JPS5854707A - 振幅変調信号の復調回路 - Google Patents
振幅変調信号の復調回路Info
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- JPS5854707A JPS5854707A JP15451981A JP15451981A JPS5854707A JP S5854707 A JPS5854707 A JP S5854707A JP 15451981 A JP15451981 A JP 15451981A JP 15451981 A JP15451981 A JP 15451981A JP S5854707 A JPS5854707 A JP S5854707A
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- Japan
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- local oscillator
- frequency
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- local
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は奈幅変調信号の復調回路に関し、特に超高周波
帯において使用できる１局部発振器が不安定な場合でも
これを打消して検波することが可能ガ振幅変調信号の復
調回路に関する。
帯において使用できる１局部発振器が不安定な場合でも
これを打消して検波することが可能ガ振幅変調信号の復
調回路に関する。
無線通信においては送信用局部発振器または受信用局部
発振器における周波数変動がそのまま変換された中間周
波数の変動になって現われる。例えば１０の変動率をも
った局部発振器の場合、使用周波数がＩ ＭＨｚ な
らば変換された中間周波数の変動は１０Ｈｚ である
が、１０ＧＨｚならば１００ＫＨ２と大きな中間周波数
変動となって表われる。
発振器における周波数変動がそのまま変換された中間周
波数の変動になって現われる。例えば１０の変動率をも
った局部発振器の場合、使用周波数がＩ ＭＨｚ な
らば変換された中間周波数の変動は１０Ｈｚ である
が、１０ＧＨｚならば１００ＫＨ２と大きな中間周波数
変動となって表われる。
そこで使用する周波数が高い程その送信用及び受信用の
局部発振器として安定度の高い発振器を使用することが
必要になる。しかしながら数１０ＧＨｚ以上の周波数帯
は水晶発振器の様な安定な発振器の発振限度を越えてい
るので使用することができない。このため、数１０ＧＨ
２以上の周波数帯では局部発振器としてキャビティ発振
器を使用しているが、キャビティの素材やＱの関係から
安定度の高いものを得ることは困難な現状にある。
局部発振器として安定度の高い発振器を使用することが
必要になる。しかしながら数１０ＧＨｚ以上の周波数帯
は水晶発振器の様な安定な発振器の発振限度を越えてい
るので使用することができない。このため、数１０ＧＨ
２以上の周波数帯では局部発振器としてキャビティ発振
器を使用しているが、キャビティの素材やＱの関係から
安定度の高いものを得ることは困難な現状にある。
また変調方式においても局部発掘器の周波数変動がその
１ま変換された中間周波数の周波数変動となって表われ
るので１局部発振器の安定度が悪い場合には周波数変調
方式２位相変調力式を使用することはできず、同期検波
方式も極めて困難となる。そこで局部発振器の安定度の
悪い数１０ＧＨ２以上の周波数帯では振幅変調方式が採
用されている。
１ま変換された中間周波数の周波数変動となって表われ
るので１局部発振器の安定度が悪い場合には周波数変調
方式２位相変調力式を使用することはできず、同期検波
方式も極めて困難となる。そこで局部発振器の安定度の
悪い数１０ＧＨ２以上の周波数帯では振幅変調方式が採
用されている。
第１図目、従来の超高周波帯における振幅変調信号の復
調回路を示しだものである。第１図において振幅変調さ
