JP3368936B2 - ダイレクトコンバージョンｆｓｋ受信機 - Google Patents
ダイレクトコンバージョンｆｓｋ受信機Info
- Publication number
- JP3368936B2 JP3368936B2 JP10442793A JP10442793A JP3368936B2 JP 3368936 B2 JP3368936 B2 JP 3368936B2 JP 10442793 A JP10442793 A JP 10442793A JP 10442793 A JP10442793 A JP 10442793A JP 3368936 B2 JP3368936 B2 JP 3368936B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- phase
- frequency
- mixing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＦＳＫ（Frequency
Shift Keying）信号を受信するＦＳＫ受信機に関し、特
に直交検波回路を用いて直接ベースバンド信号に変換す
るダイレクトコンバージョンＦＳＫ受信機に関する。
Shift Keying）信号を受信するＦＳＫ受信機に関し、特
に直交検波回路を用いて直接ベースバンド信号に変換す
るダイレクトコンバージョンＦＳＫ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は従来のダイレクトコンバージョン
ＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図である。図
において、送信機より発せられたＦＳＫ信号はアンテナ
１によって受信され、高周波増幅器２に供給される。高
周波増幅器２は、供給された受信ＦＳＫ信号を増幅し直
交検波回路３に供給する。直交検波回路３は、それぞれ
高周波増幅器２から増幅された受信ＦＳＫ信号が供給さ
れる一組の受信ミキサ４及び５と、受信ＦＳＫ信号の中
心周波数（搬送波周波数）とほぼ等しい周波数を有する
発振信号を出力する局部発振回路６と、局部発振回路６
の出力発振信号をπ／２だけ移相して受信ミキサ４に供
給するπ／２移相回路７と、受信ミキサ４及び５の各出
力信号が個別に供給される一組のチャンネルフィルタ
（低域通過フィルタ）８及び９とからなる。受信ミキサ
４は、高周波増幅器２からの受信ＦＳＫ信号とπ／２移
相回路７からの発振信号とを混合（乗算）しチャンネル
フィルタ８に供給する一方、受信ミキサ５は、高周波増
幅器２からの受信ＦＳＫ信号と局部発振回路６からの発
振信号とを混合（乗算）しチャンネルフィルタ９に供給
する。チャンネルフィルタ８及び９は、ベースバンド信
号の通過帯域を有し隣接チャンネルの選択度をとるため
のものであり、供給された受信ミキサ４及び５からの各
信号にそれぞれ応じた出力信号を個別にリミッタ増幅器
１０及び１１に供給する。リミッタ増幅器１０及び１１
は、所定レベルに対する供給された各信号のレベルのそ
れぞれ大小に応じたレベルの信号を波形整形してベース
バンド信号として位相検波器１２に供給する。位相検波
器１２は、供給された各ベースバンド信号の相互の位相
を比較し、その比較結果に応じた信号を当該受信ＦＳＫ
信号の復調信号すなわち再生データとして出力する。位
相検波器１２は、例えば入力クロック信号の立ち上がり
エッジにてトリガがかかるＤ型フリップフロップによっ
て構成され、リミッタ増幅器１０からのベースバンド信
号をデータ入力とし、リミッタ増幅器１１からのベース
バンド信号をクロック入力としている。
ＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図である。図
において、送信機より発せられたＦＳＫ信号はアンテナ
１によって受信され、高周波増幅器２に供給される。高
周波増幅器２は、供給された受信ＦＳＫ信号を増幅し直
交検波回路３に供給する。直交検波回路３は、それぞれ
高周波増幅器２から増幅された受信ＦＳＫ信号が供給さ
れる一組の受信ミキサ４及び５と、受信ＦＳＫ信号の中
心周波数（搬送波周波数）とほぼ等しい周波数を有する
発振信号を出力する局部発振回路６と、局部発振回路６
の出力発振信号をπ／２だけ移相して受信ミキサ４に供
給するπ／２移相回路７と、受信ミキサ４及び５の各出
力信号が個別に供給される一組のチャンネルフィルタ
（低域通過フィルタ）８及び９とからなる。受信ミキサ
４は、高周波増幅器２からの受信ＦＳＫ信号とπ／２移
相回路７からの発振信号とを混合（乗算）しチャンネル
フィルタ８に供給する一方、受信ミキサ５は、高周波増
幅器２からの受信ＦＳＫ信号と局部発振回路６からの発
振信号とを混合（乗算）しチャンネルフィルタ９に供給
する。チャンネルフィルタ８及び９は、ベースバンド信
号の通過帯域を有し隣接チャンネルの選択度をとるため
のものであり、供給された受信ミキサ４及び５からの各
信号にそれぞれ応じた出力信号を個別にリミッタ増幅器
１０及び１１に供給する。リミッタ増幅器１０及び１１
は、所定レベルに対する供給された各信号のレベルのそ
れぞれ大小に応じたレベルの信号を波形整形してベース
バンド信号として位相検波器１２に供給する。位相検波
器１２は、供給された各ベースバンド信号の相互の位相
を比較し、その比較結果に応じた信号を当該受信ＦＳＫ
信号の復調信号すなわち再生データとして出力する。位
相検波器１２は、例えば入力クロック信号の立ち上がり
エッジにてトリガがかかるＤ型フリップフロップによっ
て構成され、リミッタ増幅器１０からのベースバンド信
号をデータ入力とし、リミッタ増幅器１１からのベース
バンド信号をクロック入力としている。
【０００３】次にこの受信機の動作を説明する。図２
は、受信ＦＳＫ信号の搬送波周波数をｆC 、周波数変位
をΔｆとするときの受信ＦＳＫ信号のスペクトラムを示
