JPH1141063A

JPH1141063A - 自動移相制御回路

Info

Publication number: JPH1141063A
Application number: JP13935698A
Authority: JP
Inventors: Toshihiro Yamaguchi; 敏宏山口; Shinichi Kitazono; 真一北園; Koichi Otani; 晃一大谷
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-05-23
Filing date: 1998-05-21
Publication date: 1999-02-12

Abstract

(57)【要約】【課題】入力された交流信号の移相量を正確に設定する
ことができる移相制御回路の提供。【解決手段】１００は移相する交流の信号源、１１０
は入力バッフア回路、１２０は移相信号を形成するため
の移相制御回路である。１３０Ａ、１３０Ｂは移相制御
回路１２０で所定の位相差を付加した二つの平衡出力信
号がそれぞれ入力されている出力バッフア回路で、同時
に位相比較回路１４０に供給されている。位相比較回路
１４０は移相制御回路１２０で移相された出力信号の位
相と、移相される前の信号の位相とを比較し、その位相
差に対応した信号を検出しその移相量がπ／２の時は、
π／２よりづれた±△φに対応する値を求め、その信号
を次の低域通過型のフイルタに入力する。そしてこの低
域通過型のローパスフイルタ（ＬＰＦ）１５０で平均的
な直流成分を検出し、その信号が誤差増幅器１６０を介
して移相制御回路１２０の制御信号として供給され、回
路の構成素子によって発生する移相誤差を解消するよう
にしている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力された信号を
移相する移相回路に係わり、特に移相量が広い周波数範
囲で正確に設定できる自動移相制御回路に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】交流信号の位相を進めたり、遅らせたり
するような移相回路は、各種の回路によって具体化され
ているが、例えば、抵抗とコンデンサからなる回路素子
を使用したアナログ回路で構成する場合は、広い周波数
範囲で一定の移相量となる移相回路を形成することは困
難になる。これは、コンデンサのインピーダンスや抵抗
値が集積化された回路では、その絶対的なバラツキによ
って精度の高い移相量を設定することが困難になる点、
入力される交流信号の周波数によって回路に浮遊する容
量等の影響を受けて移相量が変化するためであり、この
ような移相回路では広い周波数範囲で一定の角度だけ移
相する移相回路を形成するはきわめて困難になる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】特に、集積回路で移相
回路を構成する場合は、回路の抵抗値のバラツキや、回
路に派生する浮遊容量によって、入力された信号に対し
て所望の移相量を与えることが困難になり、さらに、入
力信号の周波数が変化するような回路では、移相回路を
構成する抵抗及びコンデンサ等を外付けしても、常に、
正確な移相量を与えることが困難になるという問題があ
る。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明の自動移相制御回
路はかかる問題点を解消するためになされたものであっ
て、制御信号によって移相量が可変となるように構成さ
れている位相制御回路と、この位相制御回路から出力さ
れる所定の移相量を持つ二つの信号を比較する位相比較
回路と、前記位相比較回路から出力された位相差信号の
直流成分を抽出する低域周波数抽出回路とを備えてお
り、この低域周波数抽出回路の出力を前記移相制御回路
に帰還することによって所望の位相差を有する信号が得
られるようにしたものである。移相回路は特に移相量を
π／２とするような場合に好適であり、また、バランス
タイプのアナログ回路を集積回路とすることにより、集
積配線パターンにに基づく移相誤差も少なくすることが
できる。

【０００５】

【発明の実施の形態】図１は本発明の自動移相制御回路
のブロック図を示したものであって、１００は信号源、
１１０は入力バッフア回路、１２０は移相信号を形成す
るための移相制御回路である。この移相制御回路１２０
の実施例としては、後で述べるようにπ／２（９０度）
の移相制御回路とした場合について述べる。１３０Ａ、
１３０Ｂは移相制御回路１２０で所定の位相差を付加し
た二つの平衡出力信号がそれぞれ入力されている出力バ
ッフア回路であり、その出力は平衡信号として出力端子
Ｔ(I) Ｔ(Q) より他の回路に供給されるが、同時に位相
比較回路１４０に供給されている。

