JPH0514228A - フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 - Google Patents
フイルタを用いたｆｍ信号検出装置Info
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- JPH0514228A JPH0514228A JP18517691A JP18517691A JPH0514228A JP H0514228 A JPH0514228 A JP H0514228A JP 18517691 A JP18517691 A JP 18517691A JP 18517691 A JP18517691 A JP 18517691A JP H0514228 A JPH0514228 A JP H0514228A
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- phase
- frequency
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ変調帯域幅を複数個のＢＰＦで分割する
方式のＦＭ受信機のＳ／Ｎを改善し、高感度化を図るこ
とである。 【構成】 入力端子１に加えられたＦＭ信号は掛算器２
により局部発振器３からの発振信号との和及び差の周波
数成分のＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号はＢＰＦ
１２，２２，３２〜ｎ２を通すことにより差成分のＩＦ
信号がとり出され、また移相器２１，３１，…ｎ１によ
りその位相を補正する。上記ＩＦ信号は位相比較器１
３，２３，３３〜ｎ３においてＶＣＯ信号と位相比較さ
れ、その位相差によりＦＭ信号の周波数成分を検出し、
何れかのスイッチ１６〜ｎ６をオンにして加算器４を介
してとり出す。
方式のＦＭ受信機のＳ／Ｎを改善し、高感度化を図るこ
とである。 【構成】 入力端子１に加えられたＦＭ信号は掛算器２
により局部発振器３からの発振信号との和及び差の周波
数成分のＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号はＢＰＦ
１２，２２，３２〜ｎ２を通すことにより差成分のＩＦ
信号がとり出され、また移相器２１，３１，…ｎ１によ
りその位相を補正する。上記ＩＦ信号は位相比較器１
３，２３，３３〜ｎ３においてＶＣＯ信号と位相比較さ
れ、その位相差によりＦＭ信号の周波数成分を検出し、
何れかのスイッチ１６〜ｎ６をオンにして加算器４を介
してとり出す。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ信号検出装置に係
り、特にＦＭ信号の復調において、ＦＭ変調帯域幅を複
数個の狭帯域ＢＰＦで分割し、ＰＬＬ回路によってＦＭ
変調信号の周波数成分を検出し、その周波数成分を通過
させる上記の狭帯域ＢＰＦを選択し、その出力を取り出
すことにより、変調帯域幅を狭帯域化させ、その信号を
復調するＦＭ信号検出装置に関する。
り、特にＦＭ信号の復調において、ＦＭ変調帯域幅を複
数個の狭帯域ＢＰＦで分割し、ＰＬＬ回路によってＦＭ
変調信号の周波数成分を検出し、その周波数成分を通過
させる上記の狭帯域ＢＰＦを選択し、その出力を取り出
すことにより、変調帯域幅を狭帯域化させ、その信号を
復調するＦＭ信号検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ受信機の高感度化に有効なシステム
の１つとしてＰＬＬ復調方式が知られている。図６は、
このＰＬＬ復調方式のシステムを示すブロック図で、２
０１は入力端子、２０２は位相比較器、２０３はループ
フィルタ（ＬＰＦ）、２０４は増幅器、２０５はＶＣ
Ｏ、２０６は出力端子である。
の１つとしてＰＬＬ復調方式が知られている。図６は、
このＰＬＬ復調方式のシステムを示すブロック図で、２
０１は入力端子、２０２は位相比較器、２０３はループ