している。また、図３は、図１の受信機の各部動作波形
を示すタイムチャートである。図３（ａ）は、受信ＦＳ
Ｋ信号における送信データを示しており、２値ディジタ
ル符号“０”（低レベル），“１”（高レベル）が、そ
れぞれ受信ＦＳＫ信号における周波数変位＋Δｆ，−Δ
ｆに対応し、また、受信データ速度を２４００ｂｐｓ、
Δｆを４ＫＨｚとしている。
は、受信ＦＳＫ信号の搬送波周波数をｆC 、周波数変位
をΔｆとするときの受信ＦＳＫ信号のスペクトラムを示
している。また、図３は、図１の受信機の各部動作波形
を示すタイムチャートである。図３（ａ）は、受信ＦＳ
Ｋ信号における送信データを示しており、２値ディジタ
ル符号“０”（低レベル），“１”（高レベル）が、そ
れぞれ受信ＦＳＫ信号における周波数変位＋Δｆ，−Δ
ｆに対応し、また、受信データ速度を２４００ｂｐｓ、
Δｆを４ＫＨｚとしている。
【０００４】これら図において、受信ＦＳＫ信号をcos
２π（ｆC ±Δｆ）ｔとし、局部発振回路６の出力発振
信号をcos ２πｆC ｔとするとき、直交検波回路３の出
力信号（ｂ），（ｃ）は、それぞれ
２π（ｆC ±Δｆ）ｔとし、局部発振回路６の出力発振
信号をcos ２πｆC ｔとするとき、直交検波回路３の出
力信号（ｂ），（ｃ）は、それぞれ
【０００５】
【数１】
【０００６】とcos （±２πΔｆｔ）となり相互にπ／
２の位相差があり、直交している。この直交検波回路３
の出力信号（ｂ），（ｃ）に対し、リミッタ増幅器１
０，１１によって、例えば振幅の中心レベルよりも大な
る間において高レベルとなりかつ小なる間において低レ
ベルとなる出力信号（ｄ），（ｅ）が得られる。そして
フリップフロップ１２によってリミッタ増幅器１１の出
力信号（ｅ）の立ち上がりエッジが発生した時における
リミッタ増幅器１０の出力信号（ｄ）のレベルが高レベ
ルか否かを検知することにより、これら出力信号
（ｄ），（ｅ）の相互の位相関係に応じた再生データ
（ｆ）を得ている。
２の位相差があり、直交している。この直交検波回路３
の出力信号（ｂ），（ｃ）に対し、リミッタ増幅器１
０，１１によって、例えば振幅の中心レベルよりも大な
る間において高レベルとなりかつ小なる間において低レ
ベルとなる出力信号（ｄ），（ｅ）が得られる。そして
フリップフロップ１２によってリミッタ増幅器１１の出
力信号（ｅ）の立ち上がりエッジが発生した時における
リミッタ増幅器１０の出力信号（ｄ）のレベルが高レベ
ルか否かを検知することにより、これら出力信号
（ｄ），（ｅ）の相互の位相関係に応じた再生データ
（ｆ）を得ている。
【０００７】すなわち、受信ＦＳＫ信号の周波数変位が
＋Δｆであるか−Δｆであるかによって直交検波して得
られる２つのベースバンド信号（ｂ），（ｃ）の位相の
進み遅れが反転するということを位相検知回路１２で検
出し、送信データ（ａ）と略同様の再生データ（ｆ）が
出力されるのである。一方、図４は、受信ＦＳＫ信号の
中心周波数を基準にした回転座標系（信号配置図）であ
る。
＋Δｆであるか−Δｆであるかによって直交検波して得
られる２つのベースバンド信号（ｂ），（ｃ）の位相の
進み遅れが反転するということを位相検知回路１２で検
出し、送信データ（ａ）と略同様の再生データ（ｆ）が
出力されるのである。一方、図４は、受信ＦＳＫ信号の
中心周波数を基準にした回転座標系（信号配置図）であ
る。
【０００８】図において、符号“０”のときは受信ＦＳ
Ｋ信号の周波数が高いので位相が進み、受信ＦＳＫ信号
は左回りに回転する。また、符号“１”のときは受信Ｆ
ＳＫ信号が低いので位相が遅れ、受信ＦＳＫ信号は右回
りに回転する。これら回転の速さは受信ＦＳＫ信号の周
波数変位Δｆに比例する。受信ＦＳＫ信号ベクトルが１
つの象限から別の象限へ移動するたび毎に直交検波回路
３の出力（リミッタ増幅器１０，１１の出力信号
（ｄ），（ｅ））のどちらかにエッジが起きる。送信デ
ータたる２値変調信号の符号が変化して受信ＦＳＫ信号
がその中心周波数を横切るとき、受信ＦＳＫ信号は一旦
停止して反対方向に回転し始める。この符号変化点は、
図の円周上のどこでも起こりうる。
Ｋ信号の周波数が高いので位相が進み、受信ＦＳＫ信号
は左回りに回転する。また、符号“１”のときは受信Ｆ
ＳＫ信号が低いので位相が遅れ、受信ＦＳＫ信号は右回
りに回転する。これら回転の速さは受信ＦＳＫ信号の周
波数変位Δｆに比例する。受信ＦＳＫ信号ベクトルが１
つの象限から別の象限へ移動するたび毎に直交検波回路
３の出力（リミッタ増幅器１０，１１の出力信号
（ｄ），（ｅ））のどちらかにエッジが起きる。送信デ
ータたる２値変調信号の符号が変化して受信ＦＳＫ信号
がその中心周波数を横切るとき、受信ＦＳＫ信号は一旦
停止して反対方向に回転し始める。この符号変化点は、
図の円周上のどこでも起こりうる。
【０００９】例えば初めに受信ＦＳＫ信号が左回りに回
転している場合に、ａ点で符号の変化があったとする
と、ａ点から右回りに＋Ｑ点を殆ど遅延なしに通り過ぎ
る。そして＋Ｑ点に戻った地点で出力信号（ｄ），
（ｅ）のどちらかにエッジが生じ、位相検知回路１２は
データを更新する。一方、ｂ点で符号の変化があったと
すると、＋Ｑ点を右回りに再び横切るのにもっと大きな
遅延が起きる。かかる遅延のばらつきのために、出力信
号（ｄ）または（ｅ）のエッジの発生が、時間軸に対し
てふらついてしまい、図３からも分かるように、位相検
知回路１２のデータ出力信号（ｆ）に不定のジッタが現
れる。受信データ速度を大きくすればするほど、出力デ
ータパルスのジッタは大きくなる。このため、受信デー
タ速度が制限される、という欠点がある。
転している場合に、ａ点で符号の変化があったとする
と、ａ点から右回りに＋Ｑ点を殆ど遅延なしに通り過ぎ
る。そして＋Ｑ点に戻った地点で出力信号（ｄ），
（ｅ）のどちらかにエッジが生じ、位相検知回路１２は
データを更新する。一方、ｂ点で符号の変化があったと
すると、＋Ｑ点を右回りに再び横切るのにもっと大きな
遅延が起きる。かかる遅延のばらつきのために、出力信
号（ｄ）または（ｅ）のエッジの発生が、時間軸に対し
てふらついてしまい、図３からも分かるように、位相検
知回路１２のデータ出力信号（ｆ）に不定のジッタが現
れる。受信データ速度を大きくすればするほど、出力デ
ータパルスのジッタは大きくなる。このため、受信デー
タ速度が制限される、という欠点がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した点
に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、位相検知回路の出力再生データのジッタを抑制し、
受信可能なデータ伝送速度を上げることができるダイレ
クトコンバージョンＦＳＫ受信機を提供することにあ
る。
に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、位相検知回路の出力再生データのジッタを抑制し、
受信可能なデータ伝送速度を上げることができるダイレ
クトコンバージョンＦＳＫ受信機を提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のダイレクトコン
バージョンＦＳＫ受信機は、伝送されるべきディジタル
データに応じて中心周波数から所定周波数だけ上下に変
位する受信ＦＳＫ信号を前記中心周波数と略等しい周波
数を有する発振信号に基づき直交検波して同相成分及び
直交成分のベースバンド信号を出力する直交検波手段
と、これらベースバンド信号間の位相関係を検知する位
相検知手段とを有し、前記位相検知手段の検知出力によ
り再生データを得るダイレクトコンバージョンＦＳＫ受
信機において、前記直交検波手段が、前記同相成分及び
直交成分のベースバンド信号の瞬時周波数をそれぞれ前
記所定周波数よりも高くする瞬時周波数上昇手段を有す
ることを特徴としている。
バージョンＦＳＫ受信機は、伝送されるべきディジタル
データに応じて中心周波数から所定周波数だけ上下に変
位する受信ＦＳＫ信号を前記中心周波数と略等しい周波
数を有する発振信号に基づき直交検波して同相成分及び
直交成分のベースバンド信号を出力する直交検波手段
と、これらベースバンド信号間の位相関係を検知する位
相検知手段とを有し、前記位相検知手段の検知出力によ
り再生データを得るダイレクトコンバージョンＦＳＫ受
信機において、前記直交検波手段が、前記同相成分及び
直交成分のベースバンド信号の瞬時周波数をそれぞれ前
記所定周波数よりも高くする瞬時周波数上昇手段を有す
ることを特徴としている。
【００１２】
【作用】本発明によるダイレクトコンバージョンＦＳＫ
受信機は、位相検知回路に供給される同相及び直交成分
のベースバンド信号の瞬時周波数がそれぞれ受信ＦＳＫ
信号の周波数変位に相当する周波数よりも高くなり、位
相検知回路の位相検知動作の頻度が増加する。
受信機は、位相検知回路に供給される同相及び直交成分
のベースバンド信号の瞬時周波数がそれぞれ受信ＦＳＫ
信号の周波数変位に相当する周波数よりも高くなり、位
相検知回路の位相検知動作の頻度が増加する。
【００１３】
【実施例】以下、本発明を図面を参照しつつ詳細に説明
する。図５は、本発明による一実施例のダイレクトコン
バージョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図
であり、図１と同等な機能を有する部分には同一の符号
が付されている。
する。図５は、本発明による一実施例のダイレクトコン
バージョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図
であり、図１と同等な機能を有する部分には同一の符号
が付されている。
【００１４】本実施例は、上記従来例と異なり、直交検
波回路３Ａにおいてチャンネルフィルタ８，９の後段に
当該フィルタの各出力信号の周波数をそれぞれ２倍する
２逓倍器１３，１４を備えたことを特徴とする。また、
これら２逓倍器１３，１４により得られる２つのベース
バンド信号の位相差が２倍になることから、この２逓倍
器を含む直交検波回路３から出力される２つのベースバ
ンド信号を互いに直交せしめるべく（相互にπ／２の位
相差をもたせるべく）、移相回路７Ａの位相推移量を上
記従来例の半分のπ／４としている。このπ／４移相回
路７Ａは、π／２移相回路の構成と殆ど変わらずに容易
に構成でき、むしろπ／２移相回路よりも簡単に構成で
きるとも言える。逓倍器１３及び１４の出力信号は、直
交検波回路３Ａの出力信号として、それぞれリミッタ増
幅器１０及び１１に供給される。
波回路３Ａにおいてチャンネルフィルタ８，９の後段に
当該フィルタの各出力信号の周波数をそれぞれ２倍する
２逓倍器１３，１４を備えたことを特徴とする。また、
これら２逓倍器１３，１４により得られる２つのベース
バンド信号の位相差が２倍になることから、この２逓倍
器を含む直交検波回路３から出力される２つのベースバ
ンド信号を互いに直交せしめるべく（相互にπ／２の位
相差をもたせるべく）、移相回路７Ａの位相推移量を上
記従来例の半分のπ／４としている。このπ／４移相回
路７Ａは、π／２移相回路の構成と殆ど変わらずに容易
に構成でき、むしろπ／２移相回路よりも簡単に構成で
きるとも言える。逓倍器１３及び１４の出力信号は、直
交検波回路３Ａの出力信号として、それぞれリミッタ増
幅器１０及び１１に供給される。
【００１５】次に、この実施例ＦＳＫ受信機の動作を説
明する。図６は、図５の受信機の各部動作波形を示すタ
イムチャートである。図６（Ａ）は、受信ＦＳＫ信号に
おける送信データを示しており、図２及び図３における
ものと同様の仕様としている。図６において、直交検波
回路３Ａの出力信号（Ｂ），（Ｃ）は、図３における出
