JPH0351125B2 - - Google Patents
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- JPH0351125B2 JPH0351125B2 JP56154519A JP15451981A JPH0351125B2 JP H0351125 B2 JPH0351125 B2 JP H0351125B2 JP 56154519 A JP56154519 A JP 56154519A JP 15451981 A JP15451981 A JP 15451981A JP H0351125 B2 JPH0351125 B2 JP H0351125B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は振幅変調信号の復調回路に関し、特
に、超高周波帯において使用できる、局部発振器
が不安定な場合でもこれを打消して検波すること
が可能な振幅変調信号の復調回路に関する。
に、超高周波帯において使用できる、局部発振器
が不安定な場合でもこれを打消して検波すること
が可能な振幅変調信号の復調回路に関する。
無線通信においては送信用局部発振器または受
信用局部発振器における周波数変動がそのまま変
換された中間周波数の変動になつて現われる。例
えば10-5の変動率をもつた局部発振器の場合、使
用周波数が1MHzならば変換された中間周波数の
変動は10Hzであるが、10GHzならば100KHzと大
きな中間周波数変動となつて表われる。そこで使
用する周波数が高い程その送信用及び受信用の局
部発振器として安定度の高い発振器を使用するこ
とが必要になる。しかしながら数10GHz以上の周
波数帯は水晶発振器の様な安定な発振器の発振限
度を越えているので使用することができない。こ
のため、数10GHz以上の周波数帯では局部発振器
としてキヤビテイ発振器を使用しているが、キヤ
ビテイの素材やＱの関係から安定度の高いものを
得ることは困難な現状である。
信用局部発振器における周波数変動がそのまま変
換された中間周波数の変動になつて現われる。例
えば10-5の変動率をもつた局部発振器の場合、使
用周波数が1MHzならば変換された中間周波数の
変動は10Hzであるが、10GHzならば100KHzと大
きな中間周波数変動となつて表われる。そこで使
用する周波数が高い程その送信用及び受信用の局
部発振器として安定度の高い発振器を使用するこ
とが必要になる。しかしながら数10GHz以上の周
波数帯は水晶発振器の様な安定な発振器の発振限
度を越えているので使用することができない。こ
のため、数10GHz以上の周波数帯では局部発振器
としてキヤビテイ発振器を使用しているが、キヤ
ビテイの素材やＱの関係から安定度の高いものを
得ることは困難な現状である。
また変調方式においても局部発振器の周波数変
動がそのまま変換された中記周波数の周波数変動
となつて表われるので、局部発振器の安定度が悪
い場合には周波数変調方式、位相変調方式を使用
することはできず、同期検波方式も極めて困難と
なる。そこで局部発振器の安定度の悪い数10GHz
以上の周波数帯では振幅変調方式が採用されてい
る。
動がそのまま変換された中記周波数の周波数変動
となつて表われるので、局部発振器の安定度が悪
い場合には周波数変調方式、位相変調方式を使用
することはできず、同期検波方式も極めて困難と
なる。そこで局部発振器の安定度の悪い数10GHz
以上の周波数帯では振幅変調方式が採用されてい
る。
第１図は、従来の超高周波帯における振幅変調
信号の復調回路を示したものである。第１図にお
いて振幅変調されたRF入力信号は局部発振器１
からの局部発振信号と変換器２において混合され
て中間周波数に変換される。この中間周波数信号
に帯域フイルタ３により次のIFAGC増幅器４の
中間周波増幅段が雑音により飽和しない程度に帯
域制限をほどこし、フエージングによる着信レベ
ルの変化を押えるために平均値的AGC（自動利得
制御）増幅段を通した後、振幅検波器５により
AM信号を復調する。この復調信号は低域フイル
タ６により不要な高周波成分を除去されれた後、
標本化回路７においてクロツクでサンプリングさ
れ、元のデイジタル・データに再生される。もし
振幅変調信号がデイジタル・データでなくアナロ
グ・データの場合にはサンプリング化のためのこ
の標本化回路７は必要ない。
信号の復調回路を示したものである。第１図にお
いて振幅変調されたRF入力信号は局部発振器１
からの局部発振信号と変換器２において混合され
て中間周波数に変換される。この中間周波数信号
に帯域フイルタ３により次のIFAGC増幅器４の
