JPH0754941B2 - 周波数ドリフト補償方式 - Google Patents
周波数ドリフト補償方式Info
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- JPH0754941B2 JPH0754941B2 JP4104704A JP10470492A JPH0754941B2 JP H0754941 B2 JPH0754941 B2 JP H0754941B2 JP 4104704 A JP4104704 A JP 4104704A JP 10470492 A JP10470492 A JP 10470492A JP H0754941 B2 JPH0754941 B2 JP H0754941B2
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- frequency
- mixer
- oscillator
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信に
おける遅延検波で用いる周波数ドリフトを補償する方式
に関するものである。
おける遅延検波で用いる周波数ドリフトを補償する方式
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】通常周波数ドリフトの影響を除くため、
AFC （自動周波数制御）回路が用いられる。この方式は
簡単であるが初期設定の精度や温度変動等の影響を受け
易い欠点を有する。
AFC （自動周波数制御）回路が用いられる。この方式は
簡単であるが初期設定の精度や温度変動等の影響を受け
易い欠点を有する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ディジタル信号の遅延
検波においては受信搬送波信号を２つに分岐し、一方を
直接にミキサの片方の入力端子に、他方を情報ベースバ
ンド信号の１ビット分あるいは数ビット分遅延させ、さ
らに位相を正確に制御してからミキサのもう一方の入力
端子に印加する。通常、温度等の環境条件の変化あるい
は経年変化等により送信部の発振周波数および受信局発
周波数が変動して、検波器入力の搬送周波数が初期設定
値からドリフトする。さらに、遅延ディバイスの遅延量
にも変化が生じることがある。この結果、上記の正確さ
を必要とする位相条件が満足されなくなるため、検波出
力のレベル低下や出力波形歪を招いたりする。
検波においては受信搬送波信号を２つに分岐し、一方を
直接にミキサの片方の入力端子に、他方を情報ベースバ
ンド信号の１ビット分あるいは数ビット分遅延させ、さ
らに位相を正確に制御してからミキサのもう一方の入力
端子に印加する。通常、温度等の環境条件の変化あるい
は経年変化等により送信部の発振周波数および受信局発
周波数が変動して、検波器入力の搬送周波数が初期設定
値からドリフトする。さらに、遅延ディバイスの遅延量
にも変化が生じることがある。この結果、上記の正確さ
を必要とする位相条件が満足されなくなるため、検波出
力のレベル低下や出力波形歪を招いたりする。
【０００４】本発明は上記の事情に鑑みてなされたもの
で、送信側発振器、及び受信側局部発振器の総合の周波
数変動に加えて、遅延ディバイスの遅延変動をも合わせ
て補償し得る周波数ドリフト補償方式を提供することを
目的とする。
で、送信側発振器、及び受信側局部発振器の総合の周波
数変動に加えて、遅延ディバイスの遅延変動をも合わせ
て補償し得る周波数ドリフト補償方式を提供することを
目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、通常の遅延検波回路およびこれと直交方向
に遅延検波を行う回路を接続し、両検波出力の乗算結果
の信号を局部発振器用電圧制御発振器（局部発振器用VC
O ）の制御信号として、あるいは遅延ディバイスとして
用いる多段シフトレジスタを駆動するクロック発振器の
発振周波数制御信号として用いることを特徴とする。
するために、通常の遅延検波回路およびこれと直交方向
に遅延検波を行う回路を接続し、両検波出力の乗算結果
の信号を局部発振器用電圧制御発振器（局部発振器用VC
O ）の制御信号として、あるいは遅延ディバイスとして
用いる多段シフトレジスタを駆動するクロック発振器の
発振周波数制御信号として用いることを特徴とする。
【０００６】
【作用】本発明は、周波数のドリフト量と遅延ディバイ
スの変動量に比例した信号成分を検出し、それを用いて
変動量が小さくなるように受信局部発振器の発振周波数
を制御したり、多段シフトレジスタの遅延変動量を小さ
くするように駆動クロック発振器の発振周波数を制御す
ることを特徴とする。
スの変動量に比例した信号成分を検出し、それを用いて
変動量が小さくなるように受信局部発振器の発振周波数
を制御したり、多段シフトレジスタの遅延変動量を小さ
くするように駆動クロック発振器の発振周波数を制御す
ることを特徴とする。
【０００７】
【実施例】（第１実施例）以下図を参照して本発明の実
施例を詳細に説明する。
施例を詳細に説明する。
【０００８】図１は本発明に係る請求項１の実施例で、
１は受信ＲＦ（無線周波数）信号を局部発振周波数と混
合してＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換させるミキ
サ、２は前記ミキサ１で周波数混合後の不要なイメージ
周波数を除去するための帯域フィルタ（ＢＰＦ）、３は
遅延検波のための遅延ディバイス、４は検波のための第
１のミキサ、５はπ/2移相器、６は第１のミキサ４と直
交方向で検波するためのミキサ、７は検波ベースバンド
信号以外の不要な周波数成分を除去するための低域通過
フィルタよりなるベースバンドフィルタ（ＬＰＦ）、８
はベースバンドフィルタ７同様の低域通過フィルタより
なるベースバンドフィルタ（ＬＰＦ）、９はベースバン
ドフィルタ７とベースバンドフィルタ８の出力同士を乗
算する第３のミキサ、１０は低域通過フィルタよりなる
ベースバンドフィルタ（ＬＰＦ）、１１は直流アンプ、
１２はＲＦ信号をＩＦ信号に変換するための局部発振信
号を発生するための電圧制御発振器（VCO ）である。ミ
キサ１に入力される受信角度変調信号は下記のように表
すことが出来る。r(t) ＝cos {2πｆc t+ψ(t)+θ｝ ここで fc ；搬送周波数 ψ(t) ；情報により角度変調された成分 θ ；位相 ＶＣＯ１２からの局部発振信号とミキサ１で混合されて
帯域フィルタ２を通過しＩＦに変換された信号は次式で
表される。 ri (t) ＝cos {2π fi t+ψ(t)+θ｝ (1) 遅延ディバイス３で lビット遅延された信号は次によう
になる。 ri (t- lTb )=cos [2π fi (t- lTb )+ψ(t- lTb )+θ] (2) 式(1) と式(2) の信号が第１のミキサ４で乗算され、ベ
ースバンドフィルタ７を通過した出力信号をＬI (t) で
表すと次式のようになることは明らかである。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2πｆi Tb + { ψ(t)-ψ(t- lTb )}] (3) さて、BPSK変調信号の場合には l＝１ ψ(t)=g(t)・π ｇ(t)=0/1:送信情報信号 と表される。ここで 2π fi Tb = 2nπと調整すると次
のようにBPSKに対する通常の遅延検波出力が得られる。 ＬI (t)=1/2 cos[{g(t)-g(t- Tb )}π] 周波数及び遅延ディバイスのドリフトを次のように置く δf:送信側発振器及び受信側局部発振器の周波数ドリフ
トの総合されたもの δT:遅延ディバスの遅延時間ドリフト これより、上記各式において ＩＦ周波数： fi → fi ＋δf 遅延時間 ： Tb → Tb ＋δT と置き換えれば良い。したがって、式(3) は次のように
なる。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2π(fi + δf)(Tb + δT)+{g(t) -g(t-(Tb + δT))}π] ここで問題にしている遅延時間のドリフトは搬送波位相
の大きさのレベルであるから、一次情報信号の周期より
はるかに小さい。従って g{t-(Tb + δT)}=g(t- Tb ) として差し支えない。この関係を用いて式(3) を整理す
ると ＬI (t)=1/2 cos[ 2π fi Tb (1+ △）+{g(t)-g(t-Tb )}π] (4) ここで△は次式で表される。 △= δf ／ fi ＋δT ／ Tb ＋（δf ／ fi ）×（δT ／ Tb ） (5)
１は受信ＲＦ（無線周波数）信号を局部発振周波数と混
合してＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換させるミキ
サ、２は前記ミキサ１で周波数混合後の不要なイメージ
周波数を除去するための帯域フィルタ（ＢＰＦ）、３は
遅延検波のための遅延ディバイス、４は検波のための第
１のミキサ、５はπ/2移相器、６は第１のミキサ４と直
交方向で検波するためのミキサ、７は検波ベースバンド
信号以外の不要な周波数成分を除去するための低域通過
フィルタよりなるベースバンドフィルタ（ＬＰＦ）、８
はベースバンドフィルタ７同様の低域通過フィルタより
なるベースバンドフィルタ（ＬＰＦ）、９はベースバン
ドフィルタ７とベースバンドフィルタ８の出力同士を乗
算する第３のミキサ、１０は低域通過フィルタよりなる
ベースバンドフィルタ（ＬＰＦ）、１１は直流アンプ、
１２はＲＦ信号をＩＦ信号に変換するための局部発振信
号を発生するための電圧制御発振器（VCO ）である。ミ
キサ１に入力される受信角度変調信号は下記のように表
すことが出来る。r(t) ＝cos {2πｆc t+ψ(t)+θ｝ ここで fc ；搬送周波数 ψ(t) ；情報により角度変調された成分 θ ；位相 ＶＣＯ１２からの局部発振信号とミキサ１で混合されて
帯域フィルタ２を通過しＩＦに変換された信号は次式で
表される。 ri (t) ＝cos {2π fi t+ψ(t)+θ｝ (1) 遅延ディバイス３で lビット遅延された信号は次によう
になる。 ri (t- lTb )=cos [2π fi (t- lTb )+ψ(t- lTb )+θ] (2) 式(1) と式(2) の信号が第１のミキサ４で乗算され、ベ
ースバンドフィルタ７を通過した出力信号をＬI (t) で
表すと次式のようになることは明らかである。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2πｆi Tb + { ψ(t)-ψ(t- lTb )}] (3) さて、BPSK変調信号の場合には l＝１ ψ(t)=g(t)・π ｇ(t)=0/1:送信情報信号 と表される。ここで 2π fi Tb = 2nπと調整すると次
のようにBPSKに対する通常の遅延検波出力が得られる。 ＬI (t)=1/2 cos[{g(t)-g(t- Tb )}π] 周波数及び遅延ディバイスのドリフトを次のように置く δf:送信側発振器及び受信側局部発振器の周波数ドリフ
トの総合されたもの δT:遅延ディバスの遅延時間ドリフト これより、上記各式において ＩＦ周波数： fi → fi ＋δf 遅延時間 ： Tb → Tb ＋δT と置き換えれば良い。したがって、式(3) は次のように
なる。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2π(fi + δf)(Tb + δT)+{g(t) -g(t-(Tb + δT))}π] ここで問題にしている遅延時間のドリフトは搬送波位相
の大きさのレベルであるから、一次情報信号の周期より
はるかに小さい。従って g{t-(Tb + δT)}=g(t- Tb ) として差し支えない。この関係を用いて式(3) を整理す
ると ＬI (t)=1/2 cos[ 2π fi Tb (1+ △）+{g(t)-g(t-Tb )}π] (4) ここで△は次式で表される。 △= δf ／ fi ＋δT ／ Tb ＋（δf ／ fi ）×（δT ／ Tb ） (5)
【０００９】遅延検波での回路調整は受信中心周波数及
び遅延ディバイスの中心遅延時間でなされるから、前と
同じく 2π fi Tb = 2nπである。従って、ベースバン
ドフィルタ７の検波出力式(4) は次のようになる。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2π fi Tb △+{g(t)-g(t-Tb )}π] =1/2 cos( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] -1/2 sin(2π fi Tb △)sin[{g(t)-g(t-Tb )}π] BPSKが正確になされていれば、{g(t)-g(t- Tb )}πは 0
あるいはπであり、 sin[{g(t)-g(t- Tb )}π]=0 となり、第２項は0 となるから ＬI (t)=1/2 cos( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] (6)
び遅延ディバイスの中心遅延時間でなされるから、前と
同じく 2π fi Tb = 2nπである。従って、ベースバン
ドフィルタ７の検波出力式(4) は次のようになる。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2π fi Tb △+{g(t)-g(t-Tb )}π] =1/2 cos( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] -1/2 sin(2π fi Tb △)sin[{g(t)-g(t-Tb )}π] BPSKが正確になされていれば、{g(t)-g(t- Tb )}πは 0
あるいはπであり、 sin[{g(t)-g(t- Tb )}π]=0 となり、第２項は0 となるから ＬI (t)=1/2 cos( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] (6)
【００１０】他方、ベースバンドフィルタ８の出力信号
は、遅延ディバイス３の出力がπ/2の位相シフトを受け
るからドリフトがない場合には式(2) の代わり次のよう
に置けば良い ri (t-Tb )=-sin[2π fi (t-Tb )+g(t- Tb ) π+ θ］ 周波数ドリフト及び遅延ドリフトがある場合のベースバ
ンドフィルタ８の出力をＬQ (t) と置くと、式(4) と類
似で次のようになる。 ＬQ (t)=1/2 sin[ 2π fi Tb (1+ △)+{g(t)-g(t- Tb )}π] 前述のようにBPSKでは 2π fi Tb = 2nπと調整されて
いるから ＬQ (t)=1/2 sin[ 2π fi Tb △+{g(t)-g(t-Tb )}π] =1/2 sin( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] +1/2 cos(2π fi Tb △)sin[{g(t)-g(t-Tb )}π] 前記同様第２項は0 、よって ＬQ (t)=1/2 sin( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] (7) 第３のミキサ９の出力は式 (6)と式(7) の乗算であるか
ら、これをＶ[t, δf,δT]とおくと Ｖ[t, δf,δT]= ＬI (t) ×ＬQ (t) =1/4 sin(2π fi Tb △)cos(2π fi Tb △) ×cos 2 [{g(t)-g(t-Tb )}π] =(1/8)sin( 2・2 π fi Tb △)cos2 [{g(t)-g(t-Tb )}π] (8)
は、遅延ディバイス３の出力がπ/2の位相シフトを受け
るからドリフトがない場合には式(2) の代わり次のよう
に置けば良い ri (t-Tb )=-sin[2π fi (t-Tb )+g(t- Tb ) π+ θ］ 周波数ドリフト及び遅延ドリフトがある場合のベースバ
ンドフィルタ８の出力をＬQ (t) と置くと、式(4) と類
似で次のようになる。 ＬQ (t)=1/2 sin[ 2π fi Tb (1+ △)+{g(t)-g(t- Tb )}π] 前述のようにBPSKでは 2π fi Tb = 2nπと調整されて
いるから ＬQ (t)=1/2 sin[ 2π fi Tb △+{g(t)-g(t-Tb )}π] =1/2 sin( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] +1/2 cos(2π fi Tb △)sin[{g(t)-g(t-Tb )}π] 前記同様第２項は0 、よって ＬQ (t)=1/2 sin( 2π fi Tb △)cos[{g(t)-g(t-Tb )}π] (7) 第３のミキサ９の出力は式 (6)と式(7) の乗算であるか
ら、これをＶ[t, δf,δT]とおくと Ｖ[t, δf,δT]= ＬI (t) ×ＬQ (t) =1/4 sin(2π fi Tb △)cos(2π fi Tb △) ×cos 2 [{g(t)-g(t-Tb )}π] =(1/8)sin( 2・2 π fi Tb △)cos2 [{g(t)-g(t-Tb )}π] (8)
【００１１】cos2 [ …] の項はBPSKの場合“１”であ
り、他方sin ( 2 ・2 π fi Tb △) は△の正弦波関数
になっている。△は式(5) で表されるように周波数ドリ
フトδf と遅延時間ドリフトδT の関数になっている。
第１項は周波数に関して増加関数、第２項は遅延時間に
関して増加関数である。遅延時間が延びることは遅延デ
ィバイス内の搬送波の波数が増加することであるから、
等価的に搬送周波数が増加する事である。第３項は周波
数と遅延時間の関数であるから同一方向に作用するが、
第１項及び２項と比べて影響は非常に小さく、ここでは
無視して良い。結局、周波数の正の方向へのドリフト
と、遅延時間の増加方向へのドリフトは周波数領域で等
価的に扱うことが出来、局部発振器の周波数を減少する
様に制御すれば良いことになる。
り、他方sin ( 2 ・2 π fi Tb △) は△の正弦波関数
になっている。△は式(5) で表されるように周波数ドリ
フトδf と遅延時間ドリフトδT の関数になっている。
第１項は周波数に関して増加関数、第２項は遅延時間に
関して増加関数である。遅延時間が延びることは遅延デ
ィバイス内の搬送波の波数が増加することであるから、
等価的に搬送周波数が増加する事である。第３項は周波
数と遅延時間の関数であるから同一方向に作用するが、
第１項及び２項と比べて影響は非常に小さく、ここでは
無視して良い。結局、周波数の正の方向へのドリフト
と、遅延時間の増加方向へのドリフトは周波数領域で等
価的に扱うことが出来、局部発振器の周波数を減少する
様に制御すれば良いことになる。
【００１２】局発に用いるＶＣＯの周波数が受信搬送波
に対して低域側であるならば、電圧に関して増減が逆に
なっているＶＣＯを用いればドリフトを減少する方向に
周波数がシフトして補償動作を示す。電圧に関して周波
数が増加する特性の場合にはＶＣＯ制御電圧の極性を反
転すれば良い。局部発振器に用いるＶＣＯの周波数が高
域側の場合にはこれと逆になる。
に対して低域側であるならば、電圧に関して増減が逆に
なっているＶＣＯを用いればドリフトを減少する方向に
周波数がシフトして補償動作を示す。電圧に関して周波
数が増加する特性の場合にはＶＣＯ制御電圧の極性を反
転すれば良い。局部発振器に用いるＶＣＯの周波数が高
域側の場合にはこれと逆になる。
【００１３】MSK 信号に関しては主に遅延ビット数l ＝
１or２の検波法が検討されているが、ここでは、l ＝１
の１ビット遅延sin 検波を例に採る。この場合には回路
調整は式(3) において 2π fi t=(2n-1/2)πとすること
である。式(3) は次のようになる。 ＬI (t)=1/2 sin [{ψ(t)-ψ(t-Tb )}] 時刻t=kTの標本化時点の出力は以下のようになる。 ＬI (kT)=1/2 sin [ψ (kTb )-ψ{(k-1) Tb }] MSK の変調部では以下のように調整されている。 ψ (kTb )-ψ(k-1)Tb }=±π／２ ＋：マーク、 −：スペース 即ち、ＭＳＫ では隣接するサンプリング間で±π/2の
位相差になるように調整するから、 sin[ψ (kTb )-ψ{(k-1)T b }]= ±1 となり遅延検波が可能になることは良く知られている。
ここで周波数及び遅延時間にドリフトを生ずると式(3)
は、BPSKの場合と同様にして以下のようになる。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2π fi Tb ( 1+△)+ {ψ(t)-ψ(t-Tb )}] ここで 2π fi Tb = (2n-1/2)πであるから、 ＬI (t)=1/2 sin[ 2π fi Tb △+{ψ(t)-ψ(t-Tb )}] =1/2 sin( 2π fi Tb △)cos {ψ(t)-ψ(t-Tb )} +1/2 cos(2π fi Tb △)sin {ψ(t)-ψ(t-Tb )} ここで、先に記したようにMSK ではψ( kTb )-ψ{(k-1)
Tb }=±π/2であるから cos [{ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb }]=0 となり、第１項は0 、よってベースバンドフィルタ７か
らの出力は ＬI ( kTb )=1/2 cos( 2π fi Tb △)sin {ψ( kTb )-ψ(k-1)Tb } (9) 他方、ベースバンドフィルタ８からの出力はこれと直交
方向に検波するから
１or２の検波法が検討されているが、ここでは、l ＝１
の１ビット遅延sin 検波を例に採る。この場合には回路
調整は式(3) において 2π fi t=(2n-1/2)πとすること
である。式(3) は次のようになる。 ＬI (t)=1/2 sin [{ψ(t)-ψ(t-Tb )}] 時刻t=kTの標本化時点の出力は以下のようになる。 ＬI (kT)=1/2 sin [ψ (kTb )-ψ{(k-1) Tb }] MSK の変調部では以下のように調整されている。 ψ (kTb )-ψ(k-1)Tb }=±π／２ ＋：マーク、 −：スペース 即ち、ＭＳＫ では隣接するサンプリング間で±π/2の
位相差になるように調整するから、 sin[ψ (kTb )-ψ{(k-1)T b }]= ±1 となり遅延検波が可能になることは良く知られている。
ここで周波数及び遅延時間にドリフトを生ずると式(3)
は、BPSKの場合と同様にして以下のようになる。 ＬI (t)=1/2 cos[ 2π fi Tb ( 1+△)+ {ψ(t)-ψ(t-Tb )}] ここで 2π fi Tb = (2n-1/2)πであるから、 ＬI (t)=1/2 sin[ 2π fi Tb △+{ψ(t)-ψ(t-Tb )}] =1/2 sin( 2π fi Tb △)cos {ψ(t)-ψ(t-Tb )} +1/2 cos(2π fi Tb △)sin {ψ(t)-ψ(t-Tb )} ここで、先に記したようにMSK ではψ( kTb )-ψ{(k-1)
Tb }=±π/2であるから cos [{ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb }]=0 となり、第１項は0 、よってベースバンドフィルタ７か
らの出力は ＬI ( kTb )=1/2 cos( 2π fi Tb △)sin {ψ( kTb )-ψ(k-1)Tb } (9) 他方、ベースバンドフィルタ８からの出力はこれと直交
方向に検波するから
【００１４】 ＬQ ( kTb )=-1/2 sin(2π fi Tb △)sin [ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb }](10) 第３のミキサ９からの出力は式(9),(10)の乗算されたも
のであるからこれをＶ[ kTb , δf,δT]と置くと以下の
ようになる。 Ｖ [kTb , δf,δT]=-(1/8)sin(2・2 π fi Tb △) × sin2 [{ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb t}] (11) 先ほど述べたように、ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb } = ±π
/2であるから、 sin2 [{ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb t}]=1 よって、ドリフトの正弦関数に負符号を付けた出力を得
ることが出来る。従って、BPSKとは逆特性の制御をすれ
ば良い。
のであるからこれをＶ[ kTb , δf,δT]と置くと以下の
ようになる。 Ｖ [kTb , δf,δT]=-(1/8)sin(2・2 π fi Tb △) × sin2 [{ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb t}] (11) 先ほど述べたように、ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb } = ±π
/2であるから、 sin2 [{ψ( kTb )-ψ{(k-1) Tb t}]=1 よって、ドリフトの正弦関数に負符号を付けた出力を得
ることが出来る。従って、BPSKとは逆特性の制御をすれ
ば良い。
【００１５】なお、角度変調信号は原理的に定振幅であ
るが変調ベースバンド信号の状態変換点で受信信号に振
幅変動を生じることがあるので、これによる復調後の高
周波成分を除去するためにベースバンドフィルタ１０を
挿入する。以上示したように、本発明の方式により送受
総合の周波数ドリフトと遅延ディバイスの変動分を補償
することが可能である。
るが変調ベースバンド信号の状態変換点で受信信号に振
幅変動を生じることがあるので、これによる復調後の高
周波成分を除去するためにベースバンドフィルタ１０を
挿入する。以上示したように、本発明の方式により送受
総合の周波数ドリフトと遅延ディバイスの変動分を補償
することが可能である。
【００１６】（第２実施例）図２は本発明に係る請求項
２の実施例で、１３は受信局部発振器（ＯＳＣ）、１４
は波形変換回路、１５は遅延ディバイスを構成する多段
シフトレジスタ、１６はシフトレジスタ１５を駆動する
電圧制御クロック発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ）、１７およ
び１８は排他的論理和回路（Ｅｘ ｏｒ）である。本実
施例の動作は以下の通りである。ミキサ１に入力された
ＲＦ信号は局部発振器１３の周波数と混合され帯域フィ
ルタ２を通過し所望のＩＦ信号に変換される。波形変換
回路１４では、交流信号である帯域フィルタ２の出力を
十分増幅して矩形ベースバンド信号に変換する。通常波
形変換回路１４の出力信号としてＴＴＬ信号を用いる。
この出力信号は３分岐され、１つの信号は排他的論理和
回路１７、他の１つの信号は排他的論理和回路１８の一
つの入力端子に印加される。残りの信号はシフトレジス
タ１５に入力される。ここで、シフトレジスタ１５、排
他的論理和回路１７及びバンドパスフィルタ７はディジ
タル素子のみで構成されるところの通常良く用いられて
いる遅延検波回路の動作を行う。即ち、多段シフトレジ
スタ１５は電圧制御クロック発振器１６で発生した高速
のクロック信号で駆動されて入力信号は遅延検波に必要
な遅延時間だけ遅延され、さらに遅延検波に必要な位相
調整される。例えば、ＢＰＳＫ信号に対しては１ビット
分の遅延と排他的論理和回路１７に直接入力された先の
信号と同相にさせられる。このまま、排他的論理和回路
１７に印加されベースバンドフィルタ７を通過した信号
は式(3) と同じになることは、周知の事実である。
２の実施例で、１３は受信局部発振器（ＯＳＣ）、１４
は波形変換回路、１５は遅延ディバイスを構成する多段
シフトレジスタ、１６はシフトレジスタ１５を駆動する
電圧制御クロック発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ）、１７およ
び１８は排他的論理和回路（Ｅｘ ｏｒ）である。本実
施例の動作は以下の通りである。ミキサ１に入力された
ＲＦ信号は局部発振器１３の周波数と混合され帯域フィ
ルタ２を通過し所望のＩＦ信号に変換される。波形変換
回路１４では、交流信号である帯域フィルタ２の出力を
十分増幅して矩形ベースバンド信号に変換する。通常波
形変換回路１４の出力信号としてＴＴＬ信号を用いる。
この出力信号は３分岐され、１つの信号は排他的論理和
回路１７、他の１つの信号は排他的論理和回路１８の一
つの入力端子に印加される。残りの信号はシフトレジス
タ１５に入力される。ここで、シフトレジスタ１５、排
他的論理和回路１７及びバンドパスフィルタ７はディジ
タル素子のみで構成されるところの通常良く用いられて
いる遅延検波回路の動作を行う。即ち、多段シフトレジ
スタ１５は電圧制御クロック発振器１６で発生した高速
のクロック信号で駆動されて入力信号は遅延検波に必要
な遅延時間だけ遅延され、さらに遅延検波に必要な位相
調整される。例えば、ＢＰＳＫ信号に対しては１ビット
分の遅延と排他的論理和回路１７に直接入力された先の
信号と同相にさせられる。このまま、排他的論理和回路
１７に印加されベースバンドフィルタ７を通過した信号
は式(3) と同じになることは、周知の事実である。
【００１７】さて、ここで送信周波数と受信局部発振周
波数にドリフトが発生すると、ベースバンドフィルタ７
の出力は、第１の実施例と同じく式(6) と同型になるこ
とは容易に理解できる。
波数にドリフトが発生すると、ベースバンドフィルタ７
の出力は、第１の実施例と同じく式(6) と同型になるこ
とは容易に理解できる。
【００１８】一方、シフトレジスタ１５の出力信号を移
相器５で、排他的論理和回路１７の入力とは直交するよ
うに調整して排他的論理和回路１８に印加し、その出力
信号をベースバンドフィルタ８を通過させるとその出力
は式(7) と同型になることも当然である。従って、ミキ
サ９の出力は式(8) と同じになる。ＢＰＳＫの場合は第
１の実施例で述べたように回路は以下の条件を満たすよ
うに調整されている。 2π fi Tb = 2nπ (fi Tb =n: 整数） ここで今、送受総合の周波数が△f だけ変化したとす
る、即ち ＩＦ周波数： fi → fi ＋δf そうすると回路条件は以下のようになる。 2π( ｆi + δf) Tb =2πｆi Tb + 2n△fTb = 2nπ+ 2n△fTb
相器５で、排他的論理和回路１７の入力とは直交するよ
うに調整して排他的論理和回路１８に印加し、その出力
信号をベースバンドフィルタ８を通過させるとその出力
は式(7) と同型になることも当然である。従って、ミキ
サ９の出力は式(8) と同じになる。ＢＰＳＫの場合は第
１の実施例で述べたように回路は以下の条件を満たすよ
うに調整されている。 2π fi Tb = 2nπ (fi Tb =n: 整数） ここで今、送受総合の周波数が△f だけ変化したとす
る、即ち ＩＦ周波数： fi → fi ＋δf そうすると回路条件は以下のようになる。 2π( ｆi + δf) Tb =2πｆi Tb + 2n△fTb = 2nπ+ 2n△fTb
【００１９】となり、2n△fTb だけ遅延検波の条件から
外れることになる。ここでシフトレジスタの駆動クロッ
クを変えて元の条件を満足するようにしようとするのが
本請求項２の目的である。
外れることになる。ここでシフトレジスタの駆動クロッ
クを変えて元の条件を満足するようにしようとするのが
本請求項２の目的である。
【００２０】ここでシフトレジスタの段数をM 、周波数
変動がない場合の駆動クロックの速度を fdcと置くと駆
動クロック１ビットでの遅延時間は 1/fdcで、M 段での
総遅延時間は M/fdcとなる。即ち M/fdc= Tb となるようにシフトレジスタの段数Ｍと、シフトレジス
タの駆動クロックの周波数 fdcを調整する。駆動クロッ
ク１ビット当たりの移相量は次のようになる。 2π×ｆi ／ fdc
変動がない場合の駆動クロックの速度を fdcと置くと駆
動クロック１ビットでの遅延時間は 1/fdcで、M 段での
総遅延時間は M/fdcとなる。即ち M/fdc= Tb となるようにシフトレジスタの段数Ｍと、シフトレジス
タの駆動クロックの周波数 fdcを調整する。駆動クロッ
ク１ビット当たりの移相量は次のようになる。 2π×ｆi ／ fdc
【００２１】従って、周波数ドリフトが高い方向に生じ
ると、 fi → fi ＋δf となりシフトレジスタ１５によ
る遅延時間は大きくなるから、式(8) の出力を用いてシ
フトレジスタを駆動するクロック発振器１６の周波数 f
dcを高くするように制御すれば良い。以上の動作で周波
数ドリフトを吸収することが出来る。
ると、 fi → fi ＋δf となりシフトレジスタ１５によ
る遅延時間は大きくなるから、式(8) の出力を用いてシ
フトレジスタを駆動するクロック発振器１６の周波数 f
dcを高くするように制御すれば良い。以上の動作で周波
数ドリフトを吸収することが出来る。
【００２２】さらに、ＭＫＳ信号の場合も第１の実施例
と同様に動作し、ミキサ９の出力はＢＰＳＫとは逆にな
るので誤差出力の式(11)によって、正の出力に対しては
クロック周波数を高くするように、負の出力に対しては
低くするように制御すれば良い。
と同様に動作し、ミキサ９の出力はＢＰＳＫとは逆にな
るので誤差出力の式(11)によって、正の出力に対しては
クロック周波数を高くするように、負の出力に対しては
低くするように制御すれば良い。
【００２３】図３は本発明に係る遅延検波器の一例を示
し、図１と同一部分は同一符号を付してその説明を省略
する。図３中、１９は受信アンテナ、２０は帯域フィル
タ（ＢＰＦ）、２１はミキサ、２２は受信局部発振器
（ＯＳＣ）、２３は帯域フィルタ（ＢＰＦ）、２４は増
幅器（アンプ）、２５は識別再生回路、２６はクロック
（ＣＬＫ）再生回路である。即ち、受信アンテナ１９、
帯域フィルタ２０、ミキサ２１、受信局部発振器２２、
帯域フィルタ２３および増幅器２４により、ミキサ１に
入力される受信角度変調信号が得られる。ベースバンド
フィルタ７から出力された遅延検波信号は識別再生回路
２５およびクロック再生回路２６に供給される。
し、図１と同一部分は同一符号を付してその説明を省略
する。図３中、１９は受信アンテナ、２０は帯域フィル
タ（ＢＰＦ）、２１はミキサ、２２は受信局部発振器
（ＯＳＣ）、２３は帯域フィルタ（ＢＰＦ）、２４は増
幅器（アンプ）、２５は識別再生回路、２６はクロック
（ＣＬＫ）再生回路である。即ち、受信アンテナ１９、
帯域フィルタ２０、ミキサ２１、受信局部発振器２２、
帯域フィルタ２３および増幅器２４により、ミキサ１に
入力される受信角度変調信号が得られる。ベースバンド
フィルタ７から出力された遅延検波信号は識別再生回路
２５およびクロック再生回路２６に供給される。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は送受総合
の周波数ドリフトと遅延ディバイスの変動量を自動的に
キャンセルするように働き、遅延検波出力のレベル低下
等の歪を取り去る効果を奏する。
の周波数ドリフトと遅延ディバイスの変動量を自動的に
キャンセルするように働き、遅延検波出力のレベル低下
等の歪を取り去る効果を奏する。
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】本発明の他の実施例を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係る遅延検波器の一例を示す回路構成
図である。
図である。
１…ミキサ、２…帯域フィルタ、３…遅延ディバイス、
４…第１のミキサ、５…π/2移相器、６…第２のミキ
サ、７…ベースバンドフィルタ、８…ベースバンドフィ
ルタ、９…第３のミキサ、１０…ベースバンドフィル
タ、１１…直流アンプ、１２…電圧制御発振器、１３…
受信局部発振器、１４…波形変換回路、１５…遅延ディ
バイスを構成する多段シフトレジスタ、１６…電圧制御
クロック発振器、１７…排他的論理和回路、１８…排他
的論理和回路、１９…受信アンテナ、２０…帯域フィル
タ、２１…ミキサ、２２…受信局部発振器、２３…帯域
フィルタ、２４…増幅器（アンプ）、２５…識別再生回
路、２６…クロック（ＣＬＫ）再生回路。
４…第１のミキサ、５…π/2移相器、６…第２のミキ
サ、７…ベースバンドフィルタ、８…ベースバンドフィ
ルタ、９…第３のミキサ、１０…ベースバンドフィル
タ、１１…直流アンプ、１２…電圧制御発振器、１３…
受信局部発振器、１４…波形変換回路、１５…遅延ディ
バイスを構成する多段シフトレジスタ、１６…電圧制御
クロック発振器、１７…排他的論理和回路、１８…排他
的論理和回路、１９…受信アンテナ、２０…帯域フィル
タ、２１…ミキサ、２２…受信局部発振器、２３…帯域
フィルタ、２４…増幅器（アンプ）、２５…識別再生回
路、２６…クロック（ＣＬＫ）再生回路。
Claims (2)
- 【請求項１】角度変調された信号の受信部において、受
信信号が、電圧制御発振器を局部発振器とする周波数変
換器を経て一つの中間周波数に変化された後、３つに分
岐され、その内の二つはそれぞれ第１のミキサ及び第２
のミキサに印加され、残りの１つは遅延ディバイスによ
り所定時間だけ遅延された後二つに分岐されて、一方は
上記第１のミキサの残りの入力端子に印加された後ベー
スバンドフィルタを経て検波信号が取り出され、遅延後
分岐されたもう一つの信号は移相器によりπ/2の位相シ
フトを受けた後、上記第２のミキサの残りの入力端子に
印加され、ベースバンドフィルタを経て、前記検波信号
と共に第３のミキサに入力されて、ベースバンドフィル
タを経た後前記電圧制御発振器の制御端子に印加するよ
うにしたことを特徴とする周波数ドリフト補償方式。 - 【請求項２】周波数変換器の局部発振器としてクリスタ
ル発振器を用い、遅延ディバイスとして高速のクロック
信号で駆動する多段のシフトレジスタを用いる遅延検波
回路において、シフトレジスタ駆動用クロック発振器に
電圧制御発振器を用いて、中間周波数変換器の局部発振
器用電圧制御発振器の制御信号を、該シフトレジスタ駆
動用電圧制御発振器の制御端子に印加するようにしたこ
とを特徴とする請求項１記載の周波数ドリフト補償方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4104704A JPH0754941B2 (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | 周波数ドリフト補償方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4104704A JPH0754941B2 (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | 周波数ドリフト補償方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05300185A JPH05300185A (ja) | 1993-11-12 |
| JPH0754941B2 true JPH0754941B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=14387876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4104704A Expired - Lifetime JPH0754941B2 (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | 周波数ドリフト補償方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0754941B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113608106B (zh) * | 2021-08-04 | 2022-09-13 | 湖南迈克森伟电子科技有限公司 | 一种快速检测压控振荡器vco调谐灵敏度的电路及方法 |
-
1992
- 1992-04-23 JP JP4104704A patent/JPH0754941B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05300185A (ja) | 1993-11-12 |
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