力信号（ｂ），（ｃ）に比べそれぞれ信号変化が２倍で
かつ相互にπ／２の位相差があり、直交した波形とな
る。この直交検波回路３Ａの出力信号（Ｂ），（Ｃ）に
対し、リミッタ増幅器１０，１１によって、例えば振幅
の中心レベルよりも大なる間において高レベルとなりか
つ小なる間において低レベルとなる出力信号（Ｄ），
（Ｅ）が得られる。そしてフリップフロップ１２によっ
てリミッタ増幅器１１の出力信号（Ｅ）の立ち上がりエ
ッジが発生した時におけるリミッタ増幅器１０の出力信
号（Ｄ）のレベルが高レベルか否かを検知することによ
り、これら出力信号（Ｄ），（Ｅ）の相互の位相関係に
応じた再生データ（Ｆ）が得られる。
明する。図６は、図５の受信機の各部動作波形を示すタ
イムチャートである。図６（Ａ）は、受信ＦＳＫ信号に
おける送信データを示しており、図２及び図３における
ものと同様の仕様としている。図６において、直交検波
回路３Ａの出力信号（Ｂ），（Ｃ）は、図３における出
力信号（ｂ），（ｃ）に比べそれぞれ信号変化が２倍で
かつ相互にπ／２の位相差があり、直交した波形とな
る。この直交検波回路３Ａの出力信号（Ｂ），（Ｃ）に
対し、リミッタ増幅器１０，１１によって、例えば振幅
の中心レベルよりも大なる間において高レベルとなりか
つ小なる間において低レベルとなる出力信号（Ｄ），
（Ｅ）が得られる。そしてフリップフロップ１２によっ
てリミッタ増幅器１１の出力信号（Ｅ）の立ち上がりエ
ッジが発生した時におけるリミッタ増幅器１０の出力信
号（Ｄ）のレベルが高レベルか否かを検知することによ
り、これら出力信号（Ｄ），（Ｅ）の相互の位相関係に
応じた再生データ（Ｆ）が得られる。
【００１６】こうして図１と同様に、受信ＦＳＫ信号の
周波数変位が＋Δｆであるか−Δｆであるかによって直
交検波して得られる２つのベースバンド信号（Ｂ），
（Ｃ）の位相の進み遅れが反転するということを位相検
知回路１２で検出し、送信データ（Ａ）と略同様の再生
データ（Ｆ）が出力されるのである。次に本実施例ＦＳ
Ｋ受信機特有の作用につき説明する。
周波数変位が＋Δｆであるか−Δｆであるかによって直
交検波して得られる２つのベースバンド信号（Ｂ），
（Ｃ）の位相の進み遅れが反転するということを位相検
知回路１２で検出し、送信データ（Ａ）と略同様の再生
データ（Ｆ）が出力されるのである。次に本実施例ＦＳ
Ｋ受信機特有の作用につき説明する。
【００１７】従来例の装置では、直交検波して得られる
２つのベースバンド信号（同相及び直交成分）の瞬時周
波数は、受信ＦＳＫ信号の２値ディジタル符号“０”，
“１”に関係なく、受信ＦＳＫ信号の周波数変位Δｆに
等しい。前述したことから分かるように、位相検波器１
２から出力される再生データパルスのジッタを小さくす
るためには、符号変化からリミッタ増幅器１０または１
１の出力信号（Ｄ），（Ｅ）のエッジの発生までの遅延
を小さくすべく、従って図４における受信ＦＳＫ信号の
回転の速さを速くすれば良く、周波数変位Δｆがデータ
伝送速度よりかなり大きいことが必要である。すなわ
ち、受信データの１タイムスロット（１符号期間）内の
直交検波回路３の出力信号変化がかなり大きい（変調指
数が大きい）ことが必要である。
２つのベースバンド信号（同相及び直交成分）の瞬時周
波数は、受信ＦＳＫ信号の２値ディジタル符号“０”，
“１”に関係なく、受信ＦＳＫ信号の周波数変位Δｆに
等しい。前述したことから分かるように、位相検波器１
２から出力される再生データパルスのジッタを小さくす
るためには、符号変化からリミッタ増幅器１０または１
１の出力信号（Ｄ），（Ｅ）のエッジの発生までの遅延
を小さくすべく、従って図４における受信ＦＳＫ信号の
回転の速さを速くすれば良く、周波数変位Δｆがデータ
伝送速度よりかなり大きいことが必要である。すなわ
ち、受信データの１タイムスロット（１符号期間）内の
直交検波回路３の出力信号変化がかなり大きい（変調指
数が大きい）ことが必要である。
【００１８】より高速のデータ受信は、送信機における
ＦＳＫ変調器の周波数変位Δｆを大きくする（変調度を
大きくする）ことにより可能となる。しかし、この場合
送信スペクトラムが広がることは避けることができな
い。本実施例では、送信機のＦＳＫ変調器の変調度は一
定とする代わりに、受信機のチャンネルフィルタ８，９
から出力される２つのベースバンド信号を２逓倍器１
３，１４で２逓倍することにより、この２つのベースバ
ンド信号の瞬時周波数を２倍にし、その結果変調指数を
２倍に上げているのである。
ＦＳＫ変調器の周波数変位Δｆを大きくする（変調度を
大きくする）ことにより可能となる。しかし、この場合
送信スペクトラムが広がることは避けることができな
い。本実施例では、送信機のＦＳＫ変調器の変調度は一
定とする代わりに、受信機のチャンネルフィルタ８，９
から出力される２つのベースバンド信号を２逓倍器１
３，１４で２逓倍することにより、この２つのベースバ
ンド信号の瞬時周波数を２倍にし、その結果変調指数を
２倍に上げているのである。
【００１９】従って、受信データの１タイムスロット内
の直交検波回路３Ａの出力信号（Ｂ），（Ｃ）並びにリ
ミッタ増幅器１０，１１の出力信号（Ｄ），（Ｅ）の信
号変化が従来例の２倍となるため、位相検波器１２によ
るエッジ検出の頻度が２倍に上がってジッタの極めて少
ない再生データ（Ｆ）が得られる。かくして、受信機の
検波感度が向上し、より高速データの復調が可能となる
のである。
の直交検波回路３Ａの出力信号（Ｂ），（Ｃ）並びにリ
ミッタ増幅器１０，１１の出力信号（Ｄ），（Ｅ）の信
号変化が従来例の２倍となるため、位相検波器１２によ
るエッジ検出の頻度が２倍に上がってジッタの極めて少
ない再生データ（Ｆ）が得られる。かくして、受信機の
検波感度が向上し、より高速データの復調が可能となる
のである。
【００２０】なお、上記実施例では、２逓倍器１３，１