れたＲＦ入力信号は局部発振器１からの局部発振信号と
変換器２において混合されて中間周波数に変換される。
調回路を示しだものである。第１図において振幅変調さ
れたＲＦ入力信号は局部発振器１からの局部発振信号と
変換器２において混合されて中間周波数に変換される。
この中間周波信号に帯域フィルタ３により次のＩＦＡＧ
Ｃ増幅器４の中間周波増幅段が雑廿により飽和しない程
度に帯域制限をほどこし、フェージングにＸる着信レベ
ルの変化を押えるために平均値的ＡＧＣ（自動利得制御
）増幅段を通しだ後、振幅検波器５によりＡＭ倍信号復
調する。この復調借上は低域フィルタ乙により不要な高
周波成分を除去式れた後、標本化回路７においてクロッ
クでサンプリングされ２元のディジタル・データに再生
される。もし振幅変調信号がディジタル・データでなく
アナログ・データの棚４５′にはサンプリング化のため
のこの標本化回路７は必要ない。
Ｃ増幅器４の中間周波増幅段が雑廿により飽和しない程
度に帯域制限をほどこし、フェージングにＸる着信レベ
ルの変化を押えるために平均値的ＡＧＣ（自動利得制御
）増幅段を通しだ後、振幅検波器５によりＡＭ倍信号復
調する。この復調借上は低域フィルタ乙により不要な高
周波成分を除去式れた後、標本化回路７においてクロッ
クでサンプリングされ２元のディジタル・データに再生
される。もし振幅変調信号がディジタル・データでなく
アナログ・データの棚４５′にはサンプリング化のため
のこの標本化回路７は必要ない。
この第１図に示きれる従来の振幅変調信号の復調回路に
おいては１局部発振器１の安定度、帯域フィルタ３およ
びＩＦＡＧＣ増幅器４の選択度並びにＳＮ比の関係が問
題になる。すなわち雑音電力は帯域幅に比例するので、
ＳＮ比を良くしようとすれば、帯域フィルタ３およびＩ
ＦＡＧＣ増幅器４の選捩度を高くしてそれらの帯域幅を
狭くする必要がある。しかしそのためには中間周波数に
変動が生じても帯域フィルタ３およびＩＦ’ＡＧＣ増幅
器４の狭い帯域幅内にあるように１局部発振器１の安定
度を充分に高いものにする必要があるが、このことは現
状では非常に姉かしい。一方１局部発掘器１の安定度が
悪くとも変換はれた中間周波成分をすべて選択増幅しよ
うとすると、帯域フィルタ３およびＩＦＡ、ＧＣ増幅器
４の帯域幅が広くなり検波時のＳＮ比が劣化することに
なる。
おいては１局部発振器１の安定度、帯域フィルタ３およ
びＩＦＡＧＣ増幅器４の選択度並びにＳＮ比の関係が問
題になる。すなわち雑音電力は帯域幅に比例するので、
ＳＮ比を良くしようとすれば、帯域フィルタ３およびＩ
ＦＡＧＣ増幅器４の選捩度を高くしてそれらの帯域幅を
狭くする必要がある。しかしそのためには中間周波数に
変動が生じても帯域フィルタ３およびＩＦ’ＡＧＣ増幅
器４の狭い帯域幅内にあるように１局部発振器１の安定
度を充分に高いものにする必要があるが、このことは現
状では非常に姉かしい。一方１局部発掘器１の安定度が
悪くとも変換はれた中間周波成分をすべて選択増幅しよ
うとすると、帯域フィルタ３およびＩＦＡ、ＧＣ増幅器
４の帯域幅が広くなり検波時のＳＮ比が劣化することに
なる。
それ故、従来は局部発振器１の安定度を出来るだけ冒め
て帯域フィルタ３およびＩＦＡＧＣ増幅器４の帯域幅を
狭くすることにより検波時のＳＮ比が低下しないように
していたが、これは問題を根本的に解決するものではな
い。
て帯域フィルタ３およびＩＦＡＧＣ増幅器４の帯域幅を
狭くすることにより検波時のＳＮ比が低下しないように
していたが、これは問題を根本的に解決するものではな
い。
したがって本発明は、従来の振幅変調信号の復調回路に
おける前述の問題を解決するだめに２局部発振周波数の
変動を打消すことにより局部発振周波数の安定度に関係
なく、安定でかつ容易に振幅変調検波を可能にした振幅
変調信号の復調回路を提供することを目的とするもので
ある。そしてこのために本発明による振幅変調検波の復
調回路では局部発振器と、該局部発掘器の出力の電力を
９０°位相を移相する移相器と、受信された振幅変調波