【０００６】位相比較回路１４０は移相制御回路１２０
で移相された出力信号の位相と、移相される前の信号の
位相とを比較し、その位相差に対応した信号を検出する
ものであって、例えば移相制御回路１２０による移相量
がπ／２とされているときは、出力信号がπ／２よりづ
れた±△φに対応する値を求め、その信号を次の低域通
過型のフイルタに入力する。そしてこの低域通過型のロ
ーパスフイルタ（ＬＰＦ）１５０で平均的な直流成分を
検出し、その信号が誤差増幅器１６０を介して移相制御
回路１２０の制御信号として供給されるように構成され
ている。

【０００７】移相制御回路１２０は後で述べるように低
域通過型のフイルタと高域通過型のフイルタの組み合わ
せによって構成されており、この低域通過型のフイル
タ、及び高域通過型のフイルタを構成する抵抗、及びコ
ンデンサ回路に流入する電流値を制御することによって
移相量が可変するように構成されている。また、位相比
較回路１４０は差動増幅器を使用した乗算回路によって
構成され、例えば移相量がπ／２とされているときは、
移相前の交流信号Ｓｉｎωｔと、移相された後の交流信
号Ｓｉｎ（ωｔ＋π／２＋φ）を乗算することによっ
て、その位相差φに対応する数値を求めるものであり、
移相回路がπ／２の時は、ＳｉｎωｔとＣos（ωｔ＋
φ）の乗算値から、信号ＳM ＝１／２｛（Ｓin２ωｔ＋
φ）＋Ｓinφ｝を求める。そして、次のローパスフイル
タ１５０によって交流成分を除去する事によって、位相
誤差に対応する直流成分Ｓinφの値を求めることができ
る。

【０００８】この直流成分は、誤差増幅器１６０を介し
て制御信号ＳC とされ、移相制御回路１２０に帰還さ
れ、移相量をコントロールすることにより、移相誤差φ
が小さく（φ＝０）なるように制御される。その結果、
このフイードバック制御によってφ＝０となるように移
相制御回路１２０の移相量が設定され、その出力に相互
にπ／２位相がづれた二つの信号Ｓ0 とＳ90を得ること
ができる。

【０００９】図２は図１に示した位相比較回路１４０の
具体例を示したものである。この図はトランジスタＱ
１、Ｑ２からなる第１の差動増幅回路Ｄ１Ａと、トラン
ジスタＱ３、Ｑ４よりなる第２の差動増幅器Ｄ１Ｂを備
え、これらの共通エミッタをトランジスタＱ５、Ｑ６か
らなる第３の差動増幅器で制御するようにした第１の掛
算器Ｍ１によって構成されている。なお、この第１の掛
算器Ｍ１に対して平衡性を保つために、トランジスタＱ
７、Ｑ８からなる第４の差動増幅器Ｄ２Ａと、トランジ
スタＱ９、Ｑ１０からなるなる第５の差動増幅器ＤＢ２
が設けられ、その共通エミッタを同じく第６の差動増幅
器を構成するトランジスタＱ１１、Ｑ１２によって制御
する第２の掛算器Ｍ２を備えている。

【００１０】そして、第１の掛算器Ｍ１を構成する一対
の差動増幅回路ＤＡ１，ＤＡ２に対して移相される前の
信号Ｓ0 を入力端子Ｔ11から供給すると共に、その共通
エミッタ電流を差動増幅器を構成するトランジスタＱ
５、Ｑ６に対して入力端子Ｔ12から移相された信号Ｓ90
を供給して制御するようにしている。また、第２の掛算
器Ｍ２を構成する一対の差動増幅回路Ｄ２Ａ、Ｄ２Ｂに
は、移相された後の信号Ｓ90が入力端子Ｔ21から供給さ
れ、その共通エミッタ電流を制御するトランジスタＱ１
１、Ｑ１２には移相される前の信号Ｓ0 が入力端子Ｔ22
から供給されている。そして、両方の掛算器で演算され
た信号が負荷抵抗ＲＬで合成されて、出力端子Ｔout に
出力される。

