下將參照相關圖式，說明依本揭露之切換式相移器之實施例，為了清楚與方便圖式說明之故，圖式中的各部件在尺寸與比例上可能會被誇大或縮小地呈現。在以下描述及/或申請專利範圍中，當提及元件「連接」或「耦合」至另一元件時，其可直接連接或耦合至該另一元件或可存在介入元件；而當提及元件「直接連接」或「直接耦合」至另一元件時，不存在介入元件，用於描述元件或層之間之關係之其他字詞應以相同方式解釋。為使便於理解，下述實施例中之相同元件係以相同之符號標示來說明。
請參閱第1圖，其係為本揭露之第一實施例之切換式相移器之相移單元之電路圖。如圖所示，切換式相移器1包含至少一相移單元11。
相移單元11包含二個半電路H1、H2及第一開關M1。該些半電路H1、H2與第一開關M1連接。相移單元11為一差動電路；半電路H1之輸入訊號 Si之振幅與半電路H2之輸入訊號Si’之振幅相同；半電路H1之輸入訊號Si之相位與半電路H2之輸入訊號Si’之相位相反。在本實施例中，第一開關M1可為金氧半場效電晶體(MOSFET)；第一開關M1之第一端(汲極)與半電路H1之控制端Nc連接，第一開關M1之第二端(源極)與半電路H2之控制端Nc連接；第一開關M1之第三端(閘極)與控制訊號源之間具有電阻R，且第一開關M1之第三端接收由控制訊號源發送的控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0007-16
(第一控制訊號)；在另一實施例中，第一開關M1之第一端可以是源極，而第一開關M1之第二端可以是汲極。在另一實施例中，第一開關M1也可為接面場效電晶體(JFET)或其它類似的元件。
半電路H1包含第一可變電容Vc1、第二可變電容Vc2、第二開關M2、可變電感VL及二個電感L。在一實施例中，第一可變電容Vc1及第二可變電容Vc2可為電晶體電容(moscap)、變容二極體(varactor)或其它各種可變電容。在一實施例中，可變電感VL可為切換路徑類型可變電感、變壓器類型可變電感和微電子機械系統(MEMS)類型可變電感或其它類似的元件。
第一可變電容Vc1之第一端與半電路H1之輸入端Ni連接，第一可變電容Vc1之第二端與半電路H1之控制端Nc連接。
第二可變電容Vc2之第一端與半電路H1之輸出端No連接，第二可變電容Vc2之第二端可與半電路H1之控制端Nc連接。
在本實施例中，第二開關M2可為金氧半場效電晶體；第二開關M2之第一端(汲極)與半電路H1之輸出端No連接，第二開關M2之第二端(源極)與半電路H1之輸入端Ni連接，第二開關M2之第三端(閘極)與半電路H1之控制端Nc連接；第二開關M2之第三端與控制訊號源之間具有電阻R，且第二開關M2 之第三端接收由控制訊號源發送的控制訊號Vg(第二控制訊號)；在另一實施例中，第二開關M2之第一端可以是源極，而第二開關M2之第二端可以是汲極。
可變電感VL之第一端與半電路H1之輸入端Ni連接，而可變電感VL之第二端與半電路H1之輸出端No連接。
該些電感L分別與半電路H1之輸入端Ni及半電路H1之輸出端No連接，使半電路H1的二端能達到阻抗匹配。
請參閱第2圖，其係為本揭露之第一實施例之切換式相移器之相移單元之半電路之簡化的等效電路圖(此簡化的等效電路圖不包含第1圖的二個電感L)。如圖所示，半電路H1之傳輸係數之相位項可由下式(1)表示：｜∠S21｜=Φ..................................................................(1)
其中，S21表示半電路H1之傳輸係數；Φ表示目標相位差。
半電路H1之輸入端Ni及輸出端No達到阻抗匹配的條件可由下式(2)表示：S11=S22=0................................................................(2)
其中，S11表示半電路H1之輸入端Ni之反射係數；S22表示半電路H1之輸出端No之反射係數。
根據式(1)及式(2)，可變電感VL的電感值可由下式(3)表示：L=Z0sin｜Φ｜/ω0..............................................................(3)
第一可變電容Vc1及第二可變電容Vc2的電容值可由下式(4)表示：C1=C2=tan｜Φ/2｜/ω0Z0.....................................................(4)
其中，L表示可變電感VL的電感值；C1表示第一可變電容Vc1的電容值；C2表示第二可變電容Vc2的電容值；Z0表示半電路H1的特性阻抗；ω0=2πf，f表示操作頻率。
因此，相移單元11之特性及相位延遲透過調整第一可變電容Vc1、第二可變電容Vc2及可變電感VL改變，使相移單元11之特性能符合數個頻帶且能達到所欲達到的相位延遲，如下表(1)所示：
Figure 108143339-A0305-02-0009-12
透過上述的機制，相移單元11即使在不同的頻帶也能達到相同的相位延遲，且可在二個不同的頻率之間做調整，因此切換式相移器1在上述兩種頻帶都能夠達到良好的特性。
請參閱第3圖及第4圖，其係為本揭露之第一實施例之切換式相移器之相移單元之運作示意圖。如第3圖所示，當控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0009-3
為低準位時，控制訊號Vg為高準位，故半電路H1之第一開關M1斷開而半電路H1之第二開關M2導通。由於第二開關M2僅具有極小的寄生電阻，因此輸入訊號Si會直接通過第二開關M2，並產生輸出訊號So。此時，相移單元11是處於參考(reference)狀態。
如第4圖所示，當控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0009-2
為高準位時，控制訊號Vg為低準位，故半電路H1之第一開關M1導通而半電路H1之第二開關M2斷開。此時，半 電路H1之控制端Nc可視為虛接地，而輸入訊號Si會分別通過第一可變電容Vc1、第二可變電容Vc2及可變電感VL，並產生輸出訊號So。此時，相移單元11是處於能夠提供相位延遲功能的狀態，其簡化的等效電路如第2圖所示。半電路H2之各元件之功能及其協同關係與半電路H1相似，故不在此多加贅述。另外，由於相移單元11為雙向元件，故本實施例(及後續之實施例)提及之半電路H1(或半電路H2)之輸入端Ni及半電路H1(或半電路H2)之輸出端No僅是表示不同的端點，並非表示訊號輸入及輸出的方向。
由上述可知，可透過控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0010-4
及控制訊號Vg開啟或關閉相移單元11之相位延遲功能。另外，相移單元11在不同頻帶下的特性及相位延遲則透過調整第一可變電容Vc1、第二可變電容Vc2及可變電感VL改變，使相移單元11之特性能符合數個頻帶且能達到所欲達到的相位延遲，因此切換式相移器1在數個頻帶都能夠達到良好的特性。
當然，上述僅為舉例，切換式相移器1之電路結構及各元件之間的協同關係均可依實際需求變化，本揭露並不以此為限。
請參閱第5圖，其係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之相移單元之電路圖。如圖所示，切換式相移器2包含至少一相移單元21。
相移單元21包含二個半電路H1、H2及第一開關M1。該些半電路H1、H2與第一開關M1連接。相移單元21為一差動電路；半電路H1之輸入訊號Si之振幅與半電路H2之輸入訊號Si’之振幅相同；半電路H1之輸入訊號Si之相位與半電路H2之輸入訊號Si’之相位相反。第一開關M1為金氧半場效電晶體(MOSFET)；在本實施例中，第一開關M1之汲極與半電路H1之控制端Nc連接，第一開關M1之源極與半電路H2之控制端Nc連接；第一開關M1之閘極與控制訊 號源之間具有電阻R，且第一開關M1之閘極接收由控制訊號源發送的控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0011-5
(第一控制訊號)。在另一實施例中，第一開關M1之源極與半電路H1之控制端Nc連接，第一開關M1之汲極與半電路H2之控制端Nc連接，而第一開關M1之閘極與控制訊號源之間具有電阻R，並接收由控制訊號源發送的控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0011-6
。
半電路H1可包含第一可變電容Vc1、第二可變電容Vc2、第二開關M2及可變電感VL。