を分割する分割手段と＋ ？Ｃの分割手段により分割き
れた像幅変調波の一方と前記局部発掘器の出力を混合し
て差信号を発生する第１の変換器と。
おける前述の問題を解決するだめに２局部発振周波数の
変動を打消すことにより局部発振周波数の安定度に関係
なく、安定でかつ容易に振幅変調検波を可能にした振幅
変調信号の復調回路を提供することを目的とするもので
ある。そしてこのために本発明による振幅変調検波の復
調回路では局部発振器と、該局部発掘器の出力の電力を
９０°位相を移相する移相器と、受信された振幅変調波
を分割する分割手段と＋ ？Ｃの分割手段により分割き
れた像幅変調波の一方と前記局部発掘器の出力を混合し
て差信号を発生する第１の変換器と。
前記分″ｉｌ１手段により分割された他の像幅変調波と
前記移相器から供給される９００移相された局部発振器
の出力を混合して差信号を発生する第２の変換器と、こ
れら第１の変換器および第２の変換器の出力を２逓倍す
る第１の逓倍器および第２の逓倍器と、これら第１の逓
倍器および第２の逓倍器の出力を加算する加算手段を有
することを特徴とする。
前記移相器から供給される９００移相された局部発振器
の出力を混合して差信号を発生する第２の変換器と、こ
れら第１の変換器および第２の変換器の出力を２逓倍す
る第１の逓倍器および第２の逓倍器と、これら第１の逓
倍器および第２の逓倍器の出力を加算する加算手段を有
することを特徴とする。
以下本発明の一実施例を第２図〜第４図にもとづ＠説明
する。
する。
第２図は本発明の一実施構成図、第６図および第４図は
そのＡＧＣ方式のブロック図である。
そのＡＧＣ方式のブロック図である。
第２図において、１１は局部発振器、１２．１３は受信
された振幅変調信号と局部発掘器１１からの局部発振信
号を混合して中間周波数に変換する変換器、１４は局部
発振器１１からの局部発振信号を９０°すなわちπ／２
だけ移相する移相器、１５は受信された振幅変調信号を
それぞれ変換器１２゜１３に供給するハイブリッド、１
６と１７は中間周波数を２倍に逓倍する逓倍器、１８は
加算器。
された振幅変調信号と局部発掘器１１からの局部発振信
号を混合して中間周波数に変換する変換器、１４は局部
発振器１１からの局部発振信号を９０°すなわちπ／２
だけ移相する移相器、１５は受信された振幅変調信号を
それぞれ変換器１２゜１３に供給するハイブリッド、１
６と１７は中間周波数を２倍に逓倍する逓倍器、１８は
加算器。
１９は低域フィルタ、２０は標本化回路である。
次に第２図の動作について説明する。
いまハイブリッド１５の入力端（ａ）に供給される受信
振幅変調信号Ｖｌおよび局部発振器１１の発生する局部
発振信号ｖｏがそれぞれ次の（１）式および（２）式で
表われるものとする。
振幅変調信号Ｖｌおよび局部発振器１１の発生する局部
発振信号ｖｏがそれぞれ次の（１）式および（２）式で
表われるものとする。
Ｍｌ−Ａｓｉｎ（ω、ｔ＋θ０）・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）ここでＡ：
振幅変調信号でここでは「１」または「０」のディジタ
ル信号を表わす。
・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）ここでＡ：
振幅変調信号でここでは「１」または「０」のディジタ
ル信号を表わす。
ω、：受信信号搬送角周波数
ｔ：時間
θ０：初期位相角
ＶＱ −ｃｏｓ （ω。ｔ）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（２）ここでω。二局部発振角周波数 なお、振幅は説明を簡単にするため１とし、また初期位
相角の有無は問題にならないので零とする。したがって
移相器１４を通った局部発振信号ｖｏ′は次の（３）式
で示される。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（２）ここでω。二局部発振角周波数 なお、振幅は説明を簡単にするため１とし、また初期位
相角の有無は問題にならないので零とする。したがって