【００１１】この二つの掛算器Ｍ１、Ｍ２は入力された
π／２の位相差を有する信号Ｓ0 、Ｓ90を乗算するが、
先に述べたようにＳ0 ＝Ｓinωｔ、Ｓ90＝Ｃos（ωｔ±
φ）とすると、この移相誤差φに関する演算出力が端子
Ｔout から出力され、その信号の直流成分が次ぎの低域
通過フイルタ１５０によって抽出されると共に、その信
号が誤差増幅器１６０を介して、次に述べる移相制御回
路１２０の移相量を制御するものとなる。

【００１２】図３は移相制御回路１２０として特にπ／
２（以下９０度という）移相を行うための移相制御回路
の具体例を示したもので、Ａ１〜Ａ６はバッフア作用を
有するアンプであり、そのゲインは１とすることができ
る。また、ＤＡ１〜ＤＡ３は差動増幅器を示す。アンプ
Ａ１、及びＡ２には平衡信号とされている入力交流信号
ｅin，−ｅinが供給されており、差動増幅器ＤＡ２の出
力にはπ／２移相された信号S90 が出力され、差動増幅
器ＤＡ１、及びＤＡ３の合成出力が基準位相となる信号
Ｓ0 を出力する。

【００１３】このπ／２移相制御回路は入力端子から平
衡信号ｅｉｎと−ｅinが入力され、抵抗Ｒ１、Ｒ２、及
びコンデンサＣ（Ｃ１＋Ｃ２）によって分圧されてい
る。そして、コンデンサＣ、及び抵抗Ｒ1 、Ｒ2 で分圧
された位相差の生じている電圧がアンプＡ３〜Ａ６を介
して出力される。抵抗Ｒ１の端子に相当する電圧をｅＲ
１、コンデンサＣの端子電圧をｅＣ、抵抗Ｒ２の端子電
圧をｅＲ２としたときに差動増幅器ＤＡ１、差動増幅器
ＤＡ２、および差動増幅器ＤＡ３から出力される電圧、
ｅＲ１、ｅc 、およびｅＲ2 は次のような数式１で表さ
れる。

【数１】ここで、Ｒ１＝Ｒ２＝１／ω1 Ｃ（但しω1 はある特定
の入力交流信号の周波数）となるように設定しておく
と、入力信号の周波数がω1 の場合、各電圧の信号レベ
ルはｅＲ１＋ｅＲ２≒ｅＣであり、コンデンサＣの両端
の電圧を出力している電圧ｅＣと、抵抗Ｒ１、Ｒ２の両
端の端子電圧を出力している電圧ｅＲ１＋ｅＲ２の位相
差はＪ、すなわち、ほぼπ／２とすることができると共
に、信号Ｓ0 とＳ90のレベルをほぼ等しくすることがで
きる。なお、ω1 以外の周波数ではレベルが等しくなら
ないが位相はπ／２となる。

【００１４】低域通過フイルタを構成するボリューム抵
抗ＲＶ１とコンデンサＣ３、及びボリューム抵抗ＲＶ２
とコンデンサＣ４の時定数を調整すると、位相差π／２
をさらに±φ移相することが可能になり、後で述べるよ
うにボリュームＲＶ１、ＲＶ２の値を電気的に調整する
ことにより、二つの出力電圧Ｓ0 、Ｓ90の移相差をπ／
２±φに制御することができる。よって、出力T0から出
力される信号Ｓ0 に対して、出力端子Ｔ90から出力され
る信号Ｓ90は９０度の位相差を持つように調整する移相
制御回路となる。なお、コンデンサＣ１、Ｃ２の中点は
仮想的に接地電位となり、１個のコンデンサを使用して
もよいが、Ｃ１とＣ２に分離することによって集積化さ
れた際に回路的にバランスをよくすることができるとい
う効果がある。

