JPH0529979A - フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 - Google Patents
フイルタを用いたｆｍ信号検出装置Info
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- JPH0529979A JPH0529979A JP3207442A JP20744291A JPH0529979A JP H0529979 A JPH0529979 A JP H0529979A JP 3207442 A JP3207442 A JP 3207442A JP 20744291 A JP20744291 A JP 20744291A JP H0529979 A JPH0529979 A JP H0529979A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ受信機の高感度化を図るため、ＦＭ変調
帯域幅の狭帯域化による雑音低減及び狭帯域化により生
じる応答性の劣化を改善することである。 【構成】 ＦＭ受信信号は局部発振器３からの周波数信
号が供給される掛算器２により周波数変換され、その出
力はＢＰＦ２１に直接、他のＢＰＦ２２〜２ｎには移相
器１２〜１ｎで位相補正を受けてから、入力することに
よって所定の周波数帯域に分割され、各帯域分割信号は
重み付け回路３１〜３ｎで重み付けされてから加算器４
で合成され、その合成信号はＦＭ検波回路５で検波され
ＬＰＦ６を介して復調信号が出力端子８に出力される。
上記復調信号は各電圧比較器４１〜４ｎに入力され、該
比較器より各重み付け回路に重み付け制御信号が送られ
る。
帯域幅の狭帯域化による雑音低減及び狭帯域化により生
じる応答性の劣化を改善することである。 【構成】 ＦＭ受信信号は局部発振器３からの周波数信
号が供給される掛算器２により周波数変換され、その出
力はＢＰＦ２１に直接、他のＢＰＦ２２〜２ｎには移相
器１２〜１ｎで位相補正を受けてから、入力することに
よって所定の周波数帯域に分割され、各帯域分割信号は
重み付け回路３１〜３ｎで重み付けされてから加算器４
で合成され、その合成信号はＦＭ検波回路５で検波され
ＬＰＦ６を介して復調信号が出力端子８に出力される。
上記復調信号は各電圧比較器４１〜４ｎに入力され、該
比較器より各重み付け回路に重み付け制御信号が送られ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はフィルタを用いたＦＭ信
号検出装置に係り、特に複数個の狭帯域ＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）を用いてＦＭ変調帯域幅を分割してＦＭ
復調を行なうタイプのＦＭ信号検出装置の改良に関す
る。
号検出装置に係り、特に複数個の狭帯域ＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）を用いてＦＭ変調帯域幅を分割してＦＭ
復調を行なうタイプのＦＭ信号検出装置の改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ受信機の高感度化に有効なシステム
の１つにＰＬＬ復調方式が知られている。図８はこのよ
うな、従来のＰＬＬ復調方式のＦＭ信号検出装置のブロ
ック図で、８１は入力端子、８２は位相比較器、８３は
ループフィルタ、８４は増幅器、８５はＶＣＯ、８６は
出力端子である。図８において、ＰＬＬ復調を行なう場
合、入力端子８１から入力されたＦＭ信号を、位相比較
器８２によって電圧制御器（ＶＣＯという）８５からの
信号と位相比較し、その位相差に応じた誤差電圧を出力
し、この誤差電圧をループフィルタ８３、増幅器８４に
通して、出力端子８６から復調信号として取り出す一
方、ＶＣＯ８５の発振周波数を制御する。
の１つにＰＬＬ復調方式が知られている。図８はこのよ
うな、従来のＰＬＬ復調方式のＦＭ信号検出装置のブロ
ック図で、８１は入力端子、８２は位相比較器、８３は
ループフィルタ、８４は増幅器、８５はＶＣＯ、８６は
出力端子である。図８において、ＰＬＬ復調を行なう場
合、入力端子８１から入力されたＦＭ信号を、位相比較
器８２によって電圧制御器（ＶＣＯという）８５からの
信号と位相比較し、その位相差に応じた誤差電圧を出力
し、この誤差電圧をループフィルタ８３、増幅器８４に
通して、出力端子８６から復調信号として取り出す一
方、ＶＣＯ８５の発振周波数を制御する。
【０００３】このように、ＰＬＬ復調方式は雑音成分に
埋もれた目的信号に追尾することは可能であるが、ＰＬ
Ｌの応答特性はループの帯域特性に左右され、このルー
プ帯域幅はＬＰＦ（低域フィルタ）の時定数により決定
される。より忠実なトラッキング特性を得たい場合に
は、ループ帯域幅を広くとる必要があるが、この場合、
帯域が広くなった分だけ雑音の影響を受けやすくなる欠
点がある。一方、雑音の影響を小さくするためには、ル
ープ帯域幅を狭くする必要があるが、この場合にはルー
プでの応答遅れの影響が大きくなってくる欠点もある。
埋もれた目的信号に追尾することは可能であるが、ＰＬ
Ｌの応答特性はループの帯域特性に左右され、このルー
プ帯域幅はＬＰＦ（低域フィルタ）の時定数により決定
される。より忠実なトラッキング特性を得たい場合に
は、ループ帯域幅を広くとる必要があるが、この場合、
帯域が広くなった分だけ雑音の影響を受けやすくなる欠
点がある。一方、雑音の影響を小さくするためには、ル
ープ帯域幅を狭くする必要があるが、この場合にはルー
プでの応答遅れの影響が大きくなってくる欠点もある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような、ＰＬＬ等
フィードバック方式のＦＭ復調において避けられない応
答遅れの影響を受けることなく、ＦＭ受信機のＳ／Ｎを
改善し、高感度化を図ることができるＦＭ信号検出装置
を、本出願人は特願平３−４７７１４号、特願平３−４
７７１５号を先に出願した。上記先願のＦＭ信号検出装
置は、ＦＭ変調帯域幅を複数個の狭帯域ＢＰＦにより分
割し、各ＢＰＦの出力を包絡線検波し、これらの検波出
力をレベル比較し、最大レベルとなるＢＰＦの出力をス
イッチングして取り出しＦＭ復調する。
フィードバック方式のＦＭ復調において避けられない応
答遅れの影響を受けることなく、ＦＭ受信機のＳ／Ｎを
改善し、高感度化を図ることができるＦＭ信号検出装置
を、本出願人は特願平３−４７７１４号、特願平３−４
７７１５号を先に出願した。上記先願のＦＭ信号検出装
置は、ＦＭ変調帯域幅を複数個の狭帯域ＢＰＦにより分
割し、各ＢＰＦの出力を包絡線検波し、これらの検波出
力をレベル比較し、最大レベルとなるＢＰＦの出力をス
イッチングして取り出しＦＭ復調する。
【０００５】しかしこの先願の方式では、狭帯域ＢＰＦ
の出力レベルを比較する場合、ベースバンド周波数が高
くなると、狭帯域のためＢＰＦの応答性が劣化し、ＦＭ
の周波数偏移に対し追従ができなくなってしまう。よっ
てこのような状態でレベル比較してスイッチング動作を
行なうと、信号の入っていないＢＰＦの出力を取り出し
てしまう、といった誤動作を起こす可能性がある。
の出力レベルを比較する場合、ベースバンド周波数が高
くなると、狭帯域のためＢＰＦの応答性が劣化し、ＦＭ
の周波数偏移に対し追従ができなくなってしまう。よっ
てこのような状態でレベル比較してスイッチング動作を
行なうと、信号の入っていないＢＰＦの出力を取り出し
てしまう、といった誤動作を起こす可能性がある。
【０００６】ベースバンド信号と、ＢＰＦを通過させた
ＦＭ信号の関係を図７に示す。ベースバンド信号は、キ
ャリアの中心周波数（ｆｃ）を中心として±△ｆの周波
数偏移で変化している。このベースバンド信号で変調を
かけたＦＭ信号を狭帯域ＢＰＦに通す。今、ＢＰＦは中
心周波数ｆｃの出力について述べる（図のＢＰＦ群のう
ちののフィルタ出力）。ＦＭ信号をこのＢＰＦに通過
させた出力は、周波数がｆｃ周辺（周波数偏移が０の周
辺）でＦＭ信号の振幅が最大となり、ｆｃから周波数が
ずれていくとＦＭ信号の振幅レベルは減衰する。
ＦＭ信号の関係を図７に示す。ベースバンド信号は、キ
ャリアの中心周波数（ｆｃ）を中心として±△ｆの周波
数偏移で変化している。このベースバンド信号で変調を
かけたＦＭ信号を狭帯域ＢＰＦに通す。今、ＢＰＦは中
心周波数ｆｃの出力について述べる（図のＢＰＦ群のう
ちののフィルタ出力）。ＦＭ信号をこのＢＰＦに通過
させた出力は、周波数がｆｃ周辺（周波数偏移が０の周
辺）でＦＭ信号の振幅が最大となり、ｆｃから周波数が
ずれていくとＦＭ信号の振幅レベルは減衰する。
【０００７】即ち、同図（ａ−１）のようなベースバン
ド信号で変調した場合、ＢＰＦの出力として（ａ−２）
のようなＦＭ信号が得られる。他の中心周波数、例えば
中心周波数ｆｃ＋△ｆのＢＰＦでは、ｆｃ＋△ｆの周波
