KR960015277B1 - 이중 브랜치 수신기 - Google Patents

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KR960015277B1
KR960015277B1 KR1019880011322A KR880011322A KR960015277B1 KR 960015277 B1 KR960015277 B1 KR 960015277B1 KR 1019880011322 A KR1019880011322 A KR 1019880011322A KR 880011322 A KR880011322 A KR 880011322A KR 960015277 B1 KR960015277 B1 KR 960015277B1
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엔.브이.필립스 글로아이람펜파브리켄
이반 밀러 레르너
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Abstract

내용없음.

Description

이중 브랜치 수신기
제 1 도는 미합중국 특허 제4633315호에 기술된 형태의 이중 브랜치 수신기의 개략적인 회로의 블록 다이아그램.
제 2 및 3 도는 합과 차신호 엔벨로프의 도시도.
제 4 도는 본 발명에 따라서 제작된 이중 브랜치 수신기에서 이득 및 위상 보정을 얻는 방법을 나타내는 개략적인 회로의 블록 다이아그램.
제 5 도는 본 발명에 따라서 제작된 이중 브랜치 무선 수신기의 개략적인 회로의 블록 다이어그램.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
16, 17 : 혼합기 26, 30 : 국부 발진기
28 : 위상 천이기 34, 35 : 증폭기
본 발명은 이중 브랜치 수신기의 이득 및 위상 보정에 관한 것이다.
이중 브랜치 수신기는 공지된 것이며, 그 예가 미합중국 특허 제4633315호(PHN 10.461)에 개시되어 있다. 미하중국 특허 제4633315호의 제 1 도는 텔레비젼 신호용 이중 브랜치 수신기를 도시하며, 제 1 및 제 2혼합기와 제 2 및 제 4혼합기로 구성된 제 1 및 제 2브랜치를 포함하며, 신호 입력단자는 제 1 및 제 2혼합기에 접속되고 이는 RF 국부 발진기 수단의 동위상 및 직각 위상 출력에 접속된다. RF 발진기 주파수(ω0)는 입력 반송파 주파수(ωc)로부터 △ω만큼 오프셋되며, △ω는 2π×200라디안/초를 넘지않고 2π×100라디안/초보다 적은 가능한 낮은 값을 가진다. 입력 신호는 베이스 밴드로 하향 혼합되어 저역통과 필터되며, 제 3 및 제 4 혼합기에서 다른 중간 주파수 국부 발진기 수단의 직각 관련 출력을 이용하여 주파수 상향 변환되며 동위상과 직각 위상 신호는 합 및 차회로에 인가되어 제 1 및 제 2브랜치에서 비디오 및 사운드 신호가 얻어질 수 있다. 실제로 동일한 수단이 아닌 두 분리된 경로로 입력 신호를 분리하여 각각의 신호는 경로사이에 이득 및 위상차의 영향을 받게된다. 이러한 불균형은 간섭 및 왜곡을 초래한다.
미합중국 특허 제4633315호에서, 두 경로 사이에 불균형을 보정하는 이득 및 위상 제어가 제공된다. 제어에 사용되는 에러 신호는 주파수 상향 변환된 신호(또는 재변조된 신호)의 영상 성분의 진폭 및 위상의 편이로부터 유도된다. 상기 언급된 특허의 제 1 도에 기술된 특정 실시예는 화상(또는 비디오) 반송파 신호 V를 기준으로서 이용한다. 이러한 캐리어 신호는 검출된 캐리어로써 동위상 캐리어 및 90℃ 위상편이된 캐리어를 발생하는 협대역 위상 고정 루프(PLL)에 인가된다. 이러한 두개의 검출 캐리어는 각각 차회로의 출력 V를 수신하는 동기 복조기에 인가된다. 동기 복조기의 출력은 DC 전압을 제공하기 위해 저역통과 필터된다. PLL로부터 동위상 캐리어를 이용하여 유도된 DC 전압은 진폭제어 회로에 인가되고 이 회로는 인가된 발진기 합성 신호를 중폭하므로써 제 4혼합기의 합성 이득을 제어한다. 90°위상 편이된 PLL 신호를 이용하는 유도된 DC 전압은 두개의 IF 발진기 합성 신호 사이에 위상 직각 관계의 편이를 현시로화 함으로써 위상 제어를 수행하도록 이용된다.
이와 같은 공지된 이중 브랜치 수신기의 수학적인 분석에 따르면 DC 제어 전압에 리플성분이 있으며, 이러한 리플은 가장 양호한 조건하에서 무시할 수 있으며, 이러한 리플은 가장 양호한 조건하에서 무시할 수있다. 그렇지만, 변조 신호가 오프셋 주파수 △ω와 거의 유사한 주파수 성분을 갖고 있는 상황에서, 매우 큰 리플은 이득편이 보정을 위한 에러 신호에서 발생될 것이다. 이러한 큰 리플 신호의 존재는 보정 루프에서 불안정을 야기할 수 있다.
협대역 PLL의 사용은 수신기가 텔레비젼 수상기에서 허용 가능한 비교적 긴 획득 시간을 갖는 결과를 낳는다. 그렇지만 이러한 긴 획득 시간은 자동차 이동 수신기와 같은 채널의 다이나믹 스위칭을 포함하는 다른 응용에 적합하지 않다.
본 발명의 목적은 이중 브랜치 수신기의 이득 보정 루프에서 불안정의 위험을 감소시키는데 있다.
본 발명에 따라서 이중 브랜치 수신기는 반송파 주파수(ωc)를 갖는 입력 신호용 신호 입력 단자, 제 1 및 제 3혼합기를 포함하는 제 1브랜치, 및 제 2 및 제 4혼합기를 포함하는 제 2브랜치를 구비하며, 상기 제 1및 제 2혼합기는 신호 입력 단자에 접속된 신호 입력을 갖고 있으며, 제 1 및 제 2혼합기에 접속된 국부 발진신호(ω1)을 발생하는 제 1국부 발진기와, 신호 경로중 하나에서 제 2혼합기에 제공된 제 1 90°위상 천이기를 구비하며, 상기 제 3 및 제 4혼합기는 제 1 및 제 2혼합기로부더 하향 변환된 신호를 수신하기 위해 제 1및 제 2혼합기에 접속되며, 제 3혼합기에 접속되고 직각 위상 천이기를 통해 제 4혼합기에 접속된 제 2국부발진기와, 제 3 및 제 4혼합기의 출력에서 신호합을 얻기 위한 합 수단, 제 3 및 제 4혼합기의 출력에서 신호들 사이에 차를 얻기 위한 차 수단, 및 신호 경로에서 이득 및 위상 에러를 보정하기 위한 수단을 구비하며, 상기 보정 수단은 합 및 차수단에 접속되어 2△ω에 중심을 둔 항을 갖고 있는 신호를 발생하도록 상기합 및 차수단의 출력을 변환시키며, 여기서 △ω는 (ω1-ω3)와 동일하다.
본 발명은 미합중국 특허 제4633315호에 기술된 이중 브랜치 수신기에 기초를 두고 있으며, 바람직하지 않은 리플은 합신호에 원하는 성분(Sw)과 차 신호에서 원하는 성분(Dw)의 곱에 기인한다. 그러므로 곱DwSw가 DC 제어 신호에 존재하지 않게 하므로서 리플은 제거될 수 있다. 대신에 합과 차 신호는 2△ω에 중심을 둔 신호가 이득 및 위상 보정 신호를 제공하기 위해 사용되는 방식으로 변환된다.
본 발명의 실시예에서 합과 차 신호의 변환은 보정 수단에서 동시에 작동하는 세개의 주요 동작의 시퀀스를 포함한다. 제 1작동에서, 제 1수단은 차신호(diff) 또는 합신호(sum)에 그 자체를 승산하는 것, 즉 diff×diff 또는 sum×sum을 하는 것이며, 이러한 곱 2△ω에 중심을 둔 신호를 통과시키나 DC 및 더 높은 주파수를 차단하는 제 1필터링 수단에 인가된다.
동시에 제 2작동에서, 제 2수단은 diff 신호에 합신호를 승산하며 즉, diff×합이며, 그 곱은 2△ω에 중심을 둔 신호를 통과시키고 DC 및 더 높은 주파수를 차단하는 제 2필더링 수단에 인가된다. 제 1 및 제 2필터링 수단의 출력은 혼합되고 이 출력은 DC 이득 보정 신호를 제공하기 위해 저역통과 필터된다.
합신호와 90° 위상 천이된 차(diff 90°) 신호 또는 차신호와 90°위상 천이된 합(sum 90°) 신호는 제 3수단에서 함께 승산되며, 그 곱은 2△ω에 중심을 둔 신호를 통과시키고 DC와 더 높은 주파수를 차단하는 제 3필터링 수단에 인가된다. 제 1 및 제 3필터링 수단의 출력은 서로 승산되며 그 출력은 DC 위상 보정 신호를 제공하기 위해 저역통과 필터된다.
차신호 또는 합의 90°위상 천이는 광역 위상 고정 루프를 이용하여 수행된다.광대역 PLL의 사용은 이동 무선 수신기와 같은 채널의 다이나믹 스위칭을 포함하는 응용에 적합한 빠른 획득 시간을 얻을 수 있게한다. PLL을 이용하는 다른 잇점은 FM 복조기로써 작용된다는 것이다.
이득 보정 신호는 브랜치중 하나에 제공된 조절 가능한 이득 증폭기에 공급되며 다른 한 브랜치는 고정된이득 증폭기를 구비한다. 위상 보정 신호는 직각 위상 천이기에 인가되며 이 천이기는 신호에 응답하여 출력 사이에 상대적인 위상을 조절한다.
본 발명은 첨부된 도면을 참조로 더욱 상세히 기술된다.
도면에서 동일한 참조부호는 대응하는 특징을 설명하기 위해 사용되었다.
제 1 도에 도시된 수신기는 인입 반송파 변조 신호를 수신하는 입력 단자(10)을 구비한다. 변조의 형태는 진폭 변호(AM), 주파수 변조(FM) 및 위상 변조(PM)을 포함하는 각 변조 또는 단측대파(SSB)가 있다. 명확함을 위해 기술된 실시예는 FM 복조용 이중 브랜치 수신기에 관련된 것이다. 이러한 수신기 구조는AM, FM 및 SSB 복조에 사용가능하다.
인입 신호는 두개 분리된 브랜치(12, 14)내로 분리된다. 브랜치(12)는 제 1혼합기(16), 저역통과 필터(18)및 제 3혼합기(20)를 구비하며 브랜치(14)는 제 2혼합기, 저역통과 필터(19) 및 제 4혼합기(21)을 구비한다. 합 회로(22)와 차(또는 감산) 회로(24)는 제 3 및 제 4혼합기(20,21)에 의해 제공된 신호를 수신하는 입력을 갖는다.
이중 브랜치 수신기에 대해서는 일반적으로 인입 신호는 동상 신호 I와 직각 신호 Q라 불러는 한쌍의 직교 베이스밴드 신호로 변환된다. 이러한 변환은 직각 국부 발진기(26)의 출력을 혼합기(16,17)에 인가시키므로써 제 1 및 제 2혼합기(16, 17)에서 실행된다. 직각 출력은 위상 천이기(28)에 의해 제공된다. 국부 발진기(26)의 주파수는 인입 신호의 반송파 주파수로부터 예컨대 100Hz 만큼 오프셋된다.
기술된 전단부 장치의 예시하지 않은 대안적인 장치는 위상 천이기(28)를 입력 단자(10)에 연결시키며 직각 출력을 각각의 브랜치(12, 14)에 제공한다. 이러한 대안 장치에서 국부 발진기(26)는 혼합기(16, 17)에 직접 연결되어 있다.
제 1 도를 보면, 혼합기(16, 17)에서 주파수 하향 변환의 곱은 신호 I1 및 Q1을 포함한다. 이들 신호들은 주로 채널 선택을 위한 기능을 하는 저역필터(18, 19) 각각에 인가된다. 필터링된 신호 I2, Q2는 직각 관련 제 3 및 제 4혼합기(20, 21)에 예컨대 100KHz의 적당한 낮은 중간 주파수(IF)로 재변조된다(또는 주파수 상향 변환된다). 제 2국부 발진기(30)는 90°위상 천이기(32)에 인가되는 IF 반송파 주파수를 발생시킨다. 재변조된 신호 I3,Q3는 증폭기(34, 35)에서의 증폭 후에 합 회로 및 차 회로(22,24)에 인가된다. FM 검출기로 인가되는 출력은 예시된 수신기 회로에서 FM 검출기로 인가되는 출력은 예시된 수신기 회로에서 차회로(24)의 출력에 연결되는 단자(36)으로부터 유도된다.
신호 I2, Q2를 상향 재변조하는 것은 승산기 대신에 종래의 혼합기가 사용되는 것을 가능케 한다. 필터링된 I2, Q2 신호가 직접 복조를 위해 사용될 때 요구되는 그러한 승간기는 특히 그들이 높은 동적 범위를 갖는 것을 필요로 할때 실현하기 어렵다. 또한 리미터(도시되어 있지 않음)는 FM 복조기가 바람직하지 않는 진폭 변조를 억제하는데 사용될 수 있다. 이것은 이동 무선 장치의 적용에 중요한 고려 사항이다. 두개의 분리 브랜치에서 인입 신호를 처리함으로써 나타나는 이득 및 위상 편이를 보정하기 위해 최종 에러 신호는 재변조된 신호로부더 쉽게 유도될 수 있다.
FM 신호에 대한 이들 이득 및 위상 편이의 영향이 수학적으로 검토될 것이다.
제 1 도는 수신기 구조에서 여러 포인트에 있는 신호를 보여준다. 인입 FM 신호는
Figure kpo00001
로 표현하자. 여기서 ωc는 전송된 반송파의 각 주파수이고, ∮(t)는 ∮(t)=Ψ∫f(t)dt로 주어진 위상 함수를 포함하는 정보이다. 여기서 Ψ는 피크 주파수 편이이고, f(t)는 변조 신호이다.
제 1구형 혼합 단계와 분리 결합의 입력부에서의 스트레이 리액티브 성분에 기인하여, 제 1혼합기(16)에서의 입력 신호는 제 2혼합기(17)에서의 신호의 지연된 신호이다.
Figure kpo00002
여기서 r은 두 브랜치 사이의 지연이고, α=ωc는 지연 γ에 기인한 초과 위상이며, α는 반송파 주파수에 의존한다.
혼합기(16, 17)에 인가된 국부 발진기(226)로부터의 두신호를 다음과 같이 표현한다.
Figure kpo00003
여기서 ωn는 국부 발진기(26)의 각 주파수이고, δ는 90°위상 천이기(28)의 직교성으로부터의 위상 편이다.
혼합기(16, 17)에 의한 믹싱후에 출력 신호들은 다음과 같이 주어진다.
Figure kpo00004
채널 선택 저역필터(18 및 19)에 의한 필더링후에 출력 신호는 다음과 같다.
Figure kpo00005
여기서 △ω=ω0-ωc는 오프셋 주파수이고, GI및 GQ는 I 및 Q 채널의 증폭 인자이고, θ=α+δ는 위상편이에 기인한 초과 위상이다.
신호 I2 및 Q2는 Ψ1의 각 IF 주파수까지 제 3 및 제 4혼합기(20, 21)에 의해 재변조되므로, 혼합기(20, 21)의 출력은 각각 다음과 같이 표현된다.
Figure kpo00006
Figure kpo00007
여기서 β는 제 2직각 변조기에서 90°위상 천이기(32)의 직교성으로부터의 위상 편이이다.
중간 주파수 ω1에서 변조된 FM 신호를 재발생시키기 위하여, 두 신호 I3 및 Q3는 회로(22 또는 24)에서두 신호를 합산 또는 감산하므로써 서로 결합된다.
Figure kpo00008
여기서 Gn=GQ/G1는 Gl에 관해서 정규화된 이득 인자이다.
방정식(11) 및 (12)의 SUM 및 DIFF 신호는 또한 다음과 같이 주어진 형태로 변환될 수 있다.
Figure kpo00009
이득 및 위상 편이의 존재에 기인하여 부가적인 불필요한 영상 신호들이 방정식(13) 및 (14)의 2차 항에 표현된 바와 같이 SUM 및 DIFF 신호에서 발생되었다. 방정식(]3) 및 (l4)은 제 2 및 3도에 도시된 바와같이 도표로 도시되어 있다. 제 2 도는 SUM 신호를 나타내며 제 3도는 차신호(DIFF)를 나타낸다. 바람직하지 않은 영상 신호들은 점선으로 도시되어 있다.
이득 및 위상 편이에 의해 발생된 바람직하지 않은 영상 신호의 존재는 재생된 오디오 출력에서 왜곡 및 휘슬링 톤을 야기시킨다. 변조가 없을 때, 휘슬링 톤의 주파수는 오프셋 주파수 △ω 두배에 대응한다. 이러한 휘슬링 톤은 사용자를 짜중나게 만들며, 그와 같이 그것은 예컨대 피크 편이에서 600Hz에 관해 -50
dB 보다 작은 매우 낮은 레벨까지 감소되야만 한다.
전송된 반송파와 국부 발진기 주파수의 사이에 주파수 오프셋이 없다면 즉, △ω=0인 경우에는 휘슬링톤의 문제는 발생하지 않을 것이다. 그러나, 이러한 형태의 실제적인 수신기에서, AC 결합은 여러 회로의 동적 범위를 감소시키는 DC 오프셋 전압의 누산을 막기 위하여 두 신호 경로(12, 14)에서 이루어져야 한다. 더구나, AC R결합은 2중 브랜치 직접 변환 수신기에서 심각한 오디오 왜곡을 발생시킬 수 있다. AC 결합에 의해 발생된 오디오 왜곡을 감소시키는 한 방법은 예컨대 약 100Hz의 낮은 오프셋 주파수를 의도적으로 사용하는 것이다. 오프셋 주파수의 값은 두 이유 즉 (i) 사람이 듣는 응답에서 매우 낮은 주파수에 대한 비감응도, (ii) 선택성 필터(18 및 19)에 의해 이러한 오프셋 주파수를 수용하는데 필요한 대역 확장을 최소화시킨다는 두 이유때문에 가능한한 낮게 유지되어야 한다.
방정식(13) 및 (14)에서와 같이, SUM 또는 DIFF 신호에 연관된 바람직하지 않은 영상의 진폭은 이득및 위상 편이를 제공한다. 말하자면, 바람직하지 않은 영상 신호가 억제된다면, 이득 및 위상 편이는 올바르게 된다. 제 1 도는 이득 및 위상 편이를 보정하기 위한 수단으로서 영상 레벨을 사용하는 공지된 방법을 도시하고 있다.
그 방법을 상세히 설명하기 전에 관련된 회로 소자가 설명된다. 합 회로(22)로부터의 SUM 신호는 검출반송파로 사용하는 반송 주파수를 선택하며 이득 정정에 사용하는 동위상 검출 반송파 및 위상 정정에 사용하는 직각 위상 검출 반송파를 제공하는 이중 기능을 갖는 협대역 위상 고정 루프(38)에 인가된다.
차 회로(24)의 출력은 동기 복조기(40, 41)에 인가된다. 동위상 검출 반송파는 복조기(40)에 인가되고 직각 위상 검출 반송파는 복조기(41)에 인가된다. 복조기(40,41)의 출력은 각각의 저역 통과 필터(42, 43)에 인가되어 보정 신호를 얻으며 이 신호는 각각의 증폭기(44, 45)에서 증폭을 한후 이득을 변화시키기 위해 출력에서 증폭기(34)에 인가되고 IF 반송파 상대 위상을 변화시키기 위해 위상 천이기(32)에 각각 인가된다.
본 발명의 기본 원리는 SUM과 DIFF 신호를 다음과 같이 승산하는 것이다.
Figure kpo00010
여기서
Sw=SUM에서 바람직한 신호 성분
Su=SUM에서 바람직하지 않은 신호 성분
Dw=DIFF에서 바림직한 신호 성분
Du=DIFF에서 바람직하지 않은 신호 성분
식(l5)의 첫번째 괄호안의 항은 다음과 같이 DC 신호를 산출할 것이다.
Figure kpo00011
식(16)으로 주어진 dc 진압은 증폭기(34)의 이득을 조절함으로서 이득 편이를 보정하는 제어 신호를 제공하며, 증폭기(35)의 이득은 고정된다. 그러나, 이 원하는 DC 에러 신호에 더하여, 원치 않는 리플 신호역시 식(15)의 두번째 괄호안의 항에 표시된 바와 같이 존재한다. 실제상에 있어 SuDu 항으로 도입된 리플 신호는 작으므로 무시될 수 있다. 결과로서, 리플 신호는 다음으로 주어진다.
Figure kpo00012
식(17)으로부터, 만약 변조 신호 Ψ(t)가 오프셋 주파수 △ω와 거의 같은 주파수를 가진 성분을 갖는다면 매우 큰 리플이 이득 편이를 보정하기 위해 에러 신호에서 발생될 것이라는 점을 알 수 있다. 이 큰 리플신호는 보정 루프내에서 불안정성을 야기할 수 있으며, 상기된 바는 이득 보정을 위한 제어 신호를 유도하는 이 방법의 주요한 불이익중의 하나이다.
위상 편이를 보정하기 위한 제어 신호도 유사한 방법으로 유도될 수 있는데, 본 경우에 있어 SUM 또는DIFF 신호는 90°로 위상 천이된다. 제 1 도에 도시된 바와 같이 SUM 신호가 90°로 천이되였다고 가정하면,
Figure kpo00013
여기서 SUM 90은 90도 위상 천이된 SUM 신호이다.
식(15)에서와 같이, 식(18)의 첫번째 괄호안의 항은 DC 제어 신호를 제공하며, 두번째 괄호안의 항은 원치않는 리플신호를 발생하게 된다. DC 항을 더 세밀히 조사하면 다음 사항을 알게될 것이다.
Figure kpo00014
식(19) 및 (20)은 두 DC 신호의 극성이 반대여서, 결과적인 제어 신호는 0에 가깝다는 것을 나타낸다. 이점을 피하기 위해, 식(18)의 첫번째 괄호내의 두 DC 항중 하나는 필터링 아웃되어야 한다. 상기된 바는 제 1 도에 도시된 것처럼 협대역 위상 고정 루프 PLL(38)를 사용하여 SUM 신호를 필터링함으로써 좀더 편리하게 행해진다. 상기 PLL 루프는 SUM 신호에 대한 90도 위상 천이기로도 사용될 수 있다. 그러나, 특히 낮은 오프셋 주파수가 선택되면, 협대역 PLL의 필요성은 위상 보정 루프에 대해 획득 시간을 과도하게 만들 것이다.
이제 제 4 도 및 5도를 참고하면 본 발명에 따라 만들어진 수신기 회로는 Sw 및 Dw의 급이 제어 신호에서 나타나는 제 1 도를 참고로 설명된 수신기 회로와 비교하여 변조가 있는 제어 신호의 리플 레벨을 상당히 줄이는 것을 목표로 한다.
SUM 또는 DIFF에서 영상 신호는 이득 및 위상의 편이 크기를 측정하는데 이용될 수 있다. 설명을 하기위해서 DIFF 신호가 선택되었다.
제 4 도로부터, DIFF 신호는 제 1승산기(46)에서 자기끼리 승산되며, 제 2승산기(49)에서 SUM 신호와 승산된다. 상기 승산의 결과는 다음과 같다:
Figure kpo00015
식(21)의 첫번째 괄호내의 항은 DC 신호 및 2ω1중심을 둔 신호를 만들어 낼 것이다. 즉
Figure kpo00016
식(21)의 두번째 괄호내의 항은 2△ω 및 2ω1에 중심을 둔 신호를 만들어낸다. 즉
Figure kpo00017
제 4 도에 도시된 바와 같이 식(22) 및 (23)에 표현된 큰 DC 신호는 고역통과 필러(47)에 의해 차단되며2ωt에 중심을 둔 신호는 거역통과 필터(48)에 의해 필터링된다. 실제상에 있어서, 필터(47) 및 (48)은 CR(커패시턴스-레지스턴스) 고역통과 회로망 및 RC 저역통과 회로망으로 각각 실현된다. 식(24)에 주어진 2△ω에 중심읕 둔 신호가 아래에 논의되는 바와 같이 필요한 제어 신호를 유도시키는데에 사용된다.
Figure kpo00018
식(25)에서 첫번째 괄호내의 항은 DC 신호 및 2ω1에 중심을 둔 신호를 만들어낸다. 또한 제 4 도에 도시된 마와 같이 DC 신호는 고역통과 필터(50)로 차단되며 2ωi항은 저역통과 필터(51)에 의해 필터링되어 제거될 것이다.
이제, 식(25)에서 두번째 괄호내의 항은 2△ω1항에 중심을 둔 신호를 만들며 2ω1항은 필터링 제거되어 2△ω항만 남는다. 또한 신호(SwDw)가 (SuDu) 보다 훨씬 큰 것으로 가정하면, 2△ω에 중심을 둔 합성 신호는 대략 다음과 같다.
Figure kpo00019
식(24) 및 식(26)에서 주어진 바와 같이 필터링된(DIFF×DIFF) 및 필터링된(DIFF×SLTM)으로부터 2△ω에 중심을 둔 신호가 승산기(52)에서 서로 승산되면, 합성 신호는 다음과 같다.
Figure kpo00020
식(27)으로부더 DC 항은 4△ω에 중싱을 둔 리플항과 같은 피크값을 갖는 것을 알 수 있다. 식(22)의 바람직한 DC 신호는 다음식으로 간략화될 수 있다.
Figure kpo00021
저역통과 필터(53)에 의하여 저역통과 필터링 후에 식(28)의 DC 신호는 이득 편차를 정정하기 위하여 제어 신호로서 사용될 수 있다· 식(28)에서 알 수 있는 바와 같이, I 및 Q 채널 사이에 뷸균헝 이득이 없을때, Gn은 1이며, 제어 신호는 EE는0으로 된다.
위상 보정을 위하여, (DIFF×SUM)을 실행하기 전에 약 90)로 SUM 또는 DIFF를 위상 천이시키는 것이 요구된다. 상기 위상 천이를 수행하기 위하여 편리한 수단은 광대역 PLL(54)을 사용했다. 더우기, 만약, (DIFF×DIFF)라면 (SUM×SUM)에 대하여 사용되는 동일 신호상에 상기 위상 천이를 수행하는 것이 양호하다. 상기의 경우에 있어서, 광대역 PLL(54)은 PLL(54)내의 전압 제어 발진기(VCO)의 입력으로부터 복조된 신호를 얻음으로서 FM 복조기처럼 작용할 수 있으며, 그것의 출력에 적절한 저역 통과 필터(66)가 이어지고 하드웨어 구성을 단순화하다. 제 1 도를 참조로 설명한 공지 수신기에서 협대역 PLL의 사용과 달리 광대역 PLL(54)은 위상 보정 루프에 어떤 중요한 획득 지연을 일으키지 않았다.
실시예에 있어서, DIFF 신호는 약 90, 천이되므로,
DIFF 90 × SUM = (SwD90u + SuD90w) + (SwD90w +SuD90u)
전과 같이, 식(29)의 제 1괄호안의 항은 DC 및 2ω1에서 신호를 발생한다. 상기 신호는 사용되지 않았으며, 고역통과 필터(56) 및 저역통과 필터(57)의 조합으로 필터링 제거된다. 2△ω에 중심을 둔 바람직한 신호는 식(29)의 제 2괄호안의 항으로부터 생성된다. 다시, 만약(SwD90w)항이 무시된다면,(SuD90u)는 다음과 같이 된다.
Figure kpo00022
만약, 필터링된(SwD90w)가 필터링된(DIFF×DIFF)와 승산기(58)에서 승산되면 그 결과적인 신호는
Figure kpo00023
이 된다.
식(31)로부터 요구된 DC 신호의 피크 크기가 원하지 않는 리플 신호의 피크 크기와 동일한 것을 알게된다. 어떤 삼각법에 의한 조작후에, 위상 편이에 대한 바람직한 DC 에러 신호 εPH는 다음으로 나타낼 수있다.
Figure kpo00024
식(32)는 γd가 0일때를 표시하며, 식(32)에 의하여 주어진 바와 같은 위상 보정에 대하여 제어 신호도역시 0이 된다. γd가 다음과 같이 정의됨에 유의한다.
γd=β-θ=β-(α+,δ) (33)
따라서 제 1위상 천이기(28)에 의해 도입된 임의의 위상 편차(δ) 및 신호 경로(α)에서의 과도 위상은γd가 제 5 도에 나타내 완전한 기능 블록 다이아그램으로 나타낸 것처럼 0에 동등하도록 (β)의 값을 제공하기 위해 제 2위상천이기(32)를 적절하게 조정하여 보정될 수 있다.
간결하게 하기 위하여, 제 5 도는 기초적인 구성 및 동작이 제 1 및 4도로부터 용이하게 확인될 수 있기 때문에 상세하게 설명하지 않는다.
그러나, 제 5 도에 나타낸 수신기는 다수의 부가적 회로소자를 갖는다. 합 및 차 회로(22), (24)의 출력은 통과대역필터(60), (61)에 접속된다. 가변 이득 중폭기(62)는 통과대역필터(60) 및 혼합기(46) 사이의 신호경로에 접속된다. 신호 정형 수단 또는 리미터(63), (64)는 개개의 통과대역 필터(60), (61)에 접속된다. 정형 수단(62)의 출력은 PLL(54)에 접속되며, 정형 수단(64)의 출력은 혼합기(49), (55)에 접속된다.
가변 이득 증폭기(62)에 대한 제어 신호는 혼합기(46)의 출력단으로부터 유도되어 저역통과 필터(65)에서필터링된다. 이득 및 위상 편이를 보정하는 제어 신호가 식(28) 및 (32)의 K(+GlE/4)2)을 지배하는 수신된 신호의 크기의 변화에 민감하다는 사실에 기인하여 여분의 이득 제어에 대한 필요성이 있다. 증폭기(62)의 수단에 의해 도입한 여분 AGC는 수신된 신호의 크기에 변화에 독립적인 제어 신호를 유지한다.도시예의 실시예에 있어서, AGC에 대한 에러 신호는 식(21)의 (DwDw+DuDu)항의 DC 신호로부터 쉽게 유도된다. 저역통과 필터(65)의 필터링후에, 상기 DC 신호는 증폭기(62)의 이득을 제어하기 위해 사용될 수 있다.
대안적으로, 상기 AGC 제어 신호는 인입 신호의 크기 변화에 따라 I 및 Q 채널의 크기 레벨을 조정하도록 사용될 수 있으며, 조정할 수 있는 이득 증폭기(나타내지 않음)가 신호 경로가 분할하기 진에 또는 I 및Q 경로가 적절히 위치하기에 앞서 입력 단자(10)에 접속된다. 이중 브랜치내에서 이득 및 편이를 보정정하기 위한 제어 신호를 얻는 방법은 필터링 신호에 대하여 협대역 PLL를 사용하는 것이 필요하지 않으며,그 자체로서 신호 획득의 불확실성을 겪지 않는다.
또한, 변조가 존재하는 제어 신호와 관련된 원하지 않는 리플의 크기는 제 1 도를 참조로 설명한 알려진 수신기의 크기보다 상당히 작다. 따라서, 이러한 제어 신호의저역통과 필터링에 대하여 사용된 필터의 시정수는 적게할 수 있으며, 이는 보정 루프의 속도를 개선한다.
제어 신호를 유도하는 방법은 본 발명에 따라 구성된 수신기에 사용된 저역통과 및 고역통과 필터가 과도한 획득시간의 도입없이 원하지 않은 리플 신호외 감소를 개선하는네 최적화 될 수 있기 때문에 공지된 방법보다 더욱 다루기 쉽다.
비록 승산 함수가 본 발명의 원리를 실현하기 위해 사용될지라도, 이는 종래의 스위칭 혼합기 예컨대 균형 혼합기를 사용하여 실현될 수 있다.

Claims (8)

  1. 이중 브랜치 수신기로서, 반송파 주파수(ωc)를 갖는 입력 신호용 신호 입력 단 자와, 제 1 및 제 3혼합기를 구비한 제 2브랜치를 포함하며, 상기 제 1및 제 2혼합기는 상기 신호 입력 단자에 결합된 신호 입력을가지며, 상기 이중 블랜치 수신기는 또한 상기 제 1 및 제 2혼합기에 결합된 국부 발진기 신호(ωc)를 발생하는 제 1국부 발진기와, 상기 제 2혼합기로의 신호 경로들중 한 신호 경로에 제공된 제 1 90°위상 천이기를 더 포함하고, 상기 제 3 및 제 4혼합기는 상기 제 1 및 제 2혼합기로부터 하향 변환된 신호를 수신하기 위해 상기 제 1및 제 2혼합기에 각각 결합되며, 상기 이중 브랜치 수신기는 상기 제 3혼합기에 결합되고 직각위상 천이기를 통해 상기 제 4혼합기에 결합된 제 2국부 발진기와, 상기 제 3 및 제 4혼합기의 출력에서 신호들의 합을 얻기 위한 합 수단과, 상기 제3 및 제4혼합기의 출력에서 신호들의 차이를 얻기 위한 차 수단과, 상기 신호 경로들의 이득 및 위상 에러를 보정하기 위한 수단을 더 포함하며, 상기 이득 및 위상 에러를 보정하기 위한 수단은 상기 합 수단 및 차 수단에 결합되어 △ω가 어_ωc인 2△ω에 중심을 둔 항을 둔신호들을 발생하도록 상기 합 수단 및 차 수단의 출력을 변환시키는 것을 특징으로 하는 이중 브랜치 수신기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 보정 수단은 제 1곱을 형성하기 위해 상기 합 또는 차 신호를 자신과 곱하는제 1수단과, 상기 제 1곱내에 2△ω에 중심을 둔 항들을 유도하기 위한 제 1필터링 수단과, 제 2곱을 형성하기 위해 상기 차 신호를 상기 합 신호로 곱하는 제 2수단과, 상기 제 2곱내에 2△ω에 중심을 둔 항들을 유도하기 위한 제 2필터링 수단과, 저역 필더링된 후에 이득 보정에 사용하기 위한 신호를 제공하는 제3곱을 발생하도록 상기 제 1 및 제 2곱내에 2△ω에 중심을 둔 항들을 서로 곱하는 제3수단과, 상기 합 및 차신호들중의 한 신호를 90°위상 천이시키는 다른 위상 천이기와, 각각 제 4곱을 형성하도록 상기 합 또는차 신호의 90° 위상 천이된 신호를 상기 차 또는 합 신호에 곱하는 제 4수단과, 상기 제 4곱내에 2△ω에 중심을 둔 항들을 유도하기 위한 제 3필터링 수단과, 저역 필터링 후에 위상 보정에 사용하기 위한 신호를 구성하는 제 5 곱을 형성하도록 상기 제 1 및 제 4급내에 2△ω에 중심을 둔 항들을 서로 곱하는 제5승산 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 이중 브랜치 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1, 제 2 및 제3필터링 수단 각각은 저역 필터에 직렬로 접속된 고역 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 이중 브랜치수신기.
  4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 상기 다른 위상 천이기는 광대역 위상 고정 루프를 포함하는 것을 특징으로 하는 이증 브랜치 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 광대역 위상 고정 루프는 또한 복조기로서 기능하는 것을 특징으로 하는 이중브랜치 수신기.
  6. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 상기 경로들중 한 경로에 고정 이득 증폭기와 상기 경로들중 다른 한 경로에 조절 가능한 이득 증폭기를 더 포함하고, 상기 조절 가능한 이득 증폭기는 상기 이들 보정 신호를 수신하도록 접속된 제어 입력을 구비하는 것을 특징으로 하는 이중 브랜치 수신기.
  7. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 상기 직각 위상 천이기는 상기 보정 신호를 수신하도록 접속된 제어 입력을 구비하는 것을 특징으로 하는 이중 브랜치 수신기.
  8. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 상기 차 수단 및 제 1승산 수단 사이에 결합된 다른 조절 가능한 이득증폭기와, 상기 제 1승산 수단의 출력 및 상기 다른 조절 가능한 이득 증폭기의 제어 입력에 결합된 저역필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 이중 브랜치 수신기.
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