【００１５】図４は図３に示したπ／２移相制御回路の
具体例を集積回路で構成した実施例である。この図で一
点鎖線で囲った部分が図３のアンプＡ１〜Ａ６と差動増
幅器ＤＡ１〜ＤＡ３の部分を示す。この図に見られるよ
うに各アンプＡ１〜６はトランジスタのエミッタフロワ
ー回路によって構成されており、その利得が１となるよ
うに構成されている。また、差動対のトランジスタによ
って差動増幅器ＤＡ１〜ＤＡ３が構成されていることが
わかる。さらに、位相制御を行うためのボリュームＶＲ
１とボリュームＶＲ２はトランジスタＱ11とＱ12によっ
て構成されており、可変電流源ＩC を前記した誤差増幅
器１６０の出力によってコントロールすることにより、
トランジスタＱ11、Ｑ12の電流を可変し、上記したよう
に出力端子Ｔ0 とＴ90から得られる信号S0とＳ90の移相
量を９０度±φだけ可変できるようになされている。

【００１６】なお、π／２移相制御回路は図３に示され
ている回路の他に、図５に示すように抵抗Ｒ１、Ｒ２及
びコンデンサＣ（Ｃ１＋Ｃ２）からなる第１の時定数回
路と、この第１の時定数回路に対して逆回路をとなる抵
抗Ｒ３、Ｒ４とコンデンサＣ３、Ｃ４からなる第２の時
定数回路によって構成し、この時定数回路にアンプＡ１
〜Ａ４を介して入力信号ｅin、−ｅinを供給し、第１及
び第２の時定数回路の分圧点の出力をカップリングコン
デンサＣ0 を介して差動増幅器ＤＡ１，ＤＡ２で取り出
すように構成してもよい。このπ／２移相回路は抵抗Ｒ
１〜Ｒ４と、コンデンサＣ、Ｃ１、Ｃ２を所定の値に設
定することにより、出力信号信号Ｓ(I) が入力信号ｅin
に対してπ／４進み、出力信号Ｓ(Q) が入力信号ｅinに
対してπ／４遅れることにより、相互にπ／２の位相差
を有する信号が得られるが、図３の場合と同様に、調整
用のコンデンサＣ５〜Ｃ８とボリューム抵抗ＲＶ１〜Ｒ
Ｖ４を設けてその時定数をコントロールすることによ
り、π／２の移相量を調整することができる。また、こ
の回路は後で述べるようにＴＶ受信回路において、＋π
／４、及び−π／４の移相回路２５Ａ、２５Ｂとして使
用することができる。

【００１７】図６は前記した位相比較回路（図２）の実
施例を示したもので、、位相比較回路１４０の演算出力
は二つのエミッタフロアからなるトランジスタＱ１、Ｑ
２に入力され、そのエミッタ出力電圧が差動対回路を構
成するトランジスタＱ３、Ｑ４で増幅される。差動対の
トランジスタＱ3 、Ｑ4 の出力電圧は抵抗Ｒ１（Ｒ２）
とコンデンサＣ１（Ｃ２）からなるローパスフイルタを
介して高周波成分が抑圧され、位相比較回路１４０から
出力される交流成分から直流成分（Ｓin±φ）を抽出す
る。

【００１８】図７は前記ローパスフイルタ１５０の出力
を増幅する好適な誤差増幅器１６０の実施例を示す。こ
の実施例も誤差信号成分が二つのエミッタフロワによっ
て構成されているトランジスタＱ１、Ｑ２に入力され、
その出力が差動対を構成するトランジスタＱ３、Ｑ４で
増幅されるように構成されている。トランジスタＱ５、
Ｑ６はカレントミラ回路を構成しており、差動対に流れ
る差動信号がトランジスタＱ７、Ｑ８を介して出力端子
Ｔout に出力され、その出力を制御信号ＥC として、前
記した図４の実施例では、可変電流源ＩC を制御して移
相量の調整を行うようにしている。

【００１９】コンデンサＣ0 は高周波成分を抑圧するコ
ンデンサであり、高周波成分が帰還されないようにする
ことによって、自動移相制御回路の安定性を保つために
挿入されている。また、トランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ
１１、Ｑ１２、及びダイオードＤ１、Ｄ２は出力端子Ｔ
OUT に対して例えば０．８Ｖ程度のバイアス電圧を付加
するレベルシフト回路を構成するものであり、制御用の
可変電流源ＩC の動作にオフセットがないようにするも
のである。

【００２０】図８は本発明の自動移相制御回路をＴＶの
受信回路に応用した場合のブロック図である。この図に
おいてアンテナ、またはケーブル等を介して入力された
放送信号はＴＶ複同調回路１０において希望の放送チャ
ンネルが選択される。そして選択された例えば周波数が
ｆD とされた信号が、アナログ回路で構成されている集
積回路２０に入力される。集積回路２０に入力された放
送信号は、まずＡＧＣアンプ２１によって所定の信号レ
ベルとなるように増幅され第１及び第２の周波数混合器
２２Ａ、２２Ｂに供給される。第１の周波数混合器２２
Ａ及び第２の周波数混合器２２Ｂには、局部発振器２３
の発振周波数ｆLOを移相するπ／２移相回路２４から、
相互に９０度の位相差を有するローカル信号がそれぞれ
入力されており、このローカル信号の周波数と入力され
ている選局チャンネルの周波数の差成分が中間周波数ｆ
IFとして出力される

【００２１】この第１及び第２の周波数混合器２２Ａ、
２２Ｂから出力される中間周波数は、次に＋π／４移相
回路２５Ａ、及び−π／４移相回路にそれぞれ供給さ
れ、加算回路２６において等レベルで加算し合成信号と
してして中間周波数増幅回路２７に出力される。なお、
２８はＴＶ受信機において使用されている局部発振周波
数を形成するためのＰＬＬ（Phase-Locked Loop) 回路
であり、基準信号周波数源に基づいて正確な局部発振周
波数を形成すると共に、その発振周波数に対応する情報
とＡＦＴシステムによる制御によって複同調回路の通過
周波数を可変するように構成されている。また、２９は
ＴＶ受像器のチャンネル選択や、全体的のコントロール
を行うシステムコントローラを示している。

【００２２】このＴＶの受信回路は上記実施の形態に示
されているように選局された周波数ｆD に対して９０度
移相された二つのローカル周波数ｆLO(I)(Q)をπ／２移
相回路２４で形成し、周波数混合器２２Ａ、２２Ｂに供
給して、選局周波数fDと乗算するミキシング方式をとっ
ているため、以下に述べるように、イメージ妨害周波数
が存在するときでも、この周波数成分で発生する妨害波
を出力しないようにキャンセルすることができる。

【００２３】所望の選局された信号をＡCos （ωs ｔ＋
φs ）、イメージ妨害となる周波数をＢCos （ωi ｔ＋
φi ）、ローカル周波数をCos （ωL ｔ＋φL ）とする
と、第１の周波数混合器２２Ａの出力周波数ｆMIX(1)は
数式２によって示される。

【数２】そして、上記数式２の演算出力に対してローパスフイル
タ等を介して差信号成分のみを抽出すると数式３の
（１）に示すような中間周波数ｆIF(1) が出力される。

【数３】

【００２４】次に第２の周波数混合器２２Ｂにおいては
ローカル周波数がπ／２移相された周波数Ｓin（ωL ｔ
＋φL ）が供給されているから、その混合出力周波数ｆ
mix(2)は数式４に示すようになる。

【数４】そしてこの場合もローパスフイルタを介して差信号成分
を抽出すると数式５に示すような中間周波数信号ｆIF
(2) が出力される。

【数５】

【００２５】前記した数式３及び数式５の信号成分を比
較すると、両信号成分は位相差がπ／２づれている二つ
の信号成分によって形成されているから、両者の位相差
がπ／２となるような位相回路、つまり図８の場合、一
方の信号を＋π／４移相する移相回路２５Ａに供給し、
他方の信号を−π／４移相する移相回路２５Ｂに供給し
てやると、相互にπ／２移相した状態になる。すると、
上記数式３の（１）式の信号ｆIF(1) は、数式３の
（２）式、ｆIM(1) （π/2) となり、この式と数式５の
第２項は極性が異なっているが同一の信号を示している
ことになるから、この両者の信号ｆIF(1) （π／２）と
ｆIF(2) の信号を加算回路で合成すると、数式６に示す
ように希望の受信周波数ｆD （ωD）と、ローカル周波
数ｆL （ωL ）の差信号を中間周波数とする信号Ａ* Ｓ
in｛（ωL −ωｓ）ｔ＋φL −φｓ｝のみを得ることが
できる。

【数６】

【００２６】この加算回路２６の出力には妨害波となる
周波数成分ｆIMの信号成分が除去されているため、中間
周波数アンプ２７の出力にはイメージ信号成分が出力さ
れないことになり、復調後の映像信号の画質が劣化しな
いことになる。また、上記した集積回路は例えば差動増
幅器を基本として、プッシュプル方式の回路（平衡回
路）で構成することによって信号処理を行うと信号成分
の２次の高調波歪みをなくすることができる。さらに、
入力側で多少のイメージ妨害となる周波数が入力された
場合でも十分にイメージ中間周波数を除去することがで
きるため、入力側の選局回路を簡易化することができる
という利点がある。

【００２７】ところで、上記したようなイメージキャン
セル方式の受信回路では、数式１ないし数式６で示され
ているように、π／２移相回路２４が正確に９０度の位
相差を有する二つのローカル周波数を提供することが必
要になるが、ＴＶ放送波のように高い周波数帯域とされ
ている周波数領域内で完全にπ／２移相を行うような集
積回路を構成することは、高い精度の製造技術が要求さ
れ実用的ではない。そこで、本発明ではπ／２移相回路
２４として図１に示すような自動移相制御回路を使用
し、その応用例としてローカル周波数で正確にπ／２の
位相差となっている２系統のローカル信号が出力される
ようにしたものである。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の自動移相
制御回路は、移相回路の移相量が自動的に設定された移
相量となるように補正できるように構成されているの
で、被移相入力信号の周波数が大きく変化するような場
合でも、正確に所定の移相量とされた移相信号を得るこ
とができる。また、この自動移相制御回路を半導体集積
基板上に形成したときでも、回路を構成する素子の絶対
的なバラツキを、位相比較結果をフイードバックする回
路によって吸収することができるため、比較的少ない素
子を使用して安価に製造することができるという効果が
あると共に、調整作業は大幅に節減でき、コストダウン
を図ることができるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の自動移相制御回路の概要を示すブロッ
ク図である。

【図２】自動移相制御回路を制御する信号を得るための
位相比較回路の具体例を示す回路図である。

【図３】外部からの信号によって移相量を制御できる移
相制御回路のブロック図である。

【図４】図３の回路を実現するための具体的な回路例を
示す集積回路図である。

【図５】移相制御回路の他の実施例を示す回路図を示
す。

【図６】比較信号を抽出低域通過型のフイルタを示す回
路図である。

【図７】移相誤差信号を増幅する移相誤差増幅器の回路
図である。

【図８】自動移相制御回路を使用したＴＶ受信回路のブ
ロック図である。

【符号の説明】

１００信号源、１２０移相制御回路１４０位相比
較回路１５０ローパスフイルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御信号によって移相量が可変となるよう
に構成されている位相制御回路と、前記位相制御回路から出力される所定の移相量を有する
二つの出力信号の位相差を比較する位相比較回路と、前記位相比較回路から出力された位相差信号から直流成
分を抽出する低域周波数抽出回路と、前記低域周波数抽出回路の出力を制御信号として前記移
相制御回路に帰還する帰還回路を備えていることを特徴
とする自動移相制御回路。
【請求項２】前記位相制御回路はπ／２移相制御回路と
されていることを特徴とする請求項１に記載の自動移相
制御回路。
【請求項３】上記自動移相制御回路はバランスタイプの
アナログ回路を集積化した集積回路によって構成されて
いることを特徴とする請求項１、又は２に記載の自動移
相制御回路。