４を用いて構成したが、Ｎ逓倍器（Ｎは２より大きい整
数）を用い、適宜移相回路７Ａの位相推移量を変えて構
成した場合でも同様な効果が得られることは明らかであ
る。図７は、本発明による他の実施例のダイレクトコン
バージョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図
であり、図１及び図５と同等な機能を有する部分には同
一の符号が付されている。
４を用いて構成したが、Ｎ逓倍器（Ｎは２より大きい整
数）を用い、適宜移相回路７Ａの位相推移量を変えて構
成した場合でも同様な効果が得られることは明らかであ
る。図７は、本発明による他の実施例のダイレクトコン
バージョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図
であり、図１及び図５と同等な機能を有する部分には同
一の符号が付されている。
【００２１】本実施例は、上記従来例と異なり、所定の
周波数を有する発振信号を出力する局部発振回路１５
と、この発振信号と直交検波回路３の出力ベースバンド
信号とが供給され当該発振信号に基づいてそれぞれ個別
に各ベースバンド信号を周波数変換して出力するアップ
コンバージョンミキサ１６及び１７と、このアップコン
バージョンミキサ１６及び１７の出力信号がそれぞれ個
別に供給される帯域通過フィルタ１８及び１９とを備
え、これらフィルタ１８及び１９の出力信号をそれぞれ
リミッタ増幅器１０及び１１に供給したことを特徴とす
る。なお、リミッタ増幅器１０及び１１に供給すべきベ
ースバンド信号を生成するための直交検波手段として
は、局部発振回路１５，アップコンバージョンミキサ１
６及び１７，帯域通過フィルタ１８及び１９を含む。
周波数を有する発振信号を出力する局部発振回路１５
と、この発振信号と直交検波回路３の出力ベースバンド
信号とが供給され当該発振信号に基づいてそれぞれ個別
に各ベースバンド信号を周波数変換して出力するアップ
コンバージョンミキサ１６及び１７と、このアップコン
バージョンミキサ１６及び１７の出力信号がそれぞれ個
別に供給される帯域通過フィルタ１８及び１９とを備
え、これらフィルタ１８及び１９の出力信号をそれぞれ
リミッタ増幅器１０及び１１に供給したことを特徴とす
る。なお、リミッタ増幅器１０及び１１に供給すべきベ
ースバンド信号を生成するための直交検波手段として
は、局部発振回路１５，アップコンバージョンミキサ１
６及び１７，帯域通過フィルタ１８及び１９を含む。
【００２２】ここで、上記受信ＦＳＫ信号の仕様を前提
に局部発振回路１５の出力信号の周波数をｆ2 とし、チ
ャンネルフィルタ８の出力信号を
に局部発振回路１５の出力信号の周波数をｆ2 とし、チ
ャンネルフィルタ８の出力信号を
【００２３】
【数２】
【００２４】，チャンネルフィルタ９の出力信号をcos
（±２πΔｆｔ）とすれば、アップコンバージョンミキ
サ１６より得られる出力信号（Ｇ）は、
（±２πΔｆｔ）とすれば、アップコンバージョンミキ
サ１６より得られる出力信号（Ｇ）は、
【００２５】
【数３】
【００２６】となる。また、アップコンバージョンミキ
サ１７より得られる出力信号（Ｈ）は、 （Ｈ）＝ cos(±2πΔft) cos 2πf2t ＝ 1/2[cos 2π(f2+Δf)t + cos 2π(f2-Δf)t] …(2) となる。
サ１７より得られる出力信号（Ｈ）は、 （Ｈ）＝ cos(±2πΔft) cos 2πf2t ＝ 1/2[cos 2π(f2+Δf)t + cos 2π(f2-Δf)t] …(2) となる。
【００２７】このように、アップコンバージョンミキサ
１６，１７の出力信号（Ｇ），（Ｈ）は、直交検波回路
３の出力信号に対しｆ2 だけ周波数が上昇したものとな
る。この様子を周波数スペクトラムにて示したものが図
８である。図８において、スペクトラム図（１）は、受
信ＦＳＫ信号（Ａ）を示しており、ｆC を中心周波数に
してｆC −Δｆに符号“１”の、ｆC −Δｆに符号
“０”のスペクトラムを有することが分かる。この受信
ＦＳＫ信号（Ａ）を直交検波し、チャンネルフィルタ
８，９より得られる出力信号（Ｂ），（Ｃ）がスペクト
ラム図（２）に示されており、±Δｆにそれぞれ共に符
号“１”及び“０”のスペクトルを有することが分か
る。さらにこの出力信号（Ｂ），（Ｃ）が上式（１），
（２）の如くアップコンバージョンミキサ１６，１７に
より周波数変換されるとスペクトラム図（３）の如き出
力信号（Ｇ），（Ｈ）となる。かかるミキサ１６，１７
の出力信号は、スペクトラム図（２）に対し局部発振回
路１５の発振周波数ｆ2 だけ周波数が上昇した如きスペ
クトラムを有することが分かる。
１６，１７の出力信号（Ｇ），（Ｈ）は、直交検波回路
３の出力信号に対しｆ2 だけ周波数が上昇したものとな
る。この様子を周波数スペクトラムにて示したものが図
８である。図８において、スペクトラム図（１）は、受
信ＦＳＫ信号（Ａ）を示しており、ｆC を中心周波数に
してｆC −Δｆに符号“１”の、ｆC −Δｆに符号
“０”のスペクトラムを有することが分かる。この受信
ＦＳＫ信号（Ａ）を直交検波し、チャンネルフィルタ
８，９より得られる出力信号（Ｂ），（Ｃ）がスペクト
ラム図（２）に示されており、±Δｆにそれぞれ共に符
号“１”及び“０”のスペクトルを有することが分か
る。さらにこの出力信号（Ｂ），（Ｃ）が上式（１），
（２）の如くアップコンバージョンミキサ１６，１７に
より周波数変換されるとスペクトラム図（３）の如き出
力信号（Ｇ），（Ｈ）となる。かかるミキサ１６，１７
の出力信号は、スペクトラム図（２）に対し局部発振回
路１５の発振周波数ｆ2 だけ周波数が上昇した如きスペ
クトラムを有することが分かる。
【００２８】このアップコンバージョンミキサ１６，１
７の出力信号（Ｇ），（Ｈ）の下側帯波（または上側帯
波）が帯域通過フィルタ１８，１９（チャンネルフィル