移相器１４を通った局部発振信号ｖｏ′は次の（３）式
で示される。
ｖｏ′＝ｃｏｓ（ωｏｔ＋π：／２ ） −−ｓｉｎω
ｏ ｔ ・−−−・・＋３１したがって変換器１２およ
び１３の出力端（ｂｌおよび（Ｃ１における変換信号Ｂ
、Ｃは次の（４）式、（５）式のようになる。
ｏ ｔ ・−−−・・＋３１したがって変換器１２およ
び１３の出力端（ｂｌおよび（Ｃ１における変換信号Ｂ
、Ｃは次の（４）式、（５）式のようになる。
Ｂ＝Ａｓｉｎ（（ω１＋ωｏ）を十ｅｏｌ＋Ａｓ１ｎ（
（ω＋＃）１＋θｏｌ ・・・・・・（４）Ｃ＝Ａｃｏ
ｓ（（ω１＋ωｏ）を十θｏｌ−Ａｃｏｓ（（ω１−ω
ｏ）ｔ＋θｏ）・・・・・・（５）逓倍器１６および１
７は、（４）式および（５）式の各第２項の差信号を２
倍の周波数に逓倍する。逓倍器１６および１７の特性だ
けで差信号だけを分離逓倍することが充分でないときに
は、変換器と逓倍器の間に差信号を分離する低域フィル
タを設ければよい。（ｂｌおよび（ｃ１点における差信
号、すなわち中間周波信号ＩＦＢ 、ＩＦＣは次の（６
）式、（７）式で表わされる。
（ω＋＃）１＋θｏｌ ・・・・・・（４）Ｃ＝Ａｃｏ
ｓ（（ω１＋ωｏ）を十θｏｌ−Ａｃｏｓ（（ω１−ω
ｏ）ｔ＋θｏ）・・・・・・（５）逓倍器１６および１
７は、（４）式および（５）式の各第２項の差信号を２
倍の周波数に逓倍する。逓倍器１６および１７の特性だ
けで差信号だけを分離逓倍することが充分でないときに
は、変換器と逓倍器の間に差信号を分離する低域フィル
タを設ければよい。（ｂｌおよび（ｃ１点における差信
号、すなわち中間周波信号ＩＦＢ 、ＩＦＣは次の（６
）式、（７）式で表わされる。
Ｉ ＦＢ ＝ｌ Ａ ｓｉｎ （△ωｔ＋θ０）・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）ＩＦＣ−
−Ａｃｏｓ （△ωを十００）・・・・・・・・・・・
・・・・・・・＋７１ここでΔω−ω１−ω０とする。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）ＩＦＣ−
−Ａｃｏｓ （△ωを十００）・・・・・・・・・・・
・・・・・・・＋７１ここでΔω−ω１−ω０とする。
逓倍器１６および１７は２倍の逓倍器であるために、彼
逓倍信号の自乗の成分を最も多く含んでいるので、その
出力端（ｄ）および（ｅｌの出力りおよびＥは次の（８
）式、（９）式でそれぞれ表わされることになる。
逓倍信号の自乗の成分を最も多く含んでいるので、その
出力端（ｄ）および（ｅｌの出力りおよびＥは次の（８
）式、（９）式でそれぞれ表わされることになる。
Ｄ−ノ〜２ｓｉｎ２（△ω重十θ０）・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・＋８１Ｅ ＝ ＆
Ｃ０８２（△ωｔ＋θ０）・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・ （９）この両出力り、Ｅを加
算器１８で加鐘すると。
・・・・・・・・・・・・・・・・＋８１Ｅ ＝ ＆
Ｃ０８２（△ωｔ＋θ０）・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・ （９）この両出力り、Ｅを加
算器１８で加鐘すると。
その出力端（ｆ）における出力Ｆは次の＋１１式のよう
になる。
になる。
Ｆ−Ｄ十Ｂ−、Ｎ５ｌｒ１２（△ωを十θｏ ） ＋Ａ
” ｃｏｓ’ （Δωを十θ０）＝Ａ”（ｓｉｎ２（Δ
ωを十θｏ ） 十ｃｏｓ２（△ωｔ＋θｏ）ｌ−Ａ２
・・・・・・・・・・・・・・ ＯＧ このαα式を検討すると、（１１式は振幅変調信号成分
Ａだけの関数であり、その中に△ωやθ０の成分は含ま
れていない。すなわち加算出力Ｆは△ωの値には無関係
であることを示している。局部発振周波数すなわち局部
発振角周波数ω。が変動すると。
” ｃｏｓ’ （Δωを十θ０）＝Ａ”（ｓｉｎ２（Δ
ωを十θｏ ） 十ｃｏｓ２（△ωｔ＋θｏ）ｌ−Ａ２
・・・・・・・・・・・・・・ ＯＧ このαα式を検討すると、（１１式は振幅変調信号成分
Ａだけの関数であり、その中に△ωやθ０の成分は含ま
れていない。すなわち加算出力Ｆは△ωの値には無関係
であることを示している。局部発振周波数すなわち局部
発振角周波数ω。が変動すると。
△ωの太きさも変動するが、酌記０ω式から、このよう
にΔωが変動しても加算出力ＦはＡ２と一定であること
がわかる。
にΔωが変動しても加算出力ＦはＡ２と一定であること
がわかる。
このようＫして振幅検波された出力Ｆは低域フィルタ１
９により不要成分を除去し、標本化回路２０においてク
ロックによりサンプリングされ。
９により不要成分を除去し、標本化回路２０においてク
ロックによりサンプリングされ。
元のディジタル信号を発生する。もしも振幅変調信号が
アナログ信号である場合には、標本化回路２０は勿論不
必要である。
アナログ信号である場合には、標本化回路２０は勿論不
必要である。
このように、第２図の回路構成によれば１局部発振周波
数の変動を打消して２元の振幅変調信号を一気に復調す
ることができる。また局部発振周波数の変動が問題にな
らないので１局部発振周波数を受信周波数に近くすると
変換信号の周波数が非常に低くなるので、以後の信号処
理および回路構成が簡単ですむことになる。
数の変動を打消して２元の振幅変調信号を一気に復調す
ることができる。また局部発振周波数の変動が問題にな
らないので１局部発振周波数を受信周波数に近くすると
変換信号の周波数が非常に低くなるので、以後の信号処
理および回路構成が簡単ですむことになる。
第３図は Ａ Ｇ Ｃ回路の一例を示したものである。
ＡＧＣ回路を必要とする場合には、変換器１２と逓倍器
１６または変換器１３と逓倍器１７の間に平均値的Ａ、
ＧＣ回路すなわち通常の自動利得制御回路２１が挿入さ
れる。この平均値的ＡＧＣ回路２１は２通常のＡＧＣ回
路と同様に、搬送波のレベルが均一となるようにオリ得
制御を行なうことにより、フェージング等によるレベル
変動を除去する。この ＡＧＣ回路は低い中間周波帯で
のＡＧＣであるために、 ＡＧＣ回路の構成も簡単で
、また使用する部品等も安価なものですむことができる
。
１６または変換器１３と逓倍器１７の間に平均値的Ａ、
ＧＣ回路すなわち通常の自動利得制御回路２１が挿入さ
れる。この平均値的ＡＧＣ回路２１は２通常のＡＧＣ回
路と同様に、搬送波のレベルが均一となるようにオリ得
制御を行なうことにより、フェージング等によるレベル
変動を除去する。この ＡＧＣ回路は低い中間周波帯で
のＡＧＣであるために、 ＡＧＣ回路の構成も簡単で
、また使用する部品等も安価なものですむことができる
。
またこの Ａ、 Ｇ Ｃ回路は局部発振周波数が変動し
た場合のレベル変化を均一化するので２局部発損周波数
の変動が太きいときはこの ＡＧＣ方式が有利である。
た場合のレベル変化を均一化するので２局部発損周波数
の変動が太きいときはこの ＡＧＣ方式が有利である。
また、第４図は局部発振周波数の変動がきわめて少ない
場合のＡＧＣ回路の一例を示したものである。局部発振
周波数に変動が少ない場合、すなわちΔω中Ｏの場合は
、低域フィルり１９に入る加算信号はほぼベース・ノ（
ンドに近い信号になる。
場合のＡＧＣ回路の一例を示したものである。局部発振
周波数に変動が少ない場合、すなわちΔω中Ｏの場合は
、低域フィルり１９に入る加算信号はほぼベース・ノ（
ンドに近い信号になる。
この場合は逓倍器１６および１７の出力変動は同じよう
になるので自動利得制御回路を各逓倍器１６．１７の的
に設けて別個に利得制御を行なって両者の出力レベルを
揃える必要はないので、低域フィルタ１９の後に自動第
１得制御回路２２を設けて加算後の出力変動を均一化す
ればよい。このＡＧＣ方式は自動利得制御回路が１個で
すむ利点はあるが、第５図の中間周波数帯でのＡＧＣ方
式と異なり ＡＧＣの裁準となる中間周波数が存在しな
いので、第６図の自動利得制御回路よりも構成が複雑に
なる。また多少のレベル変動が残存するので、振幅変調
信号がディジタル信号のときは判別器２３により「０」
信号および「１」信号を判別した後、標本化回路２０に
供給してサンプリングを行なうと良い結果が得られる。
になるので自動利得制御回路を各逓倍器１６．１７の的
に設けて別個に利得制御を行なって両者の出力レベルを
揃える必要はないので、低域フィルタ１９の後に自動第
１得制御回路２２を設けて加算後の出力変動を均一化す
ればよい。このＡＧＣ方式は自動利得制御回路が１個で
すむ利点はあるが、第５図の中間周波数帯でのＡＧＣ方
式と異なり ＡＧＣの裁準となる中間周波数が存在しな
いので、第６図の自動利得制御回路よりも構成が複雑に
なる。また多少のレベル変動が残存するので、振幅変調
信号がディジタル信号のときは判別器２３により「０」
信号および「１」信号を判別した後、標本化回路２０に
供給してサンプリングを行なうと良い結果が得られる。
以上説明のように２本発明によれば１局部発低周波数に
変動があってもこれを打消して安定な振幅変調復調回路
を得ることができる。しかも局部発振周波数の変動が問
題にならないことから２局部発振周波数を受信信号周波
数に近い値にすることにより変換信号を従来の中間周波
数よりも非常に低い周波数帯信号にすることができるの
で、受信信号の周波数が高くとも初段の変換器がマイク
ロ波帯となるだけで、それ以後は低周波数帯であるため
信号処理が容易になり２回路構成も容易かつ安価なもの
となる。すなわちマイクロ波帯、中間周波数帯の素子が
極めて少なく構成でき、かつ局部発振周波数に精度の高
い安定度が要求されないため、設計・製作が容易でかつ
使用部品も安価なもので構成することができる。
変動があってもこれを打消して安定な振幅変調復調回路
を得ることができる。しかも局部発振周波数の変動が問
題にならないことから２局部発振周波数を受信信号周波
数に近い値にすることにより変換信号を従来の中間周波
数よりも非常に低い周波数帯信号にすることができるの
で、受信信号の周波数が高くとも初段の変換器がマイク
ロ波帯となるだけで、それ以後は低周波数帯であるため
信号処理が容易になり２回路構成も容易かつ安価なもの
となる。すなわちマイクロ波帯、中間周波数帯の素子が
極めて少なく構成でき、かつ局部発振周波数に精度の高
い安定度が要求されないため、設計・製作が容易でかつ
使用部品も安価なもので構成することができる。
まだ周波数が低いので、逓倍器や自動利得制御回路の帯
域幅を正しく所定値のものに設計することができ、従来
のように中間周波数が極めて高い場合は中間周波増幅器
の帯域幅が広くなる傾向にあるのに比べてＳＮ比の面で
も有利になる。
域幅を正しく所定値のものに設計することができ、従来
のように中間周波数が極めて高い場合は中間周波増幅器
の帯域幅が広くなる傾向にあるのに比べてＳＮ比の面で
も有利になる。
第１図は従来の超高周波帯の振幅変調信号の復調回路の
ブロック図、第２図は本発明の一実施例構成図、第３図
および第４図は本発明の振幅変調信号の復調回路に使用
できる ＡＧＣ方式のブロック図である。 図中、１は局部発掘器、２は変換器、３は帯域フィルタ
、４はＩＦＡＧＣ増幅器、５は振幅検波器。 ６は低域フィルタ、７は標本化回路、１１は局部発掘器
、１２．１３は変換器、１４は移相器、１５はハイブリ
ッド、１ｆＳ、１７は逓倍器、１８は加算器、１９は低
域フィルタ、２０は標本化回路。 ２１．２２は自動利得制御回路、２３は判別器をそれぞ
れ示す。 特許出願人 富士通株式会社 代理人弁理士 山 谷 晧 榮 才１図
ブロック図、第２図は本発明の一実施例構成図、第３図
および第４図は本発明の振幅変調信号の復調回路に使用
できる ＡＧＣ方式のブロック図である。 図中、１は局部発掘器、２は変換器、３は帯域フィルタ
、４はＩＦＡＧＣ増幅器、５は振幅検波器。 ６は低域フィルタ、７は標本化回路、１１は局部発掘器
、１２．１３は変換器、１４は移相器、１５はハイブリ
ッド、１ｆＳ、１７は逓倍器、１８は加算器、１９は低
域フィルタ、２０は標本化回路。 ２１．２２は自動利得制御回路、２３は判別器をそれぞ
れ示す。 特許出願人 富士通株式会社 代理人弁理士 山 谷 晧 榮 才１図
Claims (1)
- （１） 局部発振器と、該局部発振器の出力の一方を
９０°位相を移相する移相器と、受信された振幅変調波
を分割する分割手段と、この分割手段により分割された
振幅変調波の一方と前記局部発振器の出力を混合して差
信号を発生する第１の変換器と、＠記分割手段により分
割された他の振幅変調波と前記移相器から供給される９
０°移相された局部発振器の出力を混合して差信号を発
生する第２の変換器と、これら第１の変換器および第２
の変換器の出力を２逓倍する第１の逓倍器および第２の
逓倍器と、これら第１の逓倍器および第２の逓倍器の出
力を加算する加算手段を有することを特徴とする幾幅変
調信号の復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15451981A JPS5854707A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 振幅変調信号の復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15451981A JPS5854707A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 振幅変調信号の復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5854707A true JPS5854707A (ja) | 1983-03-31 |
| JPH0351125B2 JPH0351125B2 (ja) | 1991-08-05 |
Family
ID=15586021
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15451981A Granted JPS5854707A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 振幅変調信号の復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5854707A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS631939A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Advantest Corp | 包絡検出装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5484964A (en) * | 1977-12-19 | 1979-07-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Detector of amplitude-modulated wave |
-
1981
- 1981-09-29 JP JP15451981A patent/JPS5854707A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5484964A (en) * | 1977-12-19 | 1979-07-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Detector of amplitude-modulated wave |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS631939A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Advantest Corp | 包絡検出装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0351125B2 (ja) | 1991-08-05 |
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