中間周波増幅段が雑音により飽和しない程度に帯
域制限をほどこし、フエージングによる着信レベ
ルの変化を押えるために平均値的AGC（自動利得
制御）増幅段を通した後、振幅検波器５により
AM信号を復調する。この復調信号は低域フイル
タ６により不要な高周波成分を除去されれた後、
標本化回路７においてクロツクでサンプリングさ
れ、元のデイジタル・データに再生される。もし
振幅変調信号がデイジタル・データでなくアナロ
グ・データの場合にはサンプリング化のためのこ
の標本化回路７は必要ない。
この第１図に示される従来の振幅変調信号の復
調回路においては、局部発振器１の安定度、帯域
フイルタ３およびIFAGC増幅器４の選択度並び
にSN比の関係が問題になる。すなわち雑音電力
は帯域幅に比例するので、SN比を良くしようと
すれば、帯域フイルタ３およびIFAGC増幅器４
の選択度を高くしてそれらの帯域幅を狭くする必
要がある。しかしそのためには中間周波数に変動
が生じても帯域フイルタ３およびIFAGC増幅器
４の狭い帯域幅内にあるように、局部発振器１の
安定度を充分に高いものにする必要があるが、こ
のことは現状では非常に難かしい。一方、局部発
振器１の安定度が悪くとも変換された中間周波成
分をすべて選択増幅しようとすると、帯域フイル
タ３およびIFAGC増幅器４の帯域幅が広くなり
検波時のSN比が劣化することになる。
調回路においては、局部発振器１の安定度、帯域
フイルタ３およびIFAGC増幅器４の選択度並び
にSN比の関係が問題になる。すなわち雑音電力
は帯域幅に比例するので、SN比を良くしようと
すれば、帯域フイルタ３およびIFAGC増幅器４
の選択度を高くしてそれらの帯域幅を狭くする必
要がある。しかしそのためには中間周波数に変動
が生じても帯域フイルタ３およびIFAGC増幅器
４の狭い帯域幅内にあるように、局部発振器１の
安定度を充分に高いものにする必要があるが、こ
のことは現状では非常に難かしい。一方、局部発
振器１の安定度が悪くとも変換された中間周波成
分をすべて選択増幅しようとすると、帯域フイル
タ３およびIFAGC増幅器４の帯域幅が広くなり
検波時のSN比が劣化することになる。
それ故、従来は局部発振器１の安定度を出来る
だけ高めて帯域フイルタ３およびIFAGC増幅器
４の帯域幅を狭くすることににより検波時のSN
比が低下しないようにしていたが、これは問題を
根本的に解決するものではない。
だけ高めて帯域フイルタ３およびIFAGC増幅器
４の帯域幅を狭くすることににより検波時のSN
比が低下しないようにしていたが、これは問題を
根本的に解決するものではない。
したがつて本発明は、従来の振幅変調信号の復
調回路における前述の問題を解決するために、局
部発振周波数の変動を打消すことにより局部発振
周波数の安定度に関係なく、安定でかつ容易に振
幅変調検波を可能にした振幅変調信号の復調回路
を提供することを目的とするものである。そして
このために本発明による振幅変調信号の復調回路
では局部発振器と、該局部発振器の出力の一方を
90゜位相を移相する移相器と、受信された振幅変
調波を分割する分割手段と、この分割手段により
分割された振幅変調波の一方と前記局部振器の出
力を混合して差信号を発生する第１の変換器と、
前記分割手段により分割された他の振幅変調波と
前記移相器から供給される90゜移相された局部発
振器の出力を混合して差信号を発生する第２の変
換器と、これら第１の変換器および第２の変換器
の出力を２逓倍する第１の逓倍器および第２の逓
倍器と、これら第１の逓倍器および第２の逓倍器
の出力を加算する加算手段と、前記変換器より後
段に設けたAGC回路を有し、AGC回路の制御に
おける時定数はフエージングによるレベル変動に
は追随し、振幅変調によるレベル変動には追随で
きない値にすることを特徴とする。
調回路における前述の問題を解決するために、局
部発振周波数の変動を打消すことにより局部発振
周波数の安定度に関係なく、安定でかつ容易に振
幅変調検波を可能にした振幅変調信号の復調回路
を提供することを目的とするものである。そして
このために本発明による振幅変調信号の復調回路
では局部発振器と、該局部発振器の出力の一方を
90゜位相を移相する移相器と、受信された振幅変
調波を分割する分割手段と、この分割手段により
分割された振幅変調波の一方と前記局部振器の出
力を混合して差信号を発生する第１の変換器と、
前記分割手段により分割された他の振幅変調波と
前記移相器から供給される90゜移相された局部発
振器の出力を混合して差信号を発生する第２の変
換器と、これら第１の変換器および第２の変換器
の出力を２逓倍する第１の逓倍器および第２の逓
倍器と、これら第１の逓倍器および第２の逓倍器
の出力を加算する加算手段と、前記変換器より後
段に設けたAGC回路を有し、AGC回路の制御に
おける時定数はフエージングによるレベル変動に
は追随し、振幅変調によるレベル変動には追随で
きない値にすることを特徴とする。
以下本発明の一実施例を第２図〜第４図にもと
づき説明する。
づき説明する。
第２図はAGC回路部分を省略した本発明の一
実施構成図、第３図および第４図はそのAGC回
路を使用した状態を示すブロツク図である。
実施構成図、第３図および第４図はそのAGC回
路を使用した状態を示すブロツク図である。
第２図において、１１は局部発振器、１２，１
３は受信された振幅変調信号と局部発振器１１か
らの局部発振信号を混合して中間周波数に変換す
る変換器、１４は局部発振器１１からの局部発振
信号を90゜すなわちπ／２だけ移相する移相器、
１５は受信された振幅変調信号をそれぞれ変換器
１２，１３に供給するハイブリツド、１６と１７
は中間周波数を２倍に逓倍する逓倍器、１８は加
算器、１９は低域フイルタ、２０は標本化回路で
ある。
３は受信された振幅変調信号と局部発振器１１か
らの局部発振信号を混合して中間周波数に変換す
る変換器、１４は局部発振器１１からの局部発振
信号を90゜すなわちπ／２だけ移相する移相器、
１５は受信された振幅変調信号をそれぞれ変換器
１２，１３に供給するハイブリツド、１６と１７
は中間周波数を２倍に逓倍する逓倍器、１８は加
算器、１９は低域フイルタ、２０は標本化回路で
ある。
次に第２図の動作について説明する。
いまハイブリツド１５の入力端ａに供給される
受信振幅変調信号v1および局部発振器１１の発生
する局部発振信号v0がそれぞれ次の(1)式および(2)
式で表われるもののとする。
受信振幅変調信号v1および局部発振器１１の発生
する局部発振信号v0がそれぞれ次の(1)式および(2)
式で表われるもののとする。
v1＝Asin（ωiｔ＋θ0） ……(1)
ここでＡ：振幅変調信号でここでは「１」また
は「０」のデイジタル信号を表わす。
は「０」のデイジタル信号を表わす。
ω1：受信信号搬送角周波数
ｔ：時間
θ0：初期位相角
v0＝cos（ω0t） ……(2)
ここで、ω0：局部発振角周波数
なお、振幅は説明を簡単にするため１とし、ま
た初期位相角の有無は問題にならないので零とす
る。したがつて移相器１４を通つた局部発振信号
v0′は次の(3)式で示される。
た初期位相角の有無は問題にならないので零とす
る。したがつて移相器１４を通つた局部発振信号
v0′は次の(3)式で示される。
v0′＝cos（ω0t＋π／２）＝−sinω0t ……(3)
したがつて変換器１２および１３の出力端ｂお
よびｃにおける変換信号Ｂ，Ｃは次の(4)式、(5)式
のようにになる。
よびｃにおける変換信号Ｂ，Ｃは次の(4)式、(5)式
のようにになる。
Ｂ＝Asin｛（ωi＋ω0）ｔ＋θ0｝
＋Asin｛（ωi−ω0）ｔ＋θ0｝ ……(4)
Ｃ＝Acos｛（ωi＋ω0）ｔ＋θ0｝
−Acos｛（ωi−ω0）ｔ＋θ0｝ ……(5)
逓倍器１６および１７は、(4)式および(5)式の各
第２項の差信号を２倍の周波数に逓倍する。逓倍
器１６および１７の特性だけで差信号だけを分離
逓倍することが充分でないときには、変換器と逓
倍器の間に差信号を分離する低域フイルタを設け
ればよい。ｂおよびｃ点における差信号、すなわ
ち中間周波信号IFB，IFCは次の(6)式，(7)式で表
わされる。
第２項の差信号を２倍の周波数に逓倍する。逓倍
器１６および１７の特性だけで差信号だけを分離
逓倍することが充分でないときには、変換器と逓
倍器の間に差信号を分離する低域フイルタを設け
ればよい。ｂおよびｃ点における差信号、すなわ
ち中間周波信号IFB，IFCは次の(6)式，(7)式で表
わされる。
IFB＝Asin（Δωt＋θ0） ……(6)
IFC＝−Acos（Δωt＋θ0） ……(7)
ここでΔω＝ω1−ω0とする。
逓倍器１６および１７は２倍の逓倍器であるた
めに、被逓倍信号の自乗の成分を最も多く含んで
いるので、その出力端ｄおびｅの出力ＤおよびＥ
は次の(8)式、(9)式でそれぞれ表わされることにな
る。
めに、被逓倍信号の自乗の成分を最も多く含んで
いるので、その出力端ｄおびｅの出力ＤおよびＥ
は次の(8)式、(9)式でそれぞれ表わされることにな
る。
Ｄ＝A2sin2（Δωt＋θ0） ……(8)
Ｅ＝A2cos2（Δωt＋θ0） ……(9)
この両出力Ｄ，Ｅを加算器１８で加算すると、
その出力端ｆにおける出力Ｆは次の(10)式のように
なる。
その出力端ｆにおける出力Ｆは次の(10)式のように
なる。
Ｆ＝Ｄ＋Ｅ＝A2sin2(Δωt+θ0)＋A2
cos2(Δωt+θ0)＝A2｛sin2(Δωt+θ0)
＋cos2（Δωt＋θ0）｝＝A2 ……(10)
この(10)式を検討すると、(10)式は振幅変調信号成
分Ａだけの関数であり、その中にΔωやθ0の成分
は含まれていない。すなわち加算出力ＦはΔωの
値には無関係であることを示している。局部発振
周波数すなわち局部発振角周波数ω0が変動する
と、Δωの大きさも変動するが、前記(10)式から、
このようにΔωが変動しても加算出力ＦはA2と一
定であることがわかる。
分Ａだけの関数であり、その中にΔωやθ0の成分
は含まれていない。すなわち加算出力ＦはΔωの
値には無関係であることを示している。局部発振
周波数すなわち局部発振角周波数ω0が変動する
と、Δωの大きさも変動するが、前記(10)式から、
このようにΔωが変動しても加算出力ＦはA2と一
定であることがわかる。
このようにして振幅検波された出力Ｆは低域フ
イルタ１９により不要成分を除去し、標本化回路
２０においてクロツクによりサンプリングされ、
元のデイジタル信号を発生する。もしも振幅変調
信号がアナログ信号である場合には、標本化回路
２０は勿論不必要である。AGC回路の制御にお
ける時定数はフエージングによるゆつくりしたレ
ベル変動には追随し、振幅変調による速いレベル
変動には追随できないような値になつており、フ
エージングによるレベル変動のみを抑圧するよう
になつている。
イルタ１９により不要成分を除去し、標本化回路
２０においてクロツクによりサンプリングされ、
元のデイジタル信号を発生する。もしも振幅変調
信号がアナログ信号である場合には、標本化回路
２０は勿論不必要である。AGC回路の制御にお
ける時定数はフエージングによるゆつくりしたレ
ベル変動には追随し、振幅変調による速いレベル
変動には追随できないような値になつており、フ
エージングによるレベル変動のみを抑圧するよう
になつている。
このように、第２図の回路構成によれば、局部
発振周波数の変動を打消して、元の振幅変調信号
を一気に復調することができる。また局部発振周
波数の変動が問題にならないので、局部発振周波
数を受信周波数に近くすると変換信号の周波数が
非常に低くなるので、以後の信号処理および回路
構成が簡単ですむことになる。
発振周波数の変動を打消して、元の振幅変調信号
を一気に復調することができる。また局部発振周
波数の変動が問題にならないので、局部発振周波
数を受信周波数に近くすると変換信号の周波数が
非常に低くなるので、以後の信号処理および回路
構成が簡単ですむことになる。
第３図は、AGC回路の一例を示したものであ
る。AGC回路を必要とする場合には、変換器１
２と逓倍器１６または変換器１３と逓倍器１７の
間に平均値的、AGC回路すなわち通常の自動利
得制御回路２１が挿入される。この平均値的、
AGC回路２１は、通常のAGC回路と同様に、搬
送波のレベルが均一となるように利得制御を行な
うことにより、フエージング等によるレベル変動
を除去する。このAGC回路は低い中間周波帯で
のAGCであるために、AGC回路の構成も簡単
で、また使用する部品等も安価なものですむこと
ができる。また、局部発振器の出力レベルが周波
数特性を有していたり、周波数変換器の変換効率
が周波数特性を有しているような場合、局部発振
器の発振周波数が変動すると周波数変換された信
号のレベルが変動する。このような変動は緩やか
なものであり、AGC回路はこの変動も抑える。
またこのAGC回路は局部発振周波数が変動した
場合のレベル変化を均一化するので、局部発振周
波数の変動が大きいときはこのAGC回路が有利
である。
る。AGC回路を必要とする場合には、変換器１
２と逓倍器１６または変換器１３と逓倍器１７の
間に平均値的、AGC回路すなわち通常の自動利
得制御回路２１が挿入される。この平均値的、
AGC回路２１は、通常のAGC回路と同様に、搬
送波のレベルが均一となるように利得制御を行な
うことにより、フエージング等によるレベル変動
を除去する。このAGC回路は低い中間周波帯で
のAGCであるために、AGC回路の構成も簡単
で、また使用する部品等も安価なものですむこと
ができる。また、局部発振器の出力レベルが周波
数特性を有していたり、周波数変換器の変換効率
が周波数特性を有しているような場合、局部発振
器の発振周波数が変動すると周波数変換された信
号のレベルが変動する。このような変動は緩やか
なものであり、AGC回路はこの変動も抑える。
またこのAGC回路は局部発振周波数が変動した
場合のレベル変化を均一化するので、局部発振周
波数の変動が大きいときはこのAGC回路が有利
である。
また、第４図は局部発振周波数の変動がきわめ
て少ない場合のAGC回路の一例を示したもので
ある。局部発振周波数に変動が少ない場合、すな
わちΔω≒０の場合は、低域フイルタ１９に入る
加算信号はほぼベース・バンドに近い信号にな
る。この場合は逓倍器１６および１７の出力変動
は同じようになるので自動利得制御回路を各逓倍
器１６，１７の前に設けて別個に利得制御を行な
つて両者の出力レベルを揃える必要はないので、
低域フイルルタ１９の後に自動利得制御回路２２
を設けて加算後の出力変動を均一化すればよい。
このAGC方式は自動利得制御回路が１個ですむ
利点はあるが、第３図の中間周波数帯でのAGC
方式と異なりAGCの基準となる中間周波数が存
在しないので、第３図の自動利得制御回路よりも
構成が複雑になる。また多少のレベル変動が残存
するので、振幅変調信号がデイジタル信号のとき
は判別器２３により「０」信号および「１」信号
を判別した後、標本化回路２０に供給してサンプ
リングを行なうと良い結果が得られる。
て少ない場合のAGC回路の一例を示したもので
ある。局部発振周波数に変動が少ない場合、すな
わちΔω≒０の場合は、低域フイルタ１９に入る
加算信号はほぼベース・バンドに近い信号にな
る。この場合は逓倍器１６および１７の出力変動
は同じようになるので自動利得制御回路を各逓倍
器１６，１７の前に設けて別個に利得制御を行な
つて両者の出力レベルを揃える必要はないので、
低域フイルルタ１９の後に自動利得制御回路２２
を設けて加算後の出力変動を均一化すればよい。
このAGC方式は自動利得制御回路が１個ですむ
利点はあるが、第３図の中間周波数帯でのAGC
方式と異なりAGCの基準となる中間周波数が存
在しないので、第３図の自動利得制御回路よりも
構成が複雑になる。また多少のレベル変動が残存
するので、振幅変調信号がデイジタル信号のとき
は判別器２３により「０」信号および「１」信号
を判別した後、標本化回路２０に供給してサンプ
リングを行なうと良い結果が得られる。
以上説明のように、本発明によれば、局部発振
周波数に変動があつてもこれを打消して安定な振
幅変調復調回路を得ることができる。しかも局部
発振周波数の変動が問題にならないことから、局
部発振周波数を受信信号周波数に近い値にするこ
とにより変換信号を従来の中間周波数よりも非常
に低い周波帯信号にすることができるので、受信
信号の周波数が高くとも初段の変換器がマイクロ
波帯となるだけで、それ以後は低周波数帯である
ため信号処理が容易になり、回路構成も容易かつ
安価なものとする。すなわちマイクロ波帯、中間
周波数帯の素子が極めて少なく構成でき、かつ局
部発振周波数に精度の高い安定度が要求されない
ため、設計・製作が容易でかつ使用部品も安価な
もので構成することができる。しかも換器の出力
は交流信号であり、その出力にオフセツトが加わ
つても正しいAGC動作を行うことができる。
周波数に変動があつてもこれを打消して安定な振
幅変調復調回路を得ることができる。しかも局部
発振周波数の変動が問題にならないことから、局
部発振周波数を受信信号周波数に近い値にするこ
とにより変換信号を従来の中間周波数よりも非常
に低い周波帯信号にすることができるので、受信
信号の周波数が高くとも初段の変換器がマイクロ
波帯となるだけで、それ以後は低周波数帯である
ため信号処理が容易になり、回路構成も容易かつ
安価なものとする。すなわちマイクロ波帯、中間
周波数帯の素子が極めて少なく構成でき、かつ局
部発振周波数に精度の高い安定度が要求されない
ため、設計・製作が容易でかつ使用部品も安価な
もので構成することができる。しかも換器の出力
は交流信号であり、その出力にオフセツトが加わ
つても正しいAGC動作を行うことができる。
また周波数が低いので、逓倍器や自動利得制御
回路の帯域幅を正しく所定値のものに設計するこ
とができ、従来のように中間周波数が極めて高い
場合は中間周波増幅器の帯域幅が広くなる傾向に
あるのに比べてSN比の面でも有利になる。
回路の帯域幅を正しく所定値のものに設計するこ
とができ、従来のように中間周波数が極めて高い
場合は中間周波増幅器の帯域幅が広くなる傾向に
あるのに比べてSN比の面でも有利になる。
第１図は従来の超高周波帯の振幅変調信号の復
調回路のブロツク図、第２図はAGC回路部分を
省略した本発明の一実施例構成図、第３図および
第４図は本発明の振幅変調信号の復調回路に使用
できる。AGC回路を使用した状態を示すブロツ
ク図である。 図中、１は局部発振器、２は変換器、３は帯域
フイルタ、４はIFAGC増幅器、５は振幅検波器、
６は低域フイルタ、７は標本化回路、１１は局部
発振器、１２，１３は変換器、１４は移相器、１
５はハイブリツド、１６，１７は逓倍器、１８は
加算器、１９は低域フイルタ、２０は標本化回
路、２１，２２は自動利得制御回路、２３は判別
器をそれぞれ示す。
調回路のブロツク図、第２図はAGC回路部分を
省略した本発明の一実施例構成図、第３図および
第４図は本発明の振幅変調信号の復調回路に使用
できる。AGC回路を使用した状態を示すブロツ
ク図である。 図中、１は局部発振器、２は変換器、３は帯域
フイルタ、４はIFAGC増幅器、５は振幅検波器、
６は低域フイルタ、７は標本化回路、１１は局部
発振器、１２，１３は変換器、１４は移相器、１
５はハイブリツド、１６，１７は逓倍器、１８は
加算器、１９は低域フイルタ、２０は標本化回
路、２１，２２は自動利得制御回路、２３は判別
器をそれぞれ示す。
Claims (1)
- １ 局部発振器と、該局部発振器の出力の一方を
90゜位相を移相する移相器と、受信された振幅変
調波を分割する分割手段と、この分割手段により
分割された振幅変調波の一方と前記局部発振器の
出力を混合して差信号を発生する第１の変換器
と、前記分割手段により分割された他の振幅変調
波と前記移相器から供給される90゜移相された局
部発振器の出力を混合して差信号を発生する第２
の変換器と、これら第１の変換器および第２の変
換器の出力を２逓倍する第１の逓倍器および第２
の逓倍器と、これら第１の逓倍器および第２の逓
倍器の出力を加算する加算手段と、前記変換器よ
り後段に設けたAGC回路を有し、AGC回路の制
御における時定数はフエージングによるレベル変
動には、追随し、振幅変調によるレベル変動には
追随できない値にすることを特徴とする振幅変調
信号の復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15451981A JPS5854707A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 振幅変調信号の復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15451981A JPS5854707A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 振幅変調信号の復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5854707A JPS5854707A (ja) | 1983-03-31 |
| JPH0351125B2 true JPH0351125B2 (ja) | 1991-08-05 |
Family
ID=15586021
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15451981A Granted JPS5854707A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 振幅変調信号の復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5854707A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0663868B2 (ja) * | 1986-06-20 | 1994-08-22 | 株式会社アドバンテスト | 包絡検出装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5484964A (en) * | 1977-12-19 | 1979-07-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Detector of amplitude-modulated wave |
-
1981
- 1981-09-29 JP JP15451981A patent/JPS5854707A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5484964A (en) * | 1977-12-19 | 1979-07-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Detector of amplitude-modulated wave |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5854707A (ja) | 1983-03-31 |
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