タと兼用させることができる）で取り出される。取り出
された下側帯波（または上側帯波）成分信号（Ｉ），
（Ｊ）は、受信ＦＳＫ信号の２値ディジタル符号が
“０”か“１”かに応じて位相の進み遅れが反転しかつ
互いに直交する信号となる。
７の出力信号（Ｇ），（Ｈ）の下側帯波（または上側帯
波）が帯域通過フィルタ１８，１９（チャンネルフィル
タと兼用させることができる）で取り出される。取り出
された下側帯波（または上側帯波）成分信号（Ｉ），
（Ｊ）は、受信ＦＳＫ信号の２値ディジタル符号が
“０”か“１”かに応じて位相の進み遅れが反転しかつ
互いに直交する信号となる。
【００２９】従って、従来例受信機と同じように、これ
らの２つの信号（Ｉ），（Ｊ）の位相関係をリミッタ増
幅器１２，１３を介し位相検知回路１２で検出すること
により受信データの再生を行うことができる。なお、上
記出力信号（Ｇ），（Ｈ）の下側帯波を取り出すか、あ
るいは上側帯波を取り出すかによって再生データの極性
が反転するので注意を要する。
らの２つの信号（Ｉ），（Ｊ）の位相関係をリミッタ増
幅器１２，１３を介し位相検知回路１２で検出すること
により受信データの再生を行うことができる。なお、上
記出力信号（Ｇ），（Ｈ）の下側帯波を取り出すか、あ
るいは上側帯波を取り出すかによって再生データの極性
が反転するので注意を要する。
【００３０】次に本実施例ＦＳＫ受信機特有の作用につ
き説明する。従来例受信機では、位相検知回路１２に入
力される２つのベースバンド信号（同相及び直交成分）
の瞬時周波数は、受信ＦＳＫ信号の２値ディジタル符号
の“０”，“１”に関係なく、受信ＦＳＫ信号の周波数
変位Δｆに等しい。これに対し、本実施例ではｆ2 −Δ
ｆ（またはｆ2 ＋Δｆ）に等しい。前述したように、位
相検知回路１２から出力される再生データパルスのジッ
タを小さくするためには、位相検知回路１２に入力され
る２つのベースバンド信号の瞬時周波数がデータ伝送速
度よりかなり大きいことが必要である。従って、本実施
例においてｆ2 −Δｆ（またはｆ2 ＋Δｆ）を大きく設
定することによって（例えばｆ2 −Δｆ＝３０Ｋ〜１０
０ＫＨｚ）、先の実施例と同様に、受信データの１タイ
ムスロット内の位相検知回路１２に入力される信号の変
化が従来例より大きくできるので、位相検知回路１２に
よるエッジ検出の頻度が上がり（検波感度が向上し）、
より高速データの復調が可能となる。
き説明する。従来例受信機では、位相検知回路１２に入
力される２つのベースバンド信号（同相及び直交成分）
の瞬時周波数は、受信ＦＳＫ信号の２値ディジタル符号
の“０”，“１”に関係なく、受信ＦＳＫ信号の周波数
変位Δｆに等しい。これに対し、本実施例ではｆ2 −Δ
ｆ（またはｆ2 ＋Δｆ）に等しい。前述したように、位
相検知回路１２から出力される再生データパルスのジッ
タを小さくするためには、位相検知回路１２に入力され
る２つのベースバンド信号の瞬時周波数がデータ伝送速
度よりかなり大きいことが必要である。従って、本実施
例においてｆ2 −Δｆ（またはｆ2 ＋Δｆ）を大きく設
定することによって（例えばｆ2 −Δｆ＝３０Ｋ〜１０
０ＫＨｚ）、先の実施例と同様に、受信データの１タイ
ムスロット内の位相検知回路１２に入力される信号の変
化が従来例より大きくできるので、位相検知回路１２に
よるエッジ検出の頻度が上がり（検波感度が向上し）、
より高速データの復調が可能となる。
【００３１】また、チャンネルフィルタとして、ジャイ
レータフィルタが低電圧動作、小形化という点で有利で
ある。ジャイレータは能動回路とチップ上のコンデンサ
で作られる等価インダクタで、これとコンデンサとで非
常にＱ（共振空洞のＱ）の高い共振回路を実現できる。
従来例の受信機のチャンネルフィルタをこのジャイレー
タを使用して完全に集積回路に内蔵させる場合、コンデ
ンサの集積回路チップ上の占有面積はかなり大きい。こ
れに対して、本実施例ではチャンネルフィルタは、より
周波数の高い帯域通過フィルタとすることができるの
で、ジャイレータの必要なコンデンサの値を小さくで
き、チップ占有面積をかなり小さくすることができる、
という効果もある。
レータフィルタが低電圧動作、小形化という点で有利で
ある。ジャイレータは能動回路とチップ上のコンデンサ
で作られる等価インダクタで、これとコンデンサとで非
常にＱ（共振空洞のＱ）の高い共振回路を実現できる。
従来例の受信機のチャンネルフィルタをこのジャイレー
タを使用して完全に集積回路に内蔵させる場合、コンデ
ンサの集積回路チップ上の占有面積はかなり大きい。こ
れに対して、本実施例ではチャンネルフィルタは、より
周波数の高い帯域通過フィルタとすることができるの
で、ジャイレータの必要なコンデンサの値を小さくで
き、チップ占有面積をかなり小さくすることができる、
という効果もある。
【００３２】参考までに、上記実施例受信機及び従来例
受信機の受信データ速度に対する受信感度特性実測結果
を図９に示す。図９において、各受信感度の値は、受信
機における誤り率１％を満たすことのできる最小のアン
テナ受信感度の値である。この図から分かるように、従
来例受信機ではデータ伝送速度が２６００ｂｐｓ以上に
なると同期はずれを起こしてしまい復調不可能となって
しまうのに対し、実施例受信機ではデータ伝送速度が３
５００ｂｐｓとなっても同期はずれを起こさずに受信デ
ータを復調することができる。
受信機の受信データ速度に対する受信感度特性実測結果
を図９に示す。図９において、各受信感度の値は、受信
機における誤り率１％を満たすことのできる最小のアン
テナ受信感度の値である。この図から分かるように、従
来例受信機ではデータ伝送速度が２６００ｂｐｓ以上に
なると同期はずれを起こしてしまい復調不可能となって
しまうのに対し、実施例受信機ではデータ伝送速度が３
５００ｂｐｓとなっても同期はずれを起こさずに受信デ
