JP2010114718A - 移相器 - Google Patents
移相器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010114718A JP2010114718A JP2008286304A JP2008286304A JP2010114718A JP 2010114718 A JP2010114718 A JP 2010114718A JP 2008286304 A JP2008286304 A JP 2008286304A JP 2008286304 A JP2008286304 A JP 2008286304A JP 2010114718 A JP2010114718 A JP 2010114718A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase shifter
- field effect
- effect transistor
- inductor
- fet
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/18—Networks for phase shifting
- H03H7/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
Abstract
【課題】意図せずに信号線に付加される線路によって移相器の特性が劣化してしまうこと。
【解決手段】移相器50は、LPFとHPF間の切替に基づいて入力信号を移相する。移相器50は、入力端子1と出力端子2間に接続されたFET5と、FET5がオン状態のとき共振する共振回路と、FET5がオン状態のとき、入力端子1及び出力端子2間に形成される信号線路に含まれる節点と共振回路との間に接続される付加線路4a(4b)と、FET5がオン状態のとき、信号線路の一部に含まれ、少なくとも付加線路4a(4b)と共にローパスフィルタを形成するインダクタ3a(3b)と、を備える。FET5がオン状態のときに付加線路と共にLPFを形成するインダクタを信号線路に配置する。これによって、意図しない付加線路によって移相器の特性が劣化することを抑制することができる。
【選択図】図1
【解決手段】移相器50は、LPFとHPF間の切替に基づいて入力信号を移相する。移相器50は、入力端子1と出力端子2間に接続されたFET5と、FET5がオン状態のとき共振する共振回路と、FET5がオン状態のとき、入力端子1及び出力端子2間に形成される信号線路に含まれる節点と共振回路との間に接続される付加線路4a(4b)と、FET5がオン状態のとき、信号線路の一部に含まれ、少なくとも付加線路4a(4b)と共にローパスフィルタを形成するインダクタ3a(3b)と、を備える。FET5がオン状態のときに付加線路と共にLPFを形成するインダクタを信号線路に配置する。これによって、意図しない付加線路によって移相器の特性が劣化することを抑制することができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、移相器に関し、特に特性の異なるフィルタの切替に基づいて信号波形を移相する移相器に関する。
一般的に、フェーズドアレー技術を使用した通信等では移相器が必要になる。入力信号の位相を変化させる移相器には、入力信号の移相精度が高いことが要求される。実際の使用状態で高い移相精度を実現するためには、入出力反射係数を小さくする(すなわち入出力リターンロスを改善する)ことが必要になる。なお、移相器には、通過ロスがより小さい事も要求される。
電解効果トランジスタ(以下、FET(Field Effect Transistor)と呼ぶ)を用いた移相器では、HPF(High-Pass Filter)とLPF(Low-Pass Filter)をスイッチSW(以下、SWと略称することもある)で切り替えて位相差を得るSW切替型移相器が広く使われている。
このタイプの移相器はSW部でのロスが大きいという問題があった。そのため低ロス化を目的としてSWを使用せずに位相を切り替えるEmbedded型移相器が検討され、提案されている(特許文献1乃至4、及び非特許文献1参照)。
実開平7−33026号公報
米国特許第4963773号公報
特開2001−339276号公報
特開2001−326558号公報
特開平8−213868号公報
IEEE TRANSACTION ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES P2652 VOL.48.NO.12 DECEMBER 2000
VolumeII Microwave and Millimate wave Phase Sfifters P411
特許文献1に開示されている移相器は、FETのゲート電圧を切り替えることで、当該回路自体がLPF又はHPFのいずれかに切り替わる。移相器は、HPFとLPF間の切替りによって、入力信号を移相させる。
特許文献2にも、同様に、FETのゲート電圧の切替によって回路自体をLPF又はHPFに切り替える移相器が開示されている。
ここで、以下、図10乃至図13を参照して、非特許文献1に記載の移相器について説明する。
図10に示すように、移相器50は、インダクタ4a、4b、FET5、キャパシタ6、FET7、及びインダクタ8を有する。
インダクタ4a,4bは、入力端子1と出力端子2の間に順次直列に接続されている。FET5は、インダクタ4a,4b間をバイパス接続する。キャパシタ6は、FET5のドレインソース間に接続されている。FET7は、インダクタ4a、4b間の節点と接地間に接続されている。インダクタ8は、FET7のドレインソース間に接続されている。
FET5及びFET7の制御端子には相補的な制御電圧が入力され、FET5及びFET7は相補的に動作する。すなわち、FET5がONのとき、FET7がOFFとなる。FET7がONのとき、FET5がOFFとなる。
なお、FETのインピーダンスはONの時には等価的に微小抵抗となり、OFF時は等価的に微小容量となる。具体的には、図11に示すように、FET5はONの時には微小抵抗9に置き換え、OFFの時はOFF容量10と置き換えることができる。同様に、FET7はONの時には微小抵抗11に置き換え、OFFの時はOFF容量12と置き換えられる。
はじめに、FET5がON、FET7がOFFのときについて検討する。図10に示す移相器50は、図12(a)に示すように表現できる。
インダクタ8のインダクタンスをL3、OFF容量12の容量値をCoff2とすると、ω2・L3・Coff2=1の条件を満たすようにインダクタンスL3とすることによって、インダクタ8とFET7は並列共振となり、図12(a)に示す移相器は、図12(b)に示すように表現できる。抵抗9は微小抵抗のため入出力端子はほぼ短絡状態となるため、図12(b)の回路は、図12(c)の回路に置き換えることができる。
次にFET5がOFF、FET7がONのときについて検討する。図10に示す移相器は、図13(a)に示すように表現できる。
抵抗11は微小抵抗のため、図13(a)に示す移相器は図13(b)に示すように表現できる。更に、OFF容量10とキャパシタ6の合成容量を容量13とすると、図13(b)に示す移相器は、図13(c)に示すように表現できる。
インダクタ4aのインダクタンスをL2a、インダクタ4bのインダクタンスをL2b,合成容量13の容量をCtとすると、L2a=L2b,Bn=2Xn/(1+Xn2)[但し、BnはL2aによるアドミッタンスであり、XnはCtによるインピーダンスである。]を満たすように各定数を設定する。これによって、図13(c)は、特性インピーダンスで整合されたHPFとして機能する。図13(c)に示す移相器の出力信号の位相は、図12(c)に示す移相器の出力信号の位相よりも、Φ=2・arctan(ωL2a)だけ進む事となる(非特許文献2参照)。このようにFET5とFET7のゲートバイアスを交互に切替ることにより、通過位相を切り替えることができる移相器を構成する事ができる。
インダクタ4a,4bは、一般に半導体基板上のスパイラル構造等による線路、すなわち分布定数回路で構成される。
ところで、上述のように、図12(b)に示す移相器は、図12(c)に示すように表現できる。しかしながら、本発明者の検討によれば、インダクタ4a、4bを構成する線路14が残った状態となっている。つまり、図14(a)に示す移相器は、図14(b)に示すように表現できる。微小抵抗9を無視すると、図14(b)に示す移相器は、図14(c)のように表現できる。更に、図14(c)に示す線路14は、図14(d)に示すように、2本のオープンスタブ15a、15bのように置き換えることができる。
線路14のインピーダンスがZ1、角度がθ1の線路だった時にオープンスタブ15a,15bはそれぞれインピーダンスがZ1、角度がθ/2のオープンスタブとなる(特許文献5参照)。
インダクタ4a,4bの大きさは、所望する移相量により異なる。半導体基板として誘電率約13で基板厚50μのGaAs基板を使用して12GHzの45度移相器を設計した場合、インダクタ4aは約1.5nH程度のインダクタンスとなる。インダクタ4aをスパイラルで構成した場合、1〜2mm程度の線路とほぼ同等である事がシミュレーションにより確認できる。この場合、オープンスタブ15a,15bは、長さ0.5〜1mm程度のオープンスタブとなる。GaAs基板上で12GHzの波長λは約7.5mm程度であるので、λ/4以下の長さであるこのオープンスタブ15a,15bは、キャパシタンスとして働く事がわかり、その容量はおよそ0.1〜0.3PFとなる。
従って、図14(d)の場合、0.3PF程度の容量が信号線と並列に接地された回路となってしまい、その分インピーダンスが悪化してしまう。つまり、信号線に対して直列のFET5がON、並列のFET7がOFFの状態のときにリターンロスが悪化し、通過ロスが増大してしまう。
上述の説明から明らかなように、意図せずに信号線に付加される線路(オープンスタブ)によって移相器の特性(例えば、リターンロス、通過ロス)が劣化してしまうおそれがある。
本発明にかかる移相器は、ローパスフィルタとハイパスフィルタ間の切替に基づいて入力信号を移相する移相器である。この移相器は、入力端子と出力端子間に接続された第1電解効果トランジスタと、前記第1電解効果トランジスタがオン状態のとき共振する共振回路と、前記第1電解効果トランジスタがオン状態のとき、前記入力端子及び前記出力端子間に形成される信号線路に含まれる節点と前記共振回路との間に接続される付加線路と、前記第1電解効果トランジスタがオン状態のとき、前記信号線路の一部に含まれ、少なくとも前記付加線路と共にローパスフィルタを形成するインダクタと、を備える。
第1電解効果トランジスタがオン状態のときに付加線路と共にローパスフィルタを形成するインダクタを信号線路に配置する。付加線路とインダクタによって整合のとれたローパスフィルタを形成する。これによって、意図しない付加線路によって移相器の特性が劣化することを抑制することができる。
本発明に係る移相器は、入力端子と出力端子間に直列に接続された第1及び第2インダクタと、前記第1及び第2インダクタ間をバイパスする第1電解効果トランジスタと、前記第1及び第2インダクタ間の節点に接続された共振回路と、前記入力端子と前記第1インダクタ間に接続された第3インダクタと、前記第2インダクタと前記出力端子間に接続された第4インダクタと、を備える。
第1電解効果トランジスタがオン状態のとき信号線路に対して付加線路が意図せずに接続されたとしても、付加線路と第3インダクタとによって、及び付加線路と第4インダクタとによって、整合のとれたローパスフィルタを各々形成する。これによって、付加線路によって移相器の特性が劣化することを抑制することができる。
本発明よれば、意図せずに信号線に付加される線路によって移相器の特性(例えば、リターンロス、通過ロス)が劣化してしまうことを抑制することができる。
[第1の実施形態]
以下、図1乃至図9を参照して、本発明の第1の実施形態について説明する。図1は、移相器の概略的な回路図である。図2は、制御信号の概略的な波形図である。図3は、選択されたフィルタとFETの動作状態の関係を示す説明図である。図4は、LPFとして機能する移相器の回路図である。図5は、図4の等価回路図である。図6は、HPFとして機能する移相器の回路図である。図7は、図6の等価回路図である。図8は、リターンロスの改善を示す図である。図9は、通過ロスの改善を示す図である。
以下、図1乃至図9を参照して、本発明の第1の実施形態について説明する。図1は、移相器の概略的な回路図である。図2は、制御信号の概略的な波形図である。図3は、選択されたフィルタとFETの動作状態の関係を示す説明図である。図4は、LPFとして機能する移相器の回路図である。図5は、図4の等価回路図である。図6は、HPFとして機能する移相器の回路図である。図7は、図6の等価回路図である。図8は、リターンロスの改善を示す図である。図9は、通過ロスの改善を示す図である。
図1に示すように、移相器50は、移相器50は、インダクタ3a、3b、インダクタ4a、4b、FET5、キャパシタ6、FET7、及びインダクタ8を有する。FET7とインダクタ8は、FET5がオン状態のときに共振回路を形成する。インダクタ4a、4bは、FET5がオン状態のとき、信号線路に付加された付加線路として機能する。
インダクタ3a、4a,4b、3bは、入力端子1と出力端子2の間にこの順で直列に接続されている。FET5は、インダクタ4a,4b間をバイパス接続する。キャパシタ6は、FET5のドレインソース間に接続されている。FET7は、インダクタ4a、4b間の節点と接地間に接続されている。インダクタ8は、FET7のドレインソース間に接続されている。
FET5及びFET7の制御端子には相補的な制御電圧(図2参照)が入力され、FET5及びFET7は相補的に動作する。すなわち、FET5がONのとき、FET7がOFFとなる。FET7がONのとき、FET5がOFFとなる。
図3に示すように、FET5、7の動作状態に応じて、移相器50はHPF又はLPFとして機能する。FETのインピーダンスはONの時には等価的に微小抵抗となり、OFFの時は等価的に微小容量となる。
FET5がON、FET7がOFFのとき、移相器50は、LPFとして機能する。図4に示すように、ON時のFET5は微小抵抗9、OFF時のFET7はOFF容量10に置き換えることができる。
FET5がOFF、FET7がONのとき、移相器50は、HPFとして機能する。図6に示すように、OFF時のFET5はOFF容量10、ON時のFET7は抵抗11に置き換えることができる。
図4に示すように、移相器50がLPFとして機能するとき(FET5がON、FET7がOFFのとき)について検討する。
図4に示す移相器50は、図5(a)乃至(c)に示すように順に表現することができる。
インダクタ8のインダクタンスをL3、OFF容量12の容量値をCoff2とすると、ω2・L3・Coff2=1の条件を満たすようにインダクタンスL3を設定することで、インダクタ8とFET7は並列共振となる。従って、図4に示す移相器50は、図5(a)のように表現できる。
インダクタ4a,4bは等価的にオープンスタブ15a,15bに置き換えることができる。微小抵抗9を省略すると、図5(a)の回路は、図5(b)の回路に置き換えることができる。
更に、X帯での使用では、図5(b)の2つのオープンスタブは、図5(c)に示すように、それぞれ容量16a,16bが接地された回路と等価となる。
このとき、等価的に生ずる容量16a,16bの合成容量をCeqとし、インダクタ3aのインダクタンスをL1a、インダクタ3bのインダクタンスをL1b,としたとき、Ceq,L1a,L1b間で、次の条件を満足するインダクタ3a,3bを接続する。これによって、整合のとれたLPFを構成することができる。
L1a=L1b,Bn=2Xn/(1+Xn2)
(但し、Bnは二つのCeqによるアドミッタンスで、XnはL1aによるインピーダンスである。)
L1a=L1b,Bn=2Xn/(1+Xn2)
(但し、Bnは二つのCeqによるアドミッタンスで、XnはL1aによるインピーダンスである。)
例えば、半導体基板として誘電率約13で基板厚50μのGaAs基板を使用して12GHzの45度移相器を設計した場合では、Ceq=0.1〜0.3PFとなる。この場合、0.1〜0.3nHのインダクタ3aを挿入することで整合のとれたLPFを構成する。
次に、図6に示すように、移相器50がHPFとして機能するとき(FET5がOFF、FET7がONのとき)について検討する。
抵抗11は微小抵抗のため無視し、OFF容量10とキャパシタ6の合成容量を容量13とすると、図6に示す移相器50は、図7(a)に示すように表現できる。
また、インダクタ3a、3bのHPF特性への影響については、インダクタ3aのインダクタンスL1aとインダクタ4aのインダクタンスL2aとの間でL1a<L2aの関係があるためほとんど影響は無い。従って、図7(a)は、図7(b)のように表現できる。
本実施形態では、LPFとして移相器50が機能するときに信号線路に負荷されるオープンスタブ15a、15bに対応させて、入力端子1とインダクタ4a間にインダクタ3aを挿入し、インダクタ4bと出力端子2間にインダクタ3bを挿入する。これによって、LPFとして移相器50が機能するとき、インダクタ3a、3bを挿入しない場合と比較して、整合のとれたLPFを形成することができる。これによって、信号線路に対して直列のFET5がON、並列のFET7がOFFの状態のときに生ずるリターンロスの悪化を改善することができる。また、同時に、通過ロス増大を改善することができる。
図8を参照して、12GHz帯で設計した45度移相器において、インダクタ3a、3bを挿入した場合と挿入しない場合の比較結果について説明する。FET5がONの時の特性として、図8にリターンロスの改善を示し、図9に通過ロスの改善を示す。図中の"L有"がインダクタ3a、3bを挿入した場合であり、"L無"がインダクタ3a、3bを挿入しない場合である。図8及び9から明らかなように、本実施形態によれば、リターンロスで約10dB、通過ロスで約0.4dBの改善が得られことがわかる。実際に試作した結果もほぼ同様の結果が得られた。
なお、本発明は、単Bit移相器を接続して構成される多Bit移相器にも適用できる。多Bit移相器では個々の単Bit移相器のインピーダンスのずれが足されてしまうため個々の単Bit移相器のリターンロスの悪化以上に全体の移相器としてのリターンロスが悪化してしまうことがある。本発明を多Bit移相器に適用することで、移相器全体としては格段の改善が図ることができる。
なお、特許文献1に開示の移相器は、信号経路と直列に配置されたFETがONのときHPFとなり、OFFのときLPFとなる回路となっている。これに対して本実施形態に係る移相器は、信号経路と直列に配置されたFETがONのときLPFとなり、OFFのときHPFとなる回路となっており、回路構成が異なる。
本発明の技術的範囲は上述の実施形態に限定されない。移相器を形成するための具体的な回路構成は任意である。
50 移相器
3a,3b インダクタ
4a,4b インダクタ
5 FET
6 キャパシタ
7 FET
8 インダクタ
9 抵抗
10 容量
11 抵抗
12 容量
13 合成容量
14 線路
15a,15b オープンスタブ
16a,16b 容量
3a,3b インダクタ
4a,4b インダクタ
5 FET
6 キャパシタ
7 FET
8 インダクタ
9 抵抗
10 容量
11 抵抗
12 容量
13 合成容量
14 線路
15a,15b オープンスタブ
16a,16b 容量
Claims (12)
- ローパスフィルタとハイパスフィルタ間の切替に基づいて入力信号を移相する移相器であって、
入力端子と出力端子間に接続された第1電解効果トランジスタと、
前記第1電解効果トランジスタがオン状態のとき共振する共振回路と、
前記第1電解効果トランジスタがオン状態のとき、前記入力端子及び前記出力端子間に形成される信号線路に含まれる節点と前記共振回路との間に接続される付加線路と、
前記第1電解効果トランジスタがオン状態のとき、前記信号線路の一部に含まれ、少なくとも前記付加線路と共にローパスフィルタを形成するインダクタと、
を備える移相器。 - 前記付加線路は、前記第1電解効果トランジスタがオフ状態のとき、少なくとも前記第1電解効果トランジスタと共にハイパスフィルタを形成することを特徴とする請求項1に記載の移相器。
- 前記付加線路は、インダクタを含むことを特徴とする請求項2に記載の移相器。
- 前記付加線路と共にローパスフィルタを形成する前記インダクタのインダクタンスは、前記付加線路に含まれる前記インダクタのインダクタンスよりも小さいことを特徴とする請求項3に記載の移相器。
- 前記共振回路は、制御信号に応じて前記第1電解効果トランジスタに対して相補的に動作する第2電解効果トランジスタを含むことを特徴とする請求項1乃至4のいずれか一項に記載の移相器。
- 前記共振回路は、前記第2電解効果トランジスタに対して並列に接続されたインダクタを含むことを特徴とする請求項5に記載の移相器。
- 前記付加線路は、入力端子と前記第1電解効果トランジスタ間の節点と前記共振回路間に接続される第1付加線路、及び前記第1電解効果トランジスタと出力端子間の節点と前記共振回路間に接続される第2付加線路を含み、
前記インダクタは、前記入力端子と前記第1電解効果トランジスタ間に接続される第1インダクタ、及び前記第1電解効果トランジスタと前記出力端子間に接続される第2インダクタを含むことを特徴とする請求項2に記載の移相器。 - 前記第1電解効果トランジスタに対して並列に接続され、前記第1電解効果トランジスタがオフ状態のとき、少なくとも前記付加線路と共にハイパスフィルタを形成するキャパシタを更に備えることを特徴とする請求項7に記載の移相器。
- 入力端子と出力端子間に直列に接続された第1及び第2インダクタと、
前記第1及び第2インダクタ間をバイパスする第1電解効果トランジスタと、
前記第1及び第2インダクタ間の節点に接続された共振回路と、
前記入力端子と前記第1インダクタ間に接続された第3インダクタと、
前記第2インダクタと前記出力端子間に接続された第4インダクタと、
を備える移相器。 - 前記共振回路は、
前記第1及び第2インダクタ間の節点に接続された第2電解効果トランジスタと、
前記第2電解効果トランジスタに対して並列に接続された第5インダクタと、
を含むことを特徴とする請求項9に記載の移相器。 - 前記第1電解効果トランジスタに対して並列に接続されたキャパシタを更に備えることを特徴とする請求項9又は10に記載の移相器。
- 前記第1及び第2電解効果トランジスタには、相補的な制御信号が入力されることを特徴とする請求項9乃至11のいずれか一項に記載の移相器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008286304A JP2010114718A (ja) | 2008-11-07 | 2008-11-07 | 移相器 |
US12/608,656 US8212632B2 (en) | 2008-11-07 | 2009-10-29 | FET phase shifter for selectively phase shifting signals between different filtering characteristics |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008286304A JP2010114718A (ja) | 2008-11-07 | 2008-11-07 | 移相器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010114718A true JP2010114718A (ja) | 2010-05-20 |
Family
ID=42164661
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008286304A Pending JP2010114718A (ja) | 2008-11-07 | 2008-11-07 | 移相器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8212632B2 (ja) |
JP (1) | JP2010114718A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2020188677A1 (ja) * | 2019-03-18 | 2021-12-09 | 三菱電機株式会社 | 移相器、移相器の製造方法 |
WO2023135663A1 (ja) * | 2022-01-12 | 2023-07-20 | 三菱電機株式会社 | 移相回路 |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9160296B2 (en) * | 2014-01-21 | 2015-10-13 | Qualcomm Incorporated | Passive switch-based phase shifter |
EP3373455B1 (en) * | 2015-12-09 | 2019-12-04 | Mitsubishi Electric Corporation | High frequency switch |
US10164607B1 (en) * | 2017-09-14 | 2018-12-25 | Snaptrack, Inc. | Adjustable condenser |
US20190172635A1 (en) * | 2017-12-05 | 2019-06-06 | Qualcomm Incorporated | Phase Shift Unit |
US10476157B1 (en) * | 2018-09-26 | 2019-11-12 | Qualcomm Incorporated | Turnable passive phase shifter |
US10566952B1 (en) | 2018-12-27 | 2020-02-18 | Industrial Technology Research Institute | Phase shifter with broadband and phase array module using the same |
US11581644B2 (en) | 2019-05-03 | 2023-02-14 | Qualcomm Incorporated | Phase shifter with bidirectional amplification |
TWI695581B (zh) * | 2019-11-28 | 2020-06-01 | 財團法人工業技術研究院 | 切換式相移器 |
TWI754551B (zh) * | 2021-02-24 | 2022-02-01 | 友達光電股份有限公司 | 主動相位陣列 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4963773A (en) * | 1988-07-18 | 1990-10-16 | Hittite Microwave Corporation | Low pass/high pass filter phase shifter |
JPH0733026A (ja) | 1993-07-23 | 1995-02-03 | Daifuku Co Ltd | 搬送用台車 |
JPH08213868A (ja) | 1995-02-06 | 1996-08-20 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体移相器 |
JP2001326558A (ja) | 2000-05-16 | 2001-11-22 | Mitsubishi Electric Corp | 移相器 |
JP2001339276A (ja) | 2000-05-30 | 2001-12-07 | Mitsubishi Electric Corp | 移相器 |
JP3469563B2 (ja) * | 2001-05-14 | 2003-11-25 | 三菱電機株式会社 | 移相器及び多ビット移相器 |
EP1739828A4 (en) * | 2004-07-27 | 2010-01-27 | Mitsubishi Electric Corp | PHASE SHIFTING CIRCUIT AND MULTIBIT PHASE DECAL |
-
2008
- 2008-11-07 JP JP2008286304A patent/JP2010114718A/ja active Pending
-
2009
- 2009-10-29 US US12/608,656 patent/US8212632B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2020188677A1 (ja) * | 2019-03-18 | 2021-12-09 | 三菱電機株式会社 | 移相器、移相器の製造方法 |
JP7115630B2 (ja) | 2019-03-18 | 2022-08-09 | 三菱電機株式会社 | 移相器、移相器の製造方法 |
WO2023135663A1 (ja) * | 2022-01-12 | 2023-07-20 | 三菱電機株式会社 | 移相回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20100117758A1 (en) | 2010-05-13 |
US8212632B2 (en) | 2012-07-03 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2010114718A (ja) | 移相器 | |
JP2010161466A5 (ja) | ||
US7724107B2 (en) | Phase shifter having switchable signal paths where one signal path includes no shunt capacitor and inductor | |
WO2020053141A1 (en) | Improvements in and relating to power divider / combiner circuits | |
JPWO2002056467A1 (ja) | 移相器及び多ビット移相器 | |
JP4672652B2 (ja) | 単極単投スイッチ、単極双投スイッチ及び多極多投スイッチ | |
JP2010028440A (ja) | 移相器 | |
JP4963241B2 (ja) | 移相回路 | |
JP6076193B2 (ja) | 移相回路 | |
JP3634223B2 (ja) | 移相器 | |
KR20140058742A (ko) | 마이크로파 집적회로를 위한 광대역 합 & 차 회로 | |
JP2008054174A (ja) | 90度ハイブリッド回路 | |
WO2003061120A1 (fr) | Dephaseur et circuit a cet effet | |
JP2012129721A (ja) | 可変減衰器 | |
JP4410129B2 (ja) | 周波数可変インピーダンス整合回路 | |
JP5164873B2 (ja) | 移相器 | |
KR100799590B1 (ko) | 리액티브 피드백을 이용한 광대역 능동 벌룬 및 밸런스드믹서 | |
RU2321106C1 (ru) | Фазовращатель свч | |
WO2023135663A1 (ja) | 移相回路 | |
JP4595850B2 (ja) | 移相器 | |
JP4936963B2 (ja) | 周波数可変増幅器 | |
JP4122600B2 (ja) | 電解効果トランジスタおよび半導体回路 | |
JPH10200302A (ja) | 可変移相器 | |
JP2005020284A (ja) | 移相回路及び移相器 | |
JP2014110605A (ja) | 移相回路 |