数で振幅が最大となり、この周波数からずれれば振幅レ
ベルは減衰する。このように周波数偏移に応じて各ＢＰ
Ｆの出力レベルが変化するので包絡線検波によるレベル
比較が可能である。
ド信号で変調した場合、ＢＰＦの出力として（ａ−２）
のようなＦＭ信号が得られる。他の中心周波数、例えば
中心周波数ｆｃ＋△ｆのＢＰＦでは、ｆｃ＋△ｆの周波
数で振幅が最大となり、この周波数からずれれば振幅レ
ベルは減衰する。このように周波数偏移に応じて各ＢＰ
Ｆの出力レベルが変化するので包絡線検波によるレベル
比較が可能である。
【０００８】しかし、同図（ｂ）に示すように、ベース
バンド信号の周波数が高くなってくると、周波数偏移の
変化にＢＰＦが追従できなくなってしまい、（ｂ−２）
に示すようにＢＰＦ通過後のＦＭ信号の振幅はフラット
になってしまう。またフラットにならないまでも、（ａ
−２）のような振幅のピーク・ディップが本来の位置よ
りずれて（遅れて）しまう。このような状態でレベル比
較しても、正確にＦＭ信号を取り出すことは、もはや不
可能である。ＢＰＦの帯域幅を広くしていけば、この問
題は解決できるが、必要以上に帯域を広くしてしまう
と、その分雑音が増加してしまい、結果としてＣ（キャ
リア）／Ｎ（ノイズ）が劣化してしまう。
バンド信号の周波数が高くなってくると、周波数偏移の
変化にＢＰＦが追従できなくなってしまい、（ｂ−２）
に示すようにＢＰＦ通過後のＦＭ信号の振幅はフラット
になってしまう。またフラットにならないまでも、（ａ
−２）のような振幅のピーク・ディップが本来の位置よ
りずれて（遅れて）しまう。このような状態でレベル比
較しても、正確にＦＭ信号を取り出すことは、もはや不
可能である。ＢＰＦの帯域幅を広くしていけば、この問
題は解決できるが、必要以上に帯域を広くしてしまう
と、その分雑音が増加してしまい、結果としてＣ（キャ
リア）／Ｎ（ノイズ）が劣化してしまう。
【０００９】本発明の目的は上記のような、ＦＭ変調帯
域幅の狭帯域化による雑音低減と、狭帯域化により起こ
る応答性の劣化を改善して、ＦＭ受信機の高感度化を図
ることにある。
域幅の狭帯域化による雑音低減と、狭帯域化により起こ
る応答性の劣化を改善して、ＦＭ受信機の高感度化を図
ることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のフィルタを用いたＦＭ信号検出装置は、Ｆ
Ｍ受信信号を発振周波数信号に基づいて所定の中間周波
数に変換し中間周波数成分の信号を得る周波数変換手段
と、前記中間周波数成分の信号を所定の異なる複数の位
相量で移相して位相ずれを補正し複数の異なる位相補正
信号を出力する位相補正手段と、前記中間周波数成分の
信号及び前記複数の異なる位相補正信号をそれぞれ所定
の周波数帯域に分割しそれぞれ帯域分割信号を出力する
フィルタ手段と、前記各帯域分割信号を所定の重み付け
制御信号に基づいて所定の重み付け処理を行ない重み付
け処理信号を出力する重み付け処理手段と、前記各重み
付け処理信号を合成すると共に、得られた合成信号をＦ
Ｍ検波し復調信号を出力する合成・復調手段と、前記復
調信号の周波数変化量に応じた信号に基づいて、前記復
調信号と異なる複数の基準信号とをそれぞれ比較しその
結果得られた重み付け制御信号を前記重み付け処理手段
に出力する比較手段と、を有し、前記復調信号の周波数
変化量に応じた重み付け制御信号に基づいて重み付け処
理を行ない前記帯域分割信号の中心周波数及び帯域幅を
可変することを特徴とする。
め、本発明のフィルタを用いたＦＭ信号検出装置は、Ｆ
Ｍ受信信号を発振周波数信号に基づいて所定の中間周波
数に変換し中間周波数成分の信号を得る周波数変換手段
と、前記中間周波数成分の信号を所定の異なる複数の位
相量で移相して位相ずれを補正し複数の異なる位相補正
信号を出力する位相補正手段と、前記中間周波数成分の
信号及び前記複数の異なる位相補正信号をそれぞれ所定
の周波数帯域に分割しそれぞれ帯域分割信号を出力する
フィルタ手段と、前記各帯域分割信号を所定の重み付け
制御信号に基づいて所定の重み付け処理を行ない重み付
け処理信号を出力する重み付け処理手段と、前記各重み
付け処理信号を合成すると共に、得られた合成信号をＦ
Ｍ検波し復調信号を出力する合成・復調手段と、前記復
調信号の周波数変化量に応じた信号に基づいて、前記復
調信号と異なる複数の基準信号とをそれぞれ比較しその
結果得られた重み付け制御信号を前記重み付け処理手段
に出力する比較手段と、を有し、前記復調信号の周波数
変化量に応じた重み付け制御信号に基づいて重み付け処
理を行ない前記帯域分割信号の中心周波数及び帯域幅を
可変することを特徴とする。
【００１１】
【作用】本発明の装置において、ＦＭ受信信号は中間周
波数成分の信号に変換され、その位相ずれを複数の位相
量で移相することにより補正し、複数の位相補正信号を
得る。中間周波数成分の信号及び複数の位相補正信号
は、それぞれ所定の周波数帯域に分割され、各帯域分割
信号は所定の重み付け制御信号に基づいて重み付けさ
れ、重み付け処理信号が得られる。各重み付け処理信号
は合成され、その合成信号を復調すると共にその復調信
号の周波数変化量に応じて上記復調信号と異なる複数の
基準信号とをそれぞれ比較することにより前記重み付け
制御信号を得る。
波数成分の信号に変換され、その位相ずれを複数の位相
量で移相することにより補正し、複数の位相補正信号を
得る。中間周波数成分の信号及び複数の位相補正信号
は、それぞれ所定の周波数帯域に分割され、各帯域分割
信号は所定の重み付け制御信号に基づいて重み付けさ
れ、重み付け処理信号が得られる。各重み付け処理信号
は合成され、その合成信号を復調すると共にその復調信
号の周波数変化量に応じて上記復調信号と異なる複数の
基準信号とをそれぞれ比較することにより前記重み付け
制御信号を得る。
【００１２】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図１は本発明によるフィルタを用いたＦＭ信号検出装置
の一実施例である。同図において、１はＦＭ受信信号が
印加される入力端子、２は掛算器、３は局部発振器で、
これらにより周波数変換手段が構成される。１２，１
３，…１ｎはそれぞれ移相器であって、位相補正手段を
構成している。２１，２２，２３〜２ｎはそれぞれＢＰ
Ｆ（バンドパスフィルタ）で、周波数帯域分割用フィル
タ手段を構成する。
図１は本発明によるフィルタを用いたＦＭ信号検出装置
の一実施例である。同図において、１はＦＭ受信信号が
印加される入力端子、２は掛算器、３は局部発振器で、
これらにより周波数変換手段が構成される。１２，１
３，…１ｎはそれぞれ移相器であって、位相補正手段を
構成している。２１，２２，２３〜２ｎはそれぞれＢＰ
Ｆ（バンドパスフィルタ）で、周波数帯域分割用フィル
タ手段を構成する。
【００１３】３１，３２，３３〜３ｎはそれぞれ重み付
け回路で、フィルタ手段からの各帯域分割信号を重み付
けするための重み付け手段を構成している。４は加算
器、５はＦＭ検波器、６はＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、８は出力端子で、これらにより合成復調手段を構
成している。
け回路で、フィルタ手段からの各帯域分割信号を重み付
けするための重み付け手段を構成している。４は加算
器、５はＦＭ検波器、６はＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、８は出力端子で、これらにより合成復調手段を構
成している。
【００１４】７は微分器、４１，４２，４３〜４ｎはそ
れぞれ電圧比較器、５１，５２，５３〜５ｎはそれぞれ
基準電圧源で、これらにより比較手段を構成しており、
各比較器より前記各重み付け回路に、重み付け制御信号
を送る。
れぞれ電圧比較器、５１，５２，５３〜５ｎはそれぞれ
基準電圧源で、これらにより比較手段を構成しており、
各比較器より前記各重み付け回路に、重み付け制御信号
を送る。
【００１５】次に上述した実施例の動作を説明する。入
力端子１にＩＦ信号（１０．７ＭHz）を入力し、掛算器
２によって、局部発振器３から出力される信号の周波数
との和及び差の周波数信号成分に変換する。後段のＢＰ
Ｆ２１，２２，２３…２ｎでは、このうちの差周波数成
分（中間周波数成分）を通過させる。
力端子１にＩＦ信号（１０．７ＭHz）を入力し、掛算器
２によって、局部発振器３から出力される信号の周波数
との和及び差の周波数信号成分に変換する。後段のＢＰ
Ｆ２１，２２，２３…２ｎでは、このうちの差周波数成
分（中間周波数成分）を通過させる。
【００１６】ＢＰＦ２１を除くＢＰＦ２２，２３…２ｎ
の前段には移相器１２，１３，…１ｎを設けてあり、各
ＢＰＦ間に生ずる位相ずれの補正を行なう。図２にＢＰ
Ｆの位相特性を示す。ＢＰＦの中心周波数では０°位相
であるが、信号の周波数が中心からずれていくと位相も
ずれていく。隣りあうＢＰＦのクロス点では同図に示す
ようにφから−φまで２φの位相ずれが起こる。各ＢＰ
Ｆ出力を合成する際、そのままでは同じ周波数成分であ
りながら、２φずれた信号を合成することになってしま
う。そこで移相器１２〜１ｎにより、順次ＢＰＦの位相
特性を２φずつ位相して、位相補正を行ない、ＢＰＦ間
の位相特性に連続性をもたせる。
の前段には移相器１２，１３，…１ｎを設けてあり、各
ＢＰＦ間に生ずる位相ずれの補正を行なう。図２にＢＰ
Ｆの位相特性を示す。ＢＰＦの中心周波数では０°位相
であるが、信号の周波数が中心からずれていくと位相も
ずれていく。隣りあうＢＰＦのクロス点では同図に示す
ようにφから−φまで２φの位相ずれが起こる。各ＢＰ
Ｆ出力を合成する際、そのままでは同じ周波数成分であ
りながら、２φずれた信号を合成することになってしま
う。そこで移相器１２〜１ｎにより、順次ＢＰＦの位相
特性を２φずつ位相して、位相補正を行ない、ＢＰＦ間
の位相特性に連続性をもたせる。
【００１７】掛算器２の出力、及び移相器１２，１３…
１ｎの出力をそれぞれＢＰＦ２１及び２２，２３…２ｎ
に入力し、各ＢＰＦの出力を重み付け回路３１，３２，
３３…３ｎで重み付けを行なった上で、加算器４で合成
する。この合成出力をＦＭ検波器５でＦＭ復調し、ＬＰ
Ｆ６を通して出力端子８に復調信号が得られる。この復
調信号は、そのまま音声信号としてスピーカ出力すると
共に先に述べた重み付け回路への重み付け制御のために
使用する。
１ｎの出力をそれぞれＢＰＦ２１及び２２，２３…２ｎ
に入力し、各ＢＰＦの出力を重み付け回路３１，３２，
３３…３ｎで重み付けを行なった上で、加算器４で合成
する。この合成出力をＦＭ検波器５でＦＭ復調し、ＬＰ
Ｆ６を通して出力端子８に復調信号が得られる。この復
調信号は、そのまま音声信号としてスピーカ出力すると
共に先に述べた重み付け回路への重み付け制御のために
使用する。
【００１８】ＬＰＦ６の出力の復調信号は、ＦＭ信号の
周波数の変化分を電圧値に変換したものである。この電
圧値から、ＦＭ信号の瞬時周波数を検出し、この周波数
成分を通過させる帯域をもつＢＰＦのみに重み付けすれ
ば狭帯域ＦＭ信号が取り出せる。
周波数の変化分を電圧値に変換したものである。この電
圧値から、ＦＭ信号の瞬時周波数を検出し、この周波数
成分を通過させる帯域をもつＢＰＦのみに重み付けすれ
ば狭帯域ＦＭ信号が取り出せる。
【００１９】これを実現するために前記復調信号をｎ個
の電圧比較器４１，４２，４３…４ｎの一方の入力端子
に入力する。もう一方の入力端子には基準電圧源５１，
５２，５３…５ｎが接続されている。基準電圧源５１，
５２，５３…５ｎの電圧値は、キャリアの中心周波数と
ＢＰＦの中心周波数の差に対応して設定する。
の電圧比較器４１，４２，４３…４ｎの一方の入力端子
に入力する。もう一方の入力端子には基準電圧源５１，
５２，５３…５ｎが接続されている。基準電圧源５１，
５２，５３…５ｎの電圧値は、キャリアの中心周波数と
ＢＰＦの中心周波数の差に対応して設定する。
【００２０】即ち、図３（ａ）に示すようにキャリア周
波数ｆｃに一致する中心周波数をもつＢＰＦに対する基
準電圧はＶro（＝０）であり、ｆｃか＋△ｆずれた周波
数（ｆｃ＋△ｆ）を中心とするＢＰＦに対してはＶro＋
△Ｖｒ（＝Ｖｒ）、同様にｆｃから−△ｆずれた周波数
（ｆｃ−△ｆ）を中心とするＢＰＦに対しては、Ｖro−
△Ｖｒ（＝−Ｖｒ）というように基準電圧を設定する。
電圧比較器の特性は図３（ｂ）のように基準電圧Ｖｒと
ＦＭ復調電圧Ｖとの差（Ｖ−Ｖｒ）が±△Ｖの範囲にあ
る時電圧比較器の出力がハイレベルになるように設定す
る。この範囲をはずれれば、隣りの電圧比較器の比較結
果が±△Ｖの範囲に入り、その出力がハイレベルにな
る。この電圧比較器４１，４２，４３…４ｎの出力電圧
重み付け制御信号によって、重み付け回路３１，３２，
３３…３ｎを制御する。重み付けはＢＰＦの出力に電圧
比較器の出力電圧を掛け合わせることで成されるので、
重み付け回路は、掛算器で簡単に構成できる。即ち、電
圧比較器出力がハイレベルの時のみＢＰＦの出力に重み
付けが成される。この場合、電圧比較器の特性として必
ず１つのＢＰＦのみ重み付けをするように設定してあ
る。前述のようにベースバンド周波数が低ければ、１つ
のＢＰＦでも信号の変化に十分対応できるが、周波数が
高くなると追従できなくなってしまう。この問題を解消
するために重み付けをするＢＰＦの数を増やし追従可能
範囲まで帯域を広くする必要がある（但し、必要以上に
帯域を広くしてしまうと、雑音を増加させるだけなので
追従性を損なわない必要最小限の帯域にとどめなければ
ならない）。
波数ｆｃに一致する中心周波数をもつＢＰＦに対する基
準電圧はＶro（＝０）であり、ｆｃか＋△ｆずれた周波
数（ｆｃ＋△ｆ）を中心とするＢＰＦに対してはＶro＋
△Ｖｒ（＝Ｖｒ）、同様にｆｃから−△ｆずれた周波数
（ｆｃ−△ｆ）を中心とするＢＰＦに対しては、Ｖro−
△Ｖｒ（＝−Ｖｒ）というように基準電圧を設定する。
電圧比較器の特性は図３（ｂ）のように基準電圧Ｖｒと
ＦＭ復調電圧Ｖとの差（Ｖ−Ｖｒ）が±△Ｖの範囲にあ
る時電圧比較器の出力がハイレベルになるように設定す
る。この範囲をはずれれば、隣りの電圧比較器の比較結
果が±△Ｖの範囲に入り、その出力がハイレベルにな
る。この電圧比較器４１，４２，４３…４ｎの出力電圧
重み付け制御信号によって、重み付け回路３１，３２，
３３…３ｎを制御する。重み付けはＢＰＦの出力に電圧
比較器の出力電圧を掛け合わせることで成されるので、
重み付け回路は、掛算器で簡単に構成できる。即ち、電
圧比較器出力がハイレベルの時のみＢＰＦの出力に重み
付けが成される。この場合、電圧比較器の特性として必
ず１つのＢＰＦのみ重み付けをするように設定してあ
る。前述のようにベースバンド周波数が低ければ、１つ
のＢＰＦでも信号の変化に十分対応できるが、周波数が
高くなると追従できなくなってしまう。この問題を解消
するために重み付けをするＢＰＦの数を増やし追従可能
範囲まで帯域を広くする必要がある（但し、必要以上に
帯域を広くしてしまうと、雑音を増加させるだけなので
追従性を損なわない必要最小限の帯域にとどめなければ
ならない）。
【００２１】ベースバンド周波数の高低に応じて重み付
けをするＢＰＦの数を変える（即ち帯域幅を変化させ
る）一方法として、ＦＭ復調出力（ＬＰＦ６）の出力を
微分器７に入力する。微分器７は復調信号の変化分を取
り出すものであるから、復調信号の周波数が高くなれ
ば、微分器７の出力電圧は高くなり、周波数が低くなれ
ば、出力電圧も低くなる。この出力電圧により電圧比較
器の特性を可変して、重み付けをするＢＰＦの数を変化
させる。具体例を以下に示す。
けをするＢＰＦの数を変える（即ち帯域幅を変化させ
る）一方法として、ＦＭ復調出力（ＬＰＦ６）の出力を
微分器７に入力する。微分器７は復調信号の変化分を取
り出すものであるから、復調信号の周波数が高くなれ
ば、微分器７の出力電圧は高くなり、周波数が低くなれ
ば、出力電圧も低くなる。この出力電圧により電圧比較
器の特性を可変して、重み付けをするＢＰＦの数を変化
させる。具体例を以下に示す。
【００２２】図４に、ＢＰＦの重み付けの数を変化させ
る装置のブロック図を、図５にはこの装置の出力電圧を
示す。入力端子８（図１の出力端子）及び微分器７は図
１に示すものと同一である。出力端子８に出力されるＦ
Ｍ復調信号（電圧値：Ｖ）を電圧比較器６１に入力し、
固定基準電圧源６２のＶｒ1（電圧値：Ｖｒ1）と比較
し、その差Ｖ−Ｖｒ1が出力される。この出力電圧Ｖ01
は、入力電圧（ＦＭ復調信号）の変化に対し、図５
（ａ）のように変化する。これを検波器６３により負電
圧を正電圧に変換する（図５ｂ）。この検波器６３の出
力電圧を電圧比較器６４に入力し、基準電圧源６５と比
較する。ここで基準電圧源６５の出力電圧Ｖｒ2は先に
述べたようにＦＭ復調信号の微分出力によって制御され
可変する。復調信号の周波数が高くなれば、Ｖｒ2は大
きくなり、周波数が低くなるとＶｒ2は小さくなる。電
圧比較器６４では、Ｖｏ2とＶｒ2を比較して、Ｖｏ2が
Ｖｒ2より小さい時に電圧比較器６４の出力がハイレベ
ルになる。よってＶｒ2が図５（ｂ）に示す値の時、電
圧比較器６４の出力Ｖｏ3は同図（ｃ−１）のようにな
り、Ｖｒ2電圧が上がってＶｒ2’となるとＶｏ3は同図
（ｃ−２）のようになり、ハイレベルの範囲が広がる。
る装置のブロック図を、図５にはこの装置の出力電圧を
示す。入力端子８（図１の出力端子）及び微分器７は図
１に示すものと同一である。出力端子８に出力されるＦ
Ｍ復調信号（電圧値：Ｖ）を電圧比較器６１に入力し、
固定基準電圧源６２のＶｒ1（電圧値：Ｖｒ1）と比較
し、その差Ｖ−Ｖｒ1が出力される。この出力電圧Ｖ01
は、入力電圧（ＦＭ復調信号）の変化に対し、図５
（ａ）のように変化する。これを検波器６３により負電
圧を正電圧に変換する（図５ｂ）。この検波器６３の出
力電圧を電圧比較器６４に入力し、基準電圧源６５と比
較する。ここで基準電圧源６５の出力電圧Ｖｒ2は先に
述べたようにＦＭ復調信号の微分出力によって制御され
可変する。復調信号の周波数が高くなれば、Ｖｒ2は大
きくなり、周波数が低くなるとＶｒ2は小さくなる。電
圧比較器６４では、Ｖｏ2とＶｒ2を比較して、Ｖｏ2が
Ｖｒ2より小さい時に電圧比較器６４の出力がハイレベ
ルになる。よってＶｒ2が図５（ｂ）に示す値の時、電
圧比較器６４の出力Ｖｏ3は同図（ｃ−１）のようにな
り、Ｖｒ2電圧が上がってＶｒ2’となるとＶｏ3は同図
（ｃ−２）のようになり、ハイレベルの範囲が広がる。
【００２３】図１の電圧比較器を図４の装置に置き換え
ることによって、それぞれの電圧比較器の出力がハイレ
ベルになる範囲がベースバンド周波数の変化によって変
わり、ハイレベル範囲が重なった時に、複数のＢＰＦに
重み付けが成され、結果として帯域が可変できる。
ることによって、それぞれの電圧比較器の出力がハイレ
ベルになる範囲がベースバンド周波数の変化によって変
わり、ハイレベル範囲が重なった時に、複数のＢＰＦに
重み付けが成され、結果として帯域が可変できる。
【００２４】図４に示す可変基準電圧源６５の具体的構
成例を図６に示す。同図から明らかなように可変基準電
圧源６５はオペアンプ７２と抵抗７３〜７６及び固定電
圧源７７で構成され、入力端子７１には微分器７の出力
電圧Ｖ’を入力する。固定電圧源７７の電圧をＥとする
と、出力端子７８の出力電圧Ｖｒ2はＶｒ2＝（Ｖ’＋
Ｅ）／２で与えられる。よって微分器出力電圧Ｖ’が大
きくなる（ベースバンド周波数が高くなる）とＶｒ2は
大きくなり、Ｖ’が小さくなると（ベースバンド周波数
が低くなる）とＶｒ2は小さくなり電圧値が可変でき
る。
成例を図６に示す。同図から明らかなように可変基準電
圧源６５はオペアンプ７２と抵抗７３〜７６及び固定電
圧源７７で構成され、入力端子７１には微分器７の出力
電圧Ｖ’を入力する。固定電圧源７７の電圧をＥとする
と、出力端子７８の出力電圧Ｖｒ2はＶｒ2＝（Ｖ’＋
Ｅ）／２で与えられる。よって微分器出力電圧Ｖ’が大
きくなる（ベースバンド周波数が高くなる）とＶｒ2は
大きくなり、Ｖ’が小さくなると（ベースバンド周波数
が低くなる）とＶｒ2は小さくなり電圧値が可変でき
る。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明のＦＭ信号検
出装置によれば、ＦＭ変調帯域幅をＦＭ信号の変化に合
わせて狭帯域化することにより帯域内の雑音を低減で
き、Ｓ／Ｎのよい復調信号が得られる。また、ベースバ
ンド周波数が高い時に、狭帯域化によって生ずる応答遅
れを狭帯域化する帯域幅を可変することにより解決でき
る。
出装置によれば、ＦＭ変調帯域幅をＦＭ信号の変化に合
わせて狭帯域化することにより帯域内の雑音を低減で
き、Ｓ／Ｎのよい復調信号が得られる。また、ベースバ
ンド周波数が高い時に、狭帯域化によって生ずる応答遅
れを狭帯域化する帯域幅を可変することにより解決でき
る。
【図１】本発明のＦＭ信号検出装置の一実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】上記実施例における各ＢＰＦの位相特性図であ
る。
る。
【図３】上記実施例における電圧比較器の特性図であ
る。
る。
【図４】前記実施例において重み付けをするＢＰＦの数
を変化させる方式のブロック図である。
を変化させる方式のブロック図である。
【図５】図４のブロックの出力電圧特性図である。
【図６】可変基準電圧源の一構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図７】ベースバンド信号とＢＰＦを通過させたＦＭ信
号との関係を示す図である。
号との関係を示す図である。
【図８】従来のＰＬＬ復調方式のＦＭ信号検出装置を示
すブロック図である。
すブロック図である。
２ 掛算器 ３ 局部発振器 １２〜１ｎ 移相器 ２１〜２ｎ ＢＰＦ ３１〜３ｎ 重み付け回路 ４ 加算器 ５ ＦＭ検波回路 ７ 微分器 ４１〜４ｎ 比較器 ５１〜５ｎ 基準電圧源
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 ＦＭ受信信号を発振周波数信号に基づい
て所定の中間周波数に変換し中間周波数成分の信号を得
る周波数変換手段と、 前記中間周波数成分の信号を所定の異なる複数の位相量
で移相して位相ずれを補正し複数の異なる位相補正信号
を出力する位相補正手段と、 前記中間周波数成分の信号及び前記複数の異なる位相補
正信号をそれぞれ所定の周波数帯域に分割しそれぞれ帯
域分割信号を出力するフィルタ手段と、 前記各帯域分割信号を所定の重み付け制御信号に基づい
て所定の重み付け処理を行ない重み付け処理信号を出力
する重み付け処理手段と、 前記各重み付け処理信号を合成すると共に、得られた合
成信号をＦＭ検波し復調信号を出力する合成・復調手段
と、 前記復調信号の周波数変化量に応じた信号に基づいて、
前記復調信号と異なる複数の基準信号とをそれぞれ比較
しその結果得られた重み付け制御信号を前記重み付け処
理手段に出力する比較手段と、 を有し、 前記復調信号の周波数変化量に応じた重み付け制御信号
に基づいて重み付け処理を行ない前記帯域分割信号の中
心周波数及び帯域幅を可変することを特徴とするフィル
タを用いたＦＭ信号検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3207442A JPH0529979A (ja) | 1991-07-24 | 1991-07-24 | フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3207442A JPH0529979A (ja) | 1991-07-24 | 1991-07-24 | フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0529979A true JPH0529979A (ja) | 1993-02-05 |
Family
ID=16539839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3207442A Pending JPH0529979A (ja) | 1991-07-24 | 1991-07-24 | フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0529979A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995003650A1 (de) * | 1993-07-22 | 1995-02-02 | Becker Gmbh | Zf-filteranordnung für fm-empfangssignale |
| US6711965B2 (en) | 1998-12-25 | 2004-03-30 | Nsk Ltd. | Electric steering column apparatus |
| US7444900B2 (en) | 2002-03-20 | 2008-11-04 | Nsk Ltd. | Electrically-driven steering column apparatus |
-
1991
- 1991-07-24 JP JP3207442A patent/JPH0529979A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995003650A1 (de) * | 1993-07-22 | 1995-02-02 | Becker Gmbh | Zf-filteranordnung für fm-empfangssignale |
| US5584063A (en) * | 1993-07-22 | 1996-12-10 | Becker Gmbh. | If filter arrangement for FM reception signals |
| US6711965B2 (en) | 1998-12-25 | 2004-03-30 | Nsk Ltd. | Electric steering column apparatus |
| US7191679B2 (en) | 1998-12-25 | 2007-03-20 | Nsk Ltd. | Electric steering column apparatus |
| US7444900B2 (en) | 2002-03-20 | 2008-11-04 | Nsk Ltd. | Electrically-driven steering column apparatus |
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