ータを復調することができる。
【００３３】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明のダイレク
トコンバージョンＦＳＫ受信機によれば、位相検知回路
に供給される同相及び直交成分のベースバンド信号の瞬
時周波数がそれぞれ受信ＦＳＫ信号の周波数変位に相当
する周波数よりも高くなり、位相検知回路の位相検知動
作の頻度が増加するので、復調能力が向上して位相検知
回路の出力再生データのジッタを抑制し、受信可能なデ
ータ伝送速度を上げることができる。特に本発明は、簡
単な回路構成及び回路付加によって復調能力が向上する
ので、ポケットベル等の小型受信機に好適である。
トコンバージョンＦＳＫ受信機によれば、位相検知回路
に供給される同相及び直交成分のベースバンド信号の瞬
時周波数がそれぞれ受信ＦＳＫ信号の周波数変位に相当
する周波数よりも高くなり、位相検知回路の位相検知動
作の頻度が増加するので、復調能力が向上して位相検知
回路の出力再生データのジッタを抑制し、受信可能なデ
ータ伝送速度を上げることができる。特に本発明は、簡
単な回路構成及び回路付加によって復調能力が向上する
ので、ポケットベル等の小型受信機に好適である。
【図１】従来のダイレクトコンバージョンＦＳＫ受信機
の基本的構成を示すブロック図。
の基本的構成を示すブロック図。
【図２】図１の受信機における受信ＦＳＫ信号のスペク
トラム図。
トラム図。
【図３】図１の受信機の各部動作波形を示すタイムチャ
ート。
ート。
【図４】図１の受信機の欠点を説明するための受信ＦＳ
Ｋ信号の中心周波数を基準にした回転座標系（信号配置
図）。
Ｋ信号の中心周波数を基準にした回転座標系（信号配置
図）。
【図５】本発明による一実施例のダイレクトコンバージ
ョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図。
ョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図。
【図６】図５の受信機の各部動作波形を示すタイムチャ
ート。
ート。
【図７】本発明による他の実施例のダイレクトコンバー
ジョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図。
ジョンＦＳＫ受信機の基本的構成を示すブロック図。
【図８】図７の受信機の動作を説明するための各部出力
信号のスペクトラム図。
信号のスペクトラム図。
【図９】実施例受信機及び従来例受信機の受信データ速
度に対する受信感度特性実測結果を示す図。
度に対する受信感度特性実測結果を示す図。
１ アンテナ
２ 高周波増幅器
３，３Ａ 直交検波回路
４，５ 受信ミキサ
６ 局部発振回路
７ π／２移相回路
７Ａ π／４移相回路
８，９ チャンネルフィルタ
１０，１１ リミッタ増幅器
１２ 位相検波器
１３，１４ ２逓倍器
１５ 局部発振回路
１６，１７ アップコンバージョンミキサ
１８，１９ 帯域通過フィルタ
Claims (4)
- 【請求項１】 伝送されるべきディジタルデータに応じ
て中心周波数から所定周波数だけ上下に変位する受信Ｆ
ＳＫ信号を前記中心周波数と略等しい周波数を有する発
振信号に基づき直交検波して同相成分及び直交成分のベ
ースバンド信号を出力する直交検波手段と、これらベー
スバンド信号間の位相関係を検知する位相検知手段とを
有し、前記位相検知手段の検知出力により再生データを
得るダイレクトコンバージョンＦＳＫ受信機であって、前記直交検波手段は、前記中心周波数と略等しい周波数
を有する発振信号を出力する発振信号出力手段と、前記
発振信号をπ／（２Ｎ）だけ（Ｎは２以上の整数）移相
する移相手段と、前記移相手段の出力信号を受信ＦＳＫ
信号と混合する第１の混合手段と、前記発振信号を前記
受信ＦＳＫ信号と混合する第２の混合手段と、前記第１
の混合手段の混合出力のうち所定周波数帯域成分のみを
抽出する第１の抽出手段と、前記第２の混合手段の混合
出力のうち所定周波数帯域成分のみを抽出する第２の抽
出手段とを有し、 前記第１の抽出手段の抽出出力をＮ逓倍して一方のベー
スバンド信号とする第１の逓倍手段と、前記第２の抽出
手段の抽出出力をＮ逓倍して他方のベースバンド信号と
する第２の逓倍手段とを有することを特徴とするダイレ
クトコンバージョンＦＳＫ受信機。 - 【請求項２】 伝送されるべきディジタルデータに応じ
て中心周波数から所定周波数だけ上下に変位する受信Ｆ
ＳＫ信号を前記中心周波数と略等しい周波数を有する発
振信号に基づき直交検波して同相成分及び直交成分のベ
ースバンド信号を出力する直交検波手段と、これらベー
スバンド信号間の位相関係を検知する位相検知手段とを
有し、前記位相検知手段の検知出力により再生データを
得るダイレクトコンバージョンＦＳＫ受信機であって、 前記直交検波手段は、前記中心周波数と略等しい周波数
を有する発振信号を出力する発振信号出力手段と、前記
発振信号をπ／２だけ移相する移相手段と、前記移相手
段の出力信号を受信ＦＳＫ信号と混合する第１の混合手
段と、前記発振信号を前記受信ＦＳＫ信号と混合する第
２の混合手段と、前記第１の混合手段の混合出力のうち
所定周波数帯域成分のみを抽出する第１の抽出手段と、
前記第２ の混合手段の混合出力のうち所定周波数帯域成
分のみを抽出する第２の抽出手段とを有し、 前記第１及び第２の抽出手段の各抽出出力をそれぞれ所
定周波数分上昇せしめるよう周波数変換する周波数変換
手段と、前記周波数変換手段の変換出力の各々につきそ
の下側帯波（または上側帯波）成分を抽出して一方及び
他方のベースバンド信号とする抽出手段とを有すること
を特徴とするダイレクトコンバージョンＦＳＫ受信機。 - 【請求項３】 前記位相検知手段は、エッジ検出型の位
相検知回路であることを特徴とする請求項１または２記
載のダイレクトコンバージョンＦＳＫ受信機。 - 【請求項４】 前記位相検知手段は、前記ベースバンド
信号のうちの一方のレベルが所定レベルより大なるとき
に低レベル（または高レベル）を有するパルス信号を出
力する第１の波形整形手段と、前記ベースバンド信号の
うちの他方のレベルが所定レベルより大なるときに低レ
ベル（または高レベル）を有するパルス信号を出力する
第２の波形整形手段と、前記第１及び第２の波形整形手
段の各出力パルス信号のうちの一方をデータ入力とし他
方をクロック入力とするフリップフロップとからなるこ
とを特徴とする請求項１または２記載のダイレクトコン
バージョンＦＳＫ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10442793A JP3368936B2 (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | ダイレクトコンバージョンｆｓｋ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10442793A JP3368936B2 (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | ダイレクトコンバージョンｆｓｋ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06315037A JPH06315037A (ja) | 1994-11-08 |
| JP3368936B2 true JP3368936B2 (ja) | 2003-01-20 |
Family
ID=14380393
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10442793A Expired - Fee Related JP3368936B2 (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | ダイレクトコンバージョンｆｓｋ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3368936B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1117749A (ja) * | 1997-06-24 | 1999-01-22 | Nec Corp | 復調回路 |
| JP2006086857A (ja) | 2004-09-16 | 2006-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 移相装置 |
-
1993
- 1993-04-30 JP JP10442793A patent/JP3368936B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06315037A (ja) | 1994-11-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4384357A (en) | Self-synchronization circuit for a FFSK or MSK demodulator | |
| KR970007618B1 (ko) | 자동 주파수 제어(afc)회로 | |
| JPS60237749A (ja) | 直接変調ｆｍデータ受信機 | |
| US4103244A (en) | Fsk demodulator | |
| US4507617A (en) | Carrier recovery circuit for a PSK modulated signal | |
| EP0412291B1 (en) | Quadrature FSK receiver with compensation for frequency offset | |
| JP3368936B2 (ja) | ダイレクトコンバージョンｆｓｋ受信機 | |
| EP1662653B1 (en) | Demodulator of frequency modulated signals | |
| US4744094A (en) | BPSK demodulator with D type flip/flop | |
| JP3362427B2 (ja) | 直交検波器 | |
| JP3178268B2 (ja) | 自動周波数制御装置 | |
| US20030067357A1 (en) | Automatic multiple II/4 phase shifter | |
| JP3491260B2 (ja) | 受信機 | |
| JP2580888B2 (ja) | 変調装置の周波数分配回路 | |
| JP2650556B2 (ja) | 同期型スペクトル拡散変調復調装置 | |
| JPS61177054A (ja) | 位相変調信号の受信回路 | |
| JP2001148721A (ja) | Ｆｓｋ変調器 | |
| KR970007873B1 (ko) | Bpsk 복조회로 | |
| JPH06204971A (ja) | スペクトル拡散変調及び／又は復調装置 | |
| JP2001217886A (ja) | 移相器 | |
| EP1236271B1 (en) | Fm demodulator using monostables | |
| KR100285756B1 (ko) | 무선전송장비에서캐리어트래킹장치 | |
| JPH0754941B2 (ja) | 周波数ドリフト補償方式 | |
| JPH10117218A (ja) | 位相差検出回路 | |
| JPH0263350A (ja) | Ｐｓｋ復調回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |