JPH04264817A - フィルタを用いたｆｍ信号検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、フィルタ出力合成方式
によるＦＭ信号検出装置に関し、特にＦＭ信号復調時に
、フィルタで分割された出力レベルに応じて重みづけを
して出力合成することによりＣ／Ｎのよい狭帯域ＦＭ信
号を得るようにしたＦＭ信号検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ受信機の高感度化に有効なシステム
の１つにＰＬＬ復調方式がある。図６は、従来のＰＬＬ
復調方式のＦＭ信号検出装置のブロック図で、１は入力
端子、２は位相比較器、３はループフィルタ、４は増幅
器、５はＶＣＯ、６は出力端子である。図６において、
ＰＬＬ復調を行なう場合、入力端子１から入力されたＦ
Ｍ信号を、位相比較器２によって電圧制御器（ＶＣＯと
いう）５からの信号と位相比較し、その位相差に応じた
誤差電圧を出力し、この誤差電圧をループフィルタ３、
増幅器４に通して、出力端子６から復調信号として取り
出す一方、ＶＣＯ５の発振周波数を制御する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このように、ＰＬＬ復
調方式は雑音成分に埋もれた目的信号に追尾することは
可能であるが、ＰＬＬの応答特性はループの帯域特性に
左右され、このループ帯域幅はＬＰＦ（低域フィルタ）
の時定数により決定される。より忠実なトラッキング特
性を得たい場合には、ループ帯域幅を広くとる必要があ
るが、この場合、帯域が広くなった分だけ雑音の影響を
受けやすくなる。一方、雑音の影響を小さくするために
は、ループ帯域幅を狭くする必要があるが、この場合に
はループでの応答遅れの影響が大きくなってくる。

【０００４】本発明の目的は、ＰＬＬ等フィードバック
方式のＦＭ復調において避けられない応答遅れの影響を
受けることなく、ＦＭ受信機のＳ／Ｎを改善し、高感度
化を図ることができるＦＭ信号検出装置を提供すること
にある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、ＦＭ受信信号を所定の中間周波数
に変換し、中間周波数成分の信号を得る周波数変換手段
と、この中間周波数成分の信号の位相を所定量毎にシフ
トし、位相特性に連続性を与える補正を行ない、所定量
毎の位相補正信号をそれぞれ出力する複数の第１のフィ
ルタ手段と、この位相補正信号および中間周波数成分の
信号を入力し、入力された各信号の異なる所定の周波数
帯域の信号を抽出する複数の第２のフィルタ手段と、抽
出された各周波数帯域の信号のうちの２つの信号を直流
成分信号に変換して信号比率を算出し、この信号比率に
より２つの信号に重みづけ処理して合成する演算・合成
手段とからなることを特徴とする。

【０００６】

【作用】本発明では、中間周波数信号を第１のフィルタ
手段で処理して位相補正信号を得ると共に、ＦＭ復調帯
域幅を複数個の狭帯域の第２のフィルタで分割し、各位
相補正信号に対応した各々のフィルタ出力の内の２つの
出力レベル比率に応じた重みづけをして合成することに
より、Ｃ／Ｎのよい狭帯域ＦＭ信号を得ることができ、
この信号を復調することによりＳ／Ｎを向上することが
できる。

【０００７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面により詳細に説
明する。図１は、本発明によるＦＭ信号検出装置の一実
施例のブロック図である。同図で、１１は入力端子、１
２はミキサ、１３は局部発振器で、周波数変換手段を構
成する。２２〜２５はオールパスフィルタ（ＡＰＦ）で
第１のフィルタ手段を構成する。３１〜３５はバンドパ
スフィルタ（ＢＰＦ）で第２のフィルタ手段を構成する
。１０１〜１０４は夫々演算合成手段を構成する合成部
である。

【０００８】図１において、入力端子１１に入力された
ＦＭ信号（ｆｃ±７５ｋＨｚ、ｆｃは搬送波周波数を示
す）を、ミキサ１２により周波数変換する。ミキサ１２
からは、ｆｃと局部発振器１３の発振周波数ｆＡとの和
および差の周波数成分、すなわち、 （ｆｃ＋ｆＡ）±７５ｋＨｚ （ｆｃ−ｆＡ）±７５ｋＨｚ を出力する。

【０００９】上述したミキサ１２の出力のうち、（ｆｃ
−ｆＡ）±７５ｋＨｚの帯域の信号をＢＰＦ（帯域フィ
ルタ）３１〜３５により通過させる。ここで上記周波数
変換手段により周波数を下げたのは、ＢＰＦの狭帯域化
を図り易いからである。ＦＭ信号は図２に示すように、
ベースバンド信号の変化を搬送波からの周波数のずれと
して表わしたものであるから、この瞬時瞬時に変化する
信号がどの周波数を通過したかを判別して、その周波数
の通過するフィルタ出力に応じた重みづけをして合成し
、狭帯域ＦＭ復調をすれば、Ｓ／Ｎの向上が図れる。

【００１０】本発明で使用するＢＰＦの特性を図３に示
す。図３（ａ）は振幅特性、（ｂ）は位相特性で、振幅
特性は６ｄＢ減衰点で隣合うフィルタがクロスするよう
に設定してある。例えば、ＢＰＦ３１の出力電圧をＶ１
、ＢＰＦ３２の出力電圧をＶ２とすると、ＢＰＦのクロ
スする６ｄＢ減衰点に信号がある場合、ＢＰＦ３１およ
び３２の出力信号をそれぞれＳ１およびＳ２とすると、
　　Ｓ１＝（Ｖ１／２）ｃｏｓ（ωｔ＋φ）　　　　　
　　　　　　　　　　　　　…（１）　　Ｓ２＝（Ｖ２
／２）ｃｏｓ（ωｔ−φ）　　　　　　　　　　　　　
　　　　　…（２）となる。

【００１１】ここで、（Ｖ１／２）＝（Ｖ２／２）＝Ｖ
／２であり、後で述べるように位相補正をすると、（１
），（２）式は次の（３），（４）式のようになる。 　　Ｓ１＝（Ｖ１／２）ｃｏｓ（ωｔ＋θ）　　　　　
　　　　　　　　　　　　　…（３）　　Ｓ２＝（Ｖ２
／２）ｃｏｓ（ωｔ＋θ）　　　　　　　　　　　　　
　　　　　…（４）（３），（４）式を合成すると、次
の（５）式となる。 　　Ｓ１＋Ｓ２＝Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ＋θ）　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　…（５）もし、フィルタ
のクロス点を３ｄＢ減衰点とすると、出力信号Ｓ１，Ｓ
２はそれぞれ次の（６），（７）式のようになる。 Ｓ１＝Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ＋θ）　　　　　　　　　　　
　　　　　　　…（６）Ｓ２＝Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ＋θ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（７）出力信
号Ｓ１，Ｓ２を合成すると、次の（８）式のようになり
、 Ｓ１＋Ｓ２＝２Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ＋θ）　　　　　　　
　　　　…（８）振幅がＶより大きくなってしまう。さ
て、ＢＰＦ３２〜３５の前段には、（ＡＰＦオールパス
フィルタ）２２〜２５を設けてあり、このＡＰＦは各Ｂ
ＰＦ間の位相特性を補正するための位相シフト器である
。

【００１２】前述したように、６ｄＢ減衰のクロス点に
信号があって合成する場合、隣合うフィルタは図３（ｂ
）のように位相が２φずれている。このため、ＡＰＦに
よって順次位相をずらしていき、図３（ｃ）に示すよう
に位相特性に連続性を持たせることになる。

【００１３】図１において、各ＢＰＦの出力の合成につ
いて述べる。まず、ＢＰＦ３１と３２の出力を合成部１
０１により合成する。この合成部１０１は、例えば対数
増幅器４１，４２、ＡＭ検波器５１，５２および合成器
６１により構成されており、２つのＢＰＦ３１，３２の
出力を対数増幅器４１，４２およびＡＭ検波器５１，５
２によってＤＣレベルに変換することによって、ＡＭ検
波器５１，５２からは、対数変換された値（ｌｏｇＡ１
，ｌｏｇＡ２）を出力しているので、これらの値の差を
とれば、それがそのまま、次の（９）式のように、２つ
の出力の比率として表わされる。

【００１４】 　　ｌｏｇＡ１−ｌｏｇＡ２＝ｌｏｇ（Ａ１／Ａ２）　
　　　　　　　　　　　…（９）この比率によってフィ
ルタの出力Ｓ１，Ｓ２に重みづけをして合成する。もし
、出力Ｓ２に信号が含まれているならば、出力Ｓ１は雑
音成分のみであるから、出力Ｓ２に十分な重みづけをし
て、出力Ｓ１はほとんど出力しないように制御して合成
することで信号を含むフィルタ出力を取り出せる。以下
、この合成信号とＢＰＦ３３の出力との合成、さらに、
ＢＰＦ３４との合成…というように合成部１０２，１０
３，１０４と順次重みづけ合成を行なっていき、最終的
な出力を得る。

【００１５】次に、合成部１０１の中で用いる合成器６
１の具体的構成の例を、図４および図５に示す。まず、
図４で１１１，１１２は減算器、１２１，１２２は掛算
器、１３１は加算器であり、ＡＭ検波器５１，５２の出
力ｌｏｇＡ１，ｌｏｇＡ２をそれぞれ減算器１１１，１
１２に入力する。

【００１６】前述したように、この減算器出力は２信号
の比として表わされるので、減算器１１１および１１２
によって、次の（１０）式および（１１）式を求め、こ
れらの比をフィルタ出力Ｓ１，Ｓ２に、掛算器１２１，
１２２により重みづけをして、 　　ｌｏｇＡ１−ｌｏｇＡ２＝ｌｏｇ（Ａ１／Ａ２）　
　　　　　　　　　　　　　…（１０）　　ｌｏｇＡ２
−ｌｏｇＡ１＝ｌｏｇ（Ａ２／Ａ１）　　　　　　　　
　　　　　　…（１１）それらの出力を加算器１３１で
合成して出力する。

【００１７】次に、図５では、ダブルバランスミキサを
利用する方法をとっている。図５において、ＲＬ，ＲＥ
は抵抗、Ｔｒ１〜Ｔｒ６はトランジスタ、Ｉ１〜Ｉ６は
コレクタ電流を示す。図５の回路内を流れる電流は次の
（１２）〜（１４）式のように表わされる。 　　Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ５　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１２）　
　Ｉ３＋Ｉ４＝Ｉ６　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１３）　　
Ｉ５＋Ｉ６＝ＩＴ　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１４）回路は
対称であるので、Ｓ１＝Ｓ２またはｌｏｇＡ１＝ｌｏｇ
Ａ２　　であれば、次の（１５）式のようになる。 　　Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ３＋Ｉ４　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１５）

【００
１８】Ｓ１とＳ２に差が出てくると、この差に比例して
、トランジスタＴｒ５とＴｒ６のコレクタ電流Ｉ５とＩ
６が異なってくる。同様に、ｌｏｇＡ１とｌｏｇＡ２の
差（即ち、Ａ１とＡ２の比率）に比例してトランジスタ
Ｔｒ１〜Ｔｒ４のコレクタ電流Ｉ１〜Ｉ４が異なってく
る。この差によって、トランジスタＴｒがスイッチング
されるので、信号レベルに応じて重みづけされた出力Ｓ
１とＳ２の信号がＶ０１，Ｖ０２より出力される。

【００１９】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、複
数のフィルタを用いたＦＭ信号検出装置において、狭帯
域フィルタによって、ＦＭ変調帯域幅を分割して信号を
含むフィルタ出力を取り出せるので、Ｃ／Ｎを大きくと
れ、この狭帯域信号を復調すればＳ／Ｎを向上でき、Ｆ
Ｍ受信機の高感度化が図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＦＭ信号検出装置の一実施例の構
成図である。

【図２】ＦＭ瞬時周波数の説明図である。

【図３】図１のＢＰＦの特性図である。

【図４】図１の合成器の一例の構成図である。

【図５】図１の合成器の一例の構成図である。

【図６】従来のＦＭ信号検出装置の構成図である。

【符号の説明】

２２〜２５　　ＡＰＦ ３１〜３５　　ＢＰＦ １０１〜１０４　　合成器 ４１，４２　　対数増幅器 ５１，５２　　ＡＭ検波器 ６１　　合成器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　ＦＭ受信信号を所定の中間周波数に変
   換し、中間周波数成分の信号を得る周波数変換手段と、
   該中間周波数成分の信号の位相を所定量毎にシフトし、
   位相特性に連続性を与える補正を行ない、該所定量毎の
   位相補正信号をそれぞれ出力する複数の第１のフィルタ
   手段と、該位相補正信号および前記中間周波数成分の信
   号を入力し、入力された各信号の異なる所定の周波数帯
   域の信号を抽出する複数の第２のフィルタ手段と、該抽
   出された各周波数帯域の信号のうちの２つの信号を直流
   成分信号に変換して信号比率を算出し、該信号比率によ
   り該２つの信号に重みづけ処理して合成する演算・合成
   手段と、を備えたことを特徴とするフィルタを用いたＦ
   Ｍ信号検出装置。
2. 【請求項２】　　前記演算・合成手段は、前記２つの信
   号を直流成分信号に変換する直流成分変換手段と、該２
   つの直流成分信号の差を演算し、信号比率を算出する減
   算器と、該信号比率により前記２つの信号に重みづけ処
   理する乗算器と、該重みづけ処理された２つの信号を合
   成する加算器とからなる合成手段と、から構成したこと
   を特徴とする請求項１記載のＦＭ信号検出装置。
3. 【請求項３】　　前記合成手段は、前記第２のフィルタ
   手段により抽出された２つの信号の差および前記直流成
   分変換手段で変換して得られる直流成分信号の差に基づ
   いて、前記２つの信号を重みづけ処理するダブルバラン
   スミキサからなることを特徴とする請求項２記載のＦＭ
   信号検出装置。