第一可變電容Vc1包含第一電容C1、第一電晶體T1以及電阻R；在本實施中，第一電晶體T1可以為金氧半場效電晶體(MOSFET)。第一電容C1之第一端與半電路H1之輸入端Ni連接，而第一電容C1之第二端與第一電晶體T1之汲極連接，使得第一電容C1與第一電晶體T1能夠呈現串聯的狀態。第一電晶體T1之源極與半電路H1之控制端Nc連接；第一電晶體T1之閘極與電容控制訊號源之間具有電阻R，第一電晶體T1之閘極接收由電容控制訊號源發送的電容控制訊號Vs。
第二可變電容Vc2包含第二電容C2、第二電晶體T2以及電阻R；在本實施中，第二電晶體T2可為金氧半場效電晶體(MOSFET)；在另一實施例中，第二電晶體T2也可以為接面場效電晶體(JFET)或其它類似的元件。第二電容C2之第一端與半電路H1之輸出端No連接，而第二電容C2之第二端則與第二電晶體T2之汲極連接，使得第二電容C2與第二電晶體T2呈現串聯的狀態。第二電晶體T2之源極與半電路H1之控制端Nc連接；第二電晶體T2之閘極與電容控制訊號源之間具有電阻R，第二電晶體T2之閘極接收由電容控制訊號源發送的電容控制訊號Vs。
請參閱第6圖，其係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之可變電容之模擬結果圖。電容控制訊號Vs能控制第一電晶體T1的導通與切斷，以調整第一電晶體T1與第一電容C1的等效電容，以調整第一可變電容Vc1的電容值。如第6圖所示，其中橫軸表示頻率，而縱軸表示電容值；第一電容C1之電容值為22fF，而第一電晶體T1的總寬度為24um；第6圖表示在不同電容控制訊號Vs下，第一可變電容Vc1在不同的頻率下的電容值。第二可變電容Vc2的電容值也透過相同的機制調整。
如第5圖所示，在本實施例中，第二開關M2可為金氧半場效電晶體；第二開關M2之汲極與半電路H1之輸出端No連接，第二開關M2之源極與半電路H1之輸入端Ni連接，第二開關M2之閘極與半電路H1之控制端Nc連接；第二開關M2之閘極與控制訊號源之間具有電阻R，且第二開關M2之閘極接收由控制訊號源發送的控制訊號Vg(第二控制訊號)。在另一實施例中，第二開關M2之源極與半電路H1之輸出端No連接，第二開關M2之汲極與半電路H1之輸入端Ni連接，第二開關M2之閘極與半電路H1之控制端Nc連接，並接收由控制訊號源發送的控制訊號Vg。
該些電感L分別與半電路H1之輸入端Ni及半電路H1之輸出端No連接，使半電路H1的二端能達到阻抗匹配。
可變電感VL包含繞線電感Lw、第三電晶體T3以及柵狀金屬結構G。第三電晶體T3與柵狀金屬結構G連接，而繞線電感Lw設置於柵狀金屬結構G之上。
請參閱第7A圖、第7B圖及第7C圖，其係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之可變電感之上視圖、側視圖及模擬結果圖。如第7A圖所示， 柵狀金屬結構G包含框架g1以及柵狀結構g2，且柵狀結構g2設置於框架g1之內。框架g1包含開口P，而第三電晶體T3之源極與框架g1鄰近於開口P之一端連接，而第三電晶體T3之汲極與框架g1鄰近於開口P之另一端連接，而第三電晶體T3之閘極則接收由電感控制訊號源發送的電感控制訊號Vt。
如第7B圖所示，繞線電感Lw與柵狀金屬結構G之間具有一空間。如第5圖所示，繞線電感Lw之第一端與半電路H1之輸入端Ni連接，而繞線電感Lw之第二端與半電路H1之輸出端No連接。
透過上述的設計，電感控制訊號Vt能控制第三電晶體T3導通與切斷，使第三電晶體T3與柵狀金屬結構G呈開路狀態或形成迴路。根據冷次定律，當第三電晶體T3與柵狀金屬結構G形成迴路時，訊號經過繞線電感Lw會產生磁場，柵狀金屬結構G則因為磁通量的改變而產生渦電流，其也會產生磁場以抗拒磁通量的改變；在不同磁場的交互作用下即能夠改變可變電感VL的等效電感值。如第7C圖所示，其中橫軸表示頻率，而縱軸表示電感值；繞線電感Lw之寬度約為8um，而繞線電感Lw之長度約為240um；第7C圖表示在不同電感控制訊號Vt下，可變電感VL在不同的頻率下的電感值。半電路H2之各元件之功能及該些元件的協同關係與半電路H1相似，故不在此多加贅述。
請參閱第8圖及第9圖，其係為本揭露之第二實施例之切換式相移器之相移單元之運作示意圖。如第8圖所示，當控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0013-7
為低準位時，控制訊號Vg為高準位，故半電路H1之第一開關M1斷開而半電路H1之第二開關M2導通。由於第二開關M2僅具有極小的寄生電阻，因此輸入訊號Si會直接通過第二開關M2，並產生輸出訊號So。此時，相移單元21是處於參考(reference)狀態。
如第9圖所示，當控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0014-8
為高準位時，控制訊號Vg為低準位，故半電路H1之第一開關M1導通而半電路H1之第二開關M2斷開。此時，半電路H1之控制端Nc可視為虛接地，而輸入訊號Si會分別通過第一可變電容Vc1、第二可變電容Vc2及可變電感VL，並產生輸出訊號So。此時，相移單元21是處於能夠提供相位延遲功能的狀態。半電路H2之各元件之功能及其協同關係與半電路H1相似，故不在此多加贅述。
由上述可知，控制訊號
Figure 108143339-A0305-02-0014-9
及控制訊號Vg開啟或關閉相移單元21之相位延遲功能。另外，相移單元21在不同頻帶下的特性及相位延遲則透過調整電容控制訊號Vs及電感控制訊號Vt改變，使相移單元21之特性能符合數個頻帶且能達到所欲達到的相位延遲，因此切換式相移器2在數個頻帶都能夠達到良好的特性。
當然，上述僅為舉例，切換式相移器2之電路結構及各元件之間的協同關係均可依實際需求變化，本揭露並不以此為限。
請參閱第10A圖、第10B圖及第10C圖，其係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=11.25°)之反射損失模擬結果圖、插入損耗模擬結果圖及相對相位模擬結果圖。第10A圖表示當切換式相移器2之相位延遲為11.25°時，切換式相移器2在不同頻帶各個狀態下的輸入反射損失(Input return loss)及輸出反射損失(Output return loss)；其中橫軸表示頻率，而縱軸表示反射損失。由第10A圖可看出，切換式相移器2在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的反射損失均小於-20dB。
第10B圖表示當切換式相移器2之相位延遲為11.25°時，切換式相移器2在不同頻帶下的插入損耗(Insertion loss)；其中橫軸表示頻率，而縱軸表示 插入損耗；當Vt=0而Vs=2時，切換式相移器2操作在第一頻帶B1(27~29GHz)；當Vt=2而Vs=0時，切換式相移器2操作在第二頻帶B2(38~40GHz)。由第10B圖可看出，切換式相移器2在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的損耗變動(Loss variation)均小於0.5dB。
第10C圖表示當切換式相移器2之相位延遲為11.25°時，切換式相移器2在不同頻帶下的相對相位(Relative phase)；其中橫軸表示頻率，而縱軸表示相對相位；當Vt=0而Vs=2時，切換式相移器2操作在第一頻帶B1(27~29GHz)；當Vt=2而Vs=0時，切換式相移器2操作在第二頻帶B2(38~40GHz)。由第10C圖可看出，切換式相移器2在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的相對相位均非常接近11.25°；故切換式相移器2的相位誤差確實能大幅降低。
請參閱第11A圖、第11B圖及第11C圖，其係為本揭露之第二實施例之切換式相移器(相位延遲=45°)之反射損失模擬結果圖、插入損耗模擬結果圖及相對相位模擬結果圖。第11A圖表示當切換式相移器2之相位延遲為45°時，切換式相移器2在不同頻帶下各個狀態的輸入反射損失及輸出反射損失；其中橫軸表示頻率，而縱軸表示反射損失。由第11A圖可看出，切換式相移器2在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的反射損失均小於-15dB。
第11B圖表示當切換式相移器2之相位延遲為45°時，切換式相移器2在不同頻帶下的插入損耗；其中橫軸表示頻率，而縱軸表示插入損耗；當Vt=0而Vs=2時，切換式相移器2操作在第一頻帶B1(27~29GHz)；當Vt=2而Vs=0時，切換式相移器2操作在第二頻帶B2(38~40GHz)。由第11B圖可看出，切換式相移器2在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的損耗變動均小於1dB。
第11C圖表示當切換式相移器2之相位延遲為45°時，切換式相移器2在不同頻帶下的相對相位；其中橫軸表示頻率，而縱軸表示相對相位；當Vt=0而Vs=2時，切換式相移器2操作在第一頻帶B1(27~29GHz)；當Vt=2而Vs=0時，切換式相移器2操作在第二頻帶B2(38~40GHz)。由第11C圖可看出，切換式相移器2在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的相對相位均非常接近45°；故切換式相移器2在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的相位誤差確實能大幅降低。由上述可知，切換式相移器2確實能夠達到極佳的特性。
值得一提的是，由於現有的相移器有頻寬的限制，使現有的相移器在某些頻帶的特性不佳。相反的，根據本揭露之實施例，切換式相移器1之相移單元11之各個半電路H1、H2採用具有可變電容Vc1、Vc2及可變電感VL的低通π型架構來實現相位延遲，且可透過調整可變電容Vc1、Vc2及可變電感VL改變各個相移單元11之特性及相位延遲，使各個相移單元11之特性能符合數個頻帶且能達到所欲達到的相位延遲，故切換式相移器1在數個頻帶都能夠達到良好的特性。
另外，根據本揭露之實施例，切換式相移器2之相移單元21之各個半電路H1、H2採用繞線電感Lw、第三電晶體T3及柵狀金屬結構G組成的可變電感VL，此可變電感VL能實現極佳的電感調整機制，故能有效地改善切換式相移器2的特性。
此外，根據本揭露之實施例，切換式相移器2之相移單元21之各個半電路H1、H2包含分別連接至此半電路H1、H2之輸入端Ni及輸出端No的電感L，上述的電路結構能夠使相移單元21達到適當的阻抗匹配。
再者，根據本揭露之實施例，切換式相移器2的電路設計簡單且能達到所欲達到的功效，故可在不大幅增加成本的前提下滿足第五代行動通訊技術的需求，極具商業價值。
請參閱第12圖，其係為本揭露之第三實施例之5-bit切換式相移器之相移單元之電路圖。如圖所示，切換式相移器3為一個5-bit相移器，其包含相移單元31-1、31-2、31-3、31-4、32。其中，相移單元31-1、31-2、31-3、31-4採用第二實施例的電路架構，其相位延遲分別為11.25°、45°、90°及22.5°；而相移單元32為一般常見的180°相移電路，其包含複數個電晶體T4及電阻R。
請參閱第13A圖及第13B圖，其係為本揭露之第三實施例之切換式相移器之均方根增益誤差模擬結果圖以及均方根相位誤差模擬結果圖。
第13A圖左邊的曲線表示當電感控制訊號Vt為低準位及電容控制訊號Vs為高準位時，切換式相移器3在不同頻帶下的均方根增益誤差(RMS gain error)；第13A圖右邊的曲線表示當電感控制訊號Vt為高準位及電容控制訊號Vs為低準位時，切換式相移器3在不同頻帶下的均方根增益誤差。由第13A可看出，切換式相移器3在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的均方根增益誤差均能明顯降低。
第13B圖左邊的曲線表示當電感控制訊號Vt為低準位及電容控制訊號Vs為高準位時，切換式相移器3在不同頻帶下的均方根相位誤差(RMS phase error)；第13B圖右邊的曲線表示當電感控制訊號Vt為高準位及電容控制訊號Vs為低準位時，切換式相移器3在不同頻帶下的均方根相位誤差。由第13B可看出，切換式相移器3在第一頻帶B1(27~29GHz)及第二頻帶B2(38~40GHz)的均方根相位誤差也能明顯降低。
請參閱第13C圖及第13D圖，其係為本揭露之第三實施例之切換式相移器之均方根相位誤差模擬結果圖以及均方根增益誤差模擬結果圖。
第13C圖的各個曲線表示當電感控制訊號Vt及電容控制訊號Vs為定值時，5-bit切換式相移器3的32種相位狀態在不同頻帶的均方根相位誤差值；例如，第13C圖最左邊的曲線表示當電感控制訊號Vt為0V及電容控制訊號Vs為2V時，5-bit切換式相移器3的32種相位狀態在不同頻帶的均方根相位誤差值。
第13D圖的各個曲線表示當電感控制訊號Vt及電容控制訊號Vs為定值時，5-bit切換式相移器3的32種相位狀態在不同頻帶的均方根增益誤差值；例如，第13D圖最左邊的曲線表示當電感控制訊號Vt為0V及電容控制訊號Vs為2V時，5-bit切換式相移器3的32種相位狀態在不同頻帶的均方根增益誤差值。
由第13C圖及第13D圖可看出，切換式相移器3的操作頻率可在一個範圍內調整，使切換式相移器3在不同的頻帶也能達到相同的相位延遲，且在許多頻帶均能達到極佳的特性。
當然，上述僅為舉例，切換式相移器3之電路結構及各元件之間的協同關係均可依實際需求變化，本揭露並不以此為限。
綜上所述，根據本揭露之實施例，切換式相移器1之相移單元11之各個半電路H1、H2採用具有可變電容Vc1、Vc2以及可變電感VL的低通π型架構來實現相位延遲，且可透過調整可變電容Vc1、Vc2及可變電感VL改變各個相移單元11之特性及相位延遲，使各個相移單元11之特性能符合數個頻帶且能 達到所欲達到的相位延遲，故切換式相移器1在數個頻帶都能夠達到良好的特性。
另外，根據本揭露之實施例，切換式相移器2之相移單元21之各個半電路H1、H2採用繞線電感Lw、第三電晶體T3及柵狀金屬結構G組成的可變電感VL，此可變電感VL能實現極佳的電感調整機制，故能有效地改善切換式相移器2的特性。
此外，根據本揭露之實施例，切換式相移器2之相移單元21之各個半電路H1、H2包含分別連接至此半電路H1、H2之輸入端Ni及輸出端No的電感L，上述的電路結構能夠使相移單元21達到適當的阻抗匹配。
再者，根據本揭露之實施例，切換式相移器2的電路設計簡單且能達到所欲達到的功效，故可在不大幅增加成本的前提下滿足第五代行動通訊技術的需求，極具商業價值。
可見本揭露在突破先前之技術下，確實已達到所欲增進之功效，且也非熟悉該項技藝者所易於思及，其所具之進步性、實用性，顯已符合專利之申請要件，爰依法提出專利申請，懇請 貴局核准本件發明專利申請案，以勵創作，至感德便。
以上所述僅為舉例性，而非為限制性者。其它任何未脫離本揭露之精神與範疇，而對其進行之等效修改或變更，均應該包含於後附之申請專利範圍中。
1:切換式相移器
11:相移單元
H1、H2:半電路
Nc:控制端
Ni:輸入端
No:輸出端
M1:第一開關
M2:第二開關
Vc1:第一可變電容
Vc2:第二可變電容
VL:可變電感
L:電感
R:電阻
Si、Si’:輸入訊號
Si、So’:輸出訊號
Figure 108143339-A0305-02-0002-23
:控制訊號
Vg:控制訊號

Claims (17)

  1. 一種切換式相移器，係包含至少一相移單元，該相移單元包含二個半電路及連接該些半電路並接收第一控制訊號之一第一開關，各個該半電路包含：一第一可變電容，其第一端與該半電路之輸入端連接，而其第二端與該半電路之控制端連接；一第二可變電容，其第一端與該半電路之輸出端連接，而其第二端與該半電路之控制端連接；一第二開關，其第一端與該半電路之輸出端連接，其第二端與該半電路之輸入端連接，而其第三端與該半電路之控制端連接，並接收一第二控制訊號；以及一可變電感，其第一端與該半電路之輸入端連接，而其第二端與該半電路之輸出端連接。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中一個該半電路之輸入訊號之振幅與另一個該半電路之輸入訊號之振幅大小相同但相位相反。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第一開關之第一端與其中一個該半電路之控制端連接，該第一開關之第二端與另一個該半電路之控制端連接，該第一開關之第三端接收該第一控制訊號。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第一開關為一電晶體，該電晶體之汲極與其中一個該半電路之控制端連接，該電晶體之源極與另一個該半電路之控制端連接，該電晶體之閘極接收該第一控制訊號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第一開關為一電晶體，該電晶體之源極與其中一個該半電路之控制端連接，該電晶體之汲極與另一個該半電路之控制端連接，該電晶體之閘極接收該第一控制訊號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第二開關為一電晶體，該電晶體之源極與該半電路之輸入端連接，該電晶體之汲極與該半電路之輸出端連接，該電晶體之閘極與該半電路之控制端連接。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第二開關為一電晶體，該電晶體之汲極與該半電路之輸入端連接，該電晶體之源極與該半電路之輸出端連接，該電晶體之閘極與該半電路之控制端連接。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第一可變電容包含一第一電容及一第一電晶體，該第一電容與該第一電晶體串聯。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之切換式相移器，其中該第一電容之第一端與該半電路之輸入端連接，該第一電容之第二端與該第一電晶體之汲極連接，該第一電晶體之源極與該半電路之控制端連接，該第一電晶體之閘極接收一電容控制訊號。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第一可變電容為電晶體電容或變容二極體。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第二可變電容包含一第二電容及一第二電晶體，該第二電容與該第二電晶體串聯。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之切換式相移器，其中該第二電容之第一端與該半電路之輸出端連接，該第二電容之第二端與該第二電晶體之汲極 連接，該第二電晶體之源極與該半電路之控制端連接，該第二電晶體之閘極接收一電容控制訊號。
  13. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該第二可變電容為電晶體電容或變容二極體。
  14. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該可變電感包含一繞線電感、一電晶體及一柵狀金屬結構；該電晶體與該柵狀金屬結構連接，該繞線電感設置於該柵狀金屬結構之上，且該繞線電感與該柵狀金屬結構之間具有一空間，該繞線電感之第一端與該半電路之輸入端連接，該繞線電感之第二端與該半電路之輸出端連接。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之切換式相移器，其中該柵狀金屬結構包含一框架及一柵狀結構，該柵狀結構設置於該框架內；該框架包含一開口，該電晶體之源極與該框架鄰近於該開口之一端連接，該電晶體之汲極與該框架鄰近於該開口之另一端連接，該電晶體之閘極接收一電感控制訊號。
  16. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中該可變電感為切換路徑類型可變電感、變壓器類型可變電感或微電子機械系統類型可變電感。
  17. 如申請專利範圍第1項所述之切換式相移器，其中各個該半電路更包含二電感，該些電感分別與該半電路之輸入端及該半電路之輸出端連接。
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2013年3月28日公開文件Ilker Kalyoncu, "A 4-bit SiGe Passive Phase Shifter for X-band Phased Arrays" 2013 IEEE Radio and Wireless Symposium
2016年5月31日公開文件Fanyi Meng, Kaixue Ma" A 57-to-64-GHz 0.094-mm2 5-bit Passive Phase Shifter in 65-nm CMOS" IEEE Transactions on Very Large Scale Integration (VLSI) Systems
年5月31日公開文件Fanyi Meng, Kaixue Ma" A 57-to-64-GHz 0.094-mm2 5-bit Passive Phase Shifter in 65-nm CMOS" IEEE Transactions on Very Large Scale Integration (VLSI) Systems 2013年3月28日公開文件Ilker Kalyoncu, "A 4-bit SiGe Passive Phase Shifter for X-band Phased Arrays" 2013 IEEE Radio and Wireless Symposium *

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