フィルタ（ＬＰＦ）、２０４は増幅器、２０５はＶＣ
Ｏ、２０６は出力端子である。
【０００３】図６において、入力端子２０１から入力さ
れたＦＭ信号を、ＶＣＯ５からの信号と位相比較器２０
２によって位相比較し、その位相差に応じた誤差電圧を
出力し、この誤差電圧をループフィルタ２０３、増幅器
２０４に通して、増幅器２０４の出力でＶＣＯ２０５の
発振周波数を制御する一方、その出力を出力端子２０６
から復調信号として取り出す。このようにＰＬＬ復調方
式のシステムでは、雑音成分に埋もれた目的信号に追尾
することが可能である。
れたＦＭ信号を、ＶＣＯ５からの信号と位相比較器２０
２によって位相比較し、その位相差に応じた誤差電圧を
出力し、この誤差電圧をループフィルタ２０３、増幅器
２０４に通して、増幅器２０４の出力でＶＣＯ２０５の
発振周波数を制御する一方、その出力を出力端子２０６
から復調信号として取り出す。このようにＰＬＬ復調方
式のシステムでは、雑音成分に埋もれた目的信号に追尾
することが可能である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのＰＬ
Ｌの応答特性はループの帯域特性に左右され、このルー
プ帯域幅はＬＰＦの時定数により決定される。このため
より忠実なトラッキング特性を得たい場合には、ループ
帯域幅を広くとる必要があるが、この場合、帯域が広く
なった分だけ雑音の影響を受けやすくなる。
Ｌの応答特性はループの帯域特性に左右され、このルー
プ帯域幅はＬＰＦの時定数により決定される。このため
より忠実なトラッキング特性を得たい場合には、ループ
帯域幅を広くとる必要があるが、この場合、帯域が広く
なった分だけ雑音の影響を受けやすくなる。
【０００５】一方、雑音の影響を小さくするためには、
ループ帯域幅を狭くする必要があるが、この場合にはル
ープでの応答遅れの影響が大きくなってくる。そこで本
出願人は上述した問題を解決するために先に、特願平３
−４７７１４号においてＦＭ復調において避けられない
応答遅れの影響を受けることなく、Ｓ／Ｎ（信号対雑
音）を改善し、高感度化を図るＦＭ信号検出装置を提案
した。
ループ帯域幅を狭くする必要があるが、この場合にはル
ープでの応答遅れの影響が大きくなってくる。そこで本
出願人は上述した問題を解決するために先に、特願平３
−４７７１４号においてＦＭ復調において避けられない
応答遅れの影響を受けることなく、Ｓ／Ｎ（信号対雑
音）を改善し、高感度化を図るＦＭ信号検出装置を提案
した。
【０００６】図５は、上記提案のＦＭ信号受信装置のブ
ロック図である。同図において、１１１は入力端子、１
１２はミキサ、１１３は発振器、１１４は出力端子、１
２１〜１２３はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１０
１，１０２は信号切換器、１３１及び１３２は合成器、
１０３は信号切換器、１４１，１４２は絶対値回路、５
１，５２は比較器、１６１，１６２は基準電圧源、７１
はアンドゲートである。
ロック図である。同図において、１１１は入力端子、１
１２はミキサ、１１３は発振器、１１４は出力端子、１
２１〜１２３はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１０
１，１０２は信号切換器、１３１及び１３２は合成器、
１０３は信号切換器、１４１，１４２は絶対値回路、５
１，５２は比較器、１６１，１６２は基準電圧源、７１
はアンドゲートである。
【０００７】図５の装置で、ミキサ１１２により周波数
変換された入力信号は複数の狭帯域ＢＰＦ１２１〜１２
３に入力され、それらの出力信号のレベルを信号切換器
１０１，１０２で比較し、最大レベルの方の出力信号を
スイッチしてとり出す。また隣接した両帯域特性間にＦ
Ｍ受信信号が存在する時には合成器１３１，１３２及び
信号の切換器１０３で最大レベルの合成信号を出力す
る。上記ＦＭ受信信号の周波数の検出信号に応じてスイ
ッチ８１により合成信号又は最大レベルの信号を選択す
る。
変換された入力信号は複数の狭帯域ＢＰＦ１２１〜１２
３に入力され、それらの出力信号のレベルを信号切換器
１０１，１０２で比較し、最大レベルの方の出力信号を
スイッチしてとり出す。また隣接した両帯域特性間にＦ
Ｍ受信信号が存在する時には合成器１３１，１３２及び
信号の切換器１０３で最大レベルの合成信号を出力す
る。上記ＦＭ受信信号の周波数の検出信号に応じてスイ
ッチ８１により合成信号又は最大レベルの信号を選択す
る。
【０００８】上述した装置によれば、ＦＭ変調帯域を複
数の狭帯域ＢＰＦで分割し、各々のフィルタ出力のレベ
ルを比較し、最大レベルになる出力を選択することによ
って、狭帯域ＦＭ信号を得るよにしているので、Ｃ／Ｎ
が向上し、またこの狭帯域ＦＭ信号を復調することによ
りＳ／Ｎも改善される。
数の狭帯域ＢＰＦで分割し、各々のフィルタ出力のレベ
ルを比較し、最大レベルになる出力を選択することによ
って、狭帯域ＦＭ信号を得るよにしているので、Ｃ／Ｎ
が向上し、またこの狭帯域ＦＭ信号を復調することによ
りＳ／Ｎも改善される。
【０００９】しかるにこのような方式によると、受信信
号をＡＭ検波し、ＤＣレベルに変換してコンパレータに
より電圧比較をしているため、強中電界では問題はない
が弱電界においては信号成分に対し雑音成分が支配的に
なってくると、ＡＭ検波の際、信号ではなく雑音を検波
してしまうことが考えられ、誤動作を招くおそれがあ
る。こうなった場合、信号の入っているバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）ではなく、別のＢＰＦを選択して出力し
てしまう可能性がある。また、この方式の場合、２つず
つＢＰＦ出力を比較しスイッチングしていくために、時
間的ロスを生じてしまう。
号をＡＭ検波し、ＤＣレベルに変換してコンパレータに
より電圧比較をしているため、強中電界では問題はない
が弱電界においては信号成分に対し雑音成分が支配的に
なってくると、ＡＭ検波の際、信号ではなく雑音を検波
してしまうことが考えられ、誤動作を招くおそれがあ
る。こうなった場合、信号の入っているバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）ではなく、別のＢＰＦを選択して出力し
てしまう可能性がある。また、この方式の場合、２つず
つＢＰＦ出力を比較しスイッチングしていくために、時
間的ロスを生じてしまう。
【００１０】本発明の目的はこのようなＦＭ変調帯域幅
を複数個のＢＰＦで分割する方式のＦＭ受信機のＳ／Ｎ
を改善し、高感度化を図ることを目的とする。
を複数個のＢＰＦで分割する方式のＦＭ受信機のＳ／Ｎ
を改善し、高感度化を図ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の装置は、ＦＭ受信信号を所定の発振周波数
信号に基づいて所定の中間周波数に変換し該中間周波数
成分の信号を得る周波数変換手段と、前記中間周波数成
分の信号を所定の位相で補正しその位相補正信号を出力
する位相補正手段と、前記中間周波数成分の信号及び位
相補正信号を入力し該各信号を異なる所定の周波数帯域
に分割して夫々の周波数分割信号を出力するフィルタ手
段と、前記周波数分割信号を入力し、該信号と所定のＶ
ＣＯ信号とを位相比較し該位相差に基づいてＦＭ受信信
号の周波数成分を検出しその検出信号を出力する位相差
検出手段と、前記位相差検出手段の動作を制御するため
に前記検出信号のレベル変化に基づいた周波数のＶＣＯ
信号を出力するＶＣＯ制御手段と、前記検出信号により
前記ＦＭ受信信号の周波数成分が検出された時に、前記
フィルタ手段からの周波数分割信号を選択し出力する出
力信号選択手段と、を有することを特徴とする。
め、本発明の装置は、ＦＭ受信信号を所定の発振周波数
信号に基づいて所定の中間周波数に変換し該中間周波数
成分の信号を得る周波数変換手段と、前記中間周波数成
分の信号を所定の位相で補正しその位相補正信号を出力
する位相補正手段と、前記中間周波数成分の信号及び位
相補正信号を入力し該各信号を異なる所定の周波数帯域
に分割して夫々の周波数分割信号を出力するフィルタ手
段と、前記周波数分割信号を入力し、該信号と所定のＶ
ＣＯ信号とを位相比較し該位相差に基づいてＦＭ受信信
号の周波数成分を検出しその検出信号を出力する位相差
検出手段と、前記位相差検出手段の動作を制御するため
に前記検出信号のレベル変化に基づいた周波数のＶＣＯ
信号を出力するＶＣＯ制御手段と、前記検出信号により
前記ＦＭ受信信号の周波数成分が検出された時に、前記
フィルタ手段からの周波数分割信号を選択し出力する出
力信号選択手段と、を有することを特徴とする。
【００１２】
【作用】ＦＭ受信信号を周波数変換した中間周波数成分
の信号と、その位相補正信号がフィルタ手段により異な
る周波数帯域に分割される。夫々の周波数分割信号はＶ
ＣＯ信号と位相比較され、その位相差に基づいて、ＦＭ
受信信号の周波数成分が検出される。その検出信号に基
づいてフィルタ手段からの周波数分割信号が出力され、
かつ検出信号のレベル変化に基づいたＶＣＯが制御され
る。
の信号と、その位相補正信号がフィルタ手段により異な
る周波数帯域に分割される。夫々の周波数分割信号はＶ
ＣＯ信号と位相比較され、その位相差に基づいて、ＦＭ
受信信号の周波数成分が検出される。その検出信号に基
づいてフィルタ手段からの周波数分割信号が出力され、
かつ検出信号のレベル変化に基づいたＶＣＯが制御され
る。
【００１３】
【実施例】以下、図面に示す本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明によるフィルタを用いたＦＭ信号検出
装置の一実施例である。同図において、１は入力端子、
２は掛算器、３は局部発振器で、これらにより前記周波
数変換手段を構成している。２１，３１〜ｎ１は夫々移
相器で、前記位相補正手段を構成している。
る。図１は本発明によるフィルタを用いたＦＭ信号検出
装置の一実施例である。同図において、１は入力端子、
２は掛算器、３は局部発振器で、これらにより前記周波
数変換手段を構成している。２１，３１〜ｎ１は夫々移
相器で、前記位相補正手段を構成している。
【００１４】１２，２２，３２〜ｎ２は夫々狭帯域のバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）で、前記フィルタ手段を構
成している。１３，２３，３３〜ｎ３は夫々位相比較
器、１４，２４，３４〜ｎ４は夫々ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）で、これら位相比較器及びローパスフィルタ
により前記位相検出手段を構成している。１５，２５，
３５〜ｎ５は夫々電圧制御発振器（ＶＣＯ）で、前記Ｖ
ＣＯ制御手段を構成している。また前記位相比較器、ロ
ーパスフィルタ及びＶＣＯにより周知のＰＬＬ回路を構
成する。１６，２６，３６〜ｎ６はスイッチ、４は加算
器、５は出力端子で、前記出力信号選択手段を構成す
る。
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）で、前記フィルタ手段を構
成している。１３，２３，３３〜ｎ３は夫々位相比較
器、１４，２４，３４〜ｎ４は夫々ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）で、これら位相比較器及びローパスフィルタ
により前記位相検出手段を構成している。１５，２５，
３５〜ｎ５は夫々電圧制御発振器（ＶＣＯ）で、前記Ｖ
ＣＯ制御手段を構成している。また前記位相比較器、ロ
ーパスフィルタ及びＶＣＯにより周知のＰＬＬ回路を構
成する。１６，２６，３６〜ｎ６はスイッチ、４は加算
器、５は出力端子で、前記出力信号選択手段を構成す
る。
【００１５】次に上記実施例の動作を説明する。入力端
子１にＩＦ信号（１０．７ＭHz）を入力し、掛算器２に
よって局部発振器３から出力される周波数との和及び差
の周波数成分に変換する。後段のＢＰＦではこのうちの
差周波数成分を通過させる。この周波数変換したＩＦ信
号を夫々ＢＰＦ１２，２２，…ｎ２に入力する。このう
ちＢＰＦ２２，３２，…ｎ２は前段に移相器２１，２
２，…ｎ２を設けてあり、ＢＰＦの出力の位相補正を行
う。
子１にＩＦ信号（１０．７ＭHz）を入力し、掛算器２に
よって局部発振器３から出力される周波数との和及び差
の周波数成分に変換する。後段のＢＰＦではこのうちの
差周波数成分を通過させる。この周波数変換したＩＦ信
号を夫々ＢＰＦ１２，２２，…ｎ２に入力する。このう
ちＢＰＦ２２，３２，…ｎ２は前段に移相器２１，２
２，…ｎ２を設けてあり、ＢＰＦの出力の位相補正を行
う。
【００１６】前記各ＢＰＦはＦＭ変調帯域幅をｎ個のバ
ンドに分割するもので、ＦＭ信号の周波数の変化に応じ
て、その周波数成分を通過させるＢＰＦの出力を選択し
取り出す。ＢＰＦの信号検出及びスイッチングについて
は後述する。移相器２１，３１，…ｎ１はＢＰＦ間の位
相を補正するものである。図２にＢＰＦの位相特性を示
す。ＢＰＦの中心周波数では０°位相であるが、中心か
ら周波数がずれていくと位相もずれていく。隣合うＢＰ
Ｆのクロス点では図に示すようにφから−φまで２φの
位相ずれがおこる。従ってＢＰＦのクロス点で出力のス
イッチングを行う場合、スイッチングの瞬間位相が２φ
ずれてしまう。そこで前記移相器により順次２φずつ位
相補正をすることによりスイッチング時の位相特性に連
続性をもたせることができる。
ンドに分割するもので、ＦＭ信号の周波数の変化に応じ
て、その周波数成分を通過させるＢＰＦの出力を選択し
取り出す。ＢＰＦの信号検出及びスイッチングについて
は後述する。移相器２１，３１，…ｎ１はＢＰＦ間の位
相を補正するものである。図２にＢＰＦの位相特性を示
す。ＢＰＦの中心周波数では０°位相であるが、中心か
ら周波数がずれていくと位相もずれていく。隣合うＢＰ
Ｆのクロス点では図に示すようにφから−φまで２φの
位相ずれがおこる。従ってＢＰＦのクロス点で出力のス
イッチングを行う場合、スイッチングの瞬間位相が２φ
ずれてしまう。そこで前記移相器により順次２φずつ位
相補正をすることによりスイッチング時の位相特性に連
続性をもたせることができる。
【００１７】変調帯域幅をＢＰＦ１２，２２，…ｎ２に
よりｎ個の帯域に分割後、どのＢＰＦを信号が通過した
かを検出するために、位相比較器１３（２３，３３，…
ｎ３）、ＬＰＦ１４，（２４，３４，…ｎ４）、ＶＣＯ
１５（２５，３５，…ｎ５）で構成されるＰＬＬを用い
る。ＢＰＦ１２の出力は位相比較器１３に入力され、Ｖ
ＣＯ１５の出力信号との位相差に応じた電圧がＬＰＦ１
４より出力される。このＬＰＦ１４の出力電圧はＶＣＯ
１１５の制御電圧としてフィードバックされる。図２に
示すように、ＢＰＦ１２の出力を選択する周波数範囲を
ｆ0±ｆ1とする場合、ＶＣＯ１５は、ｆ0を中心にして
ＬＰＦ１４の出力電圧の変化に応じた周波数のＶＣＯ信
号を出力する。ＢＰＦ１２はｆ0±ｆ1の周波数成分を通
過させるので、ＬＰＦ１４の出力電圧が図３に示すよう
に−Ｖ1から＋Ｖ1までの範囲にあれば、ＬＰＦ１４が通
過させる周波数の信号が存在していることが検出でき
る。従ってこのＬＰＦ１４の出力電圧をＶＣＯ１１５の
制御信号とする一方で、ＢＰＦ１２の出力信号を入力す
るスイッチ１６の制御信号として用い、上記出力電圧が
−Ｖ1からＶ1の時、スイッチ１６をＯＮしてＢＰＦ１２
の出力を通過させるようにすれば、ＦＭ信号を含んだＢ
ＰＦ出力が取り出せる。
よりｎ個の帯域に分割後、どのＢＰＦを信号が通過した
かを検出するために、位相比較器１３（２３，３３，…
ｎ３）、ＬＰＦ１４，（２４，３４，…ｎ４）、ＶＣＯ
１５（２５，３５，…ｎ５）で構成されるＰＬＬを用い
る。ＢＰＦ１２の出力は位相比較器１３に入力され、Ｖ
ＣＯ１５の出力信号との位相差に応じた電圧がＬＰＦ１
４より出力される。このＬＰＦ１４の出力電圧はＶＣＯ
１１５の制御電圧としてフィードバックされる。図２に
示すように、ＢＰＦ１２の出力を選択する周波数範囲を
ｆ0±ｆ1とする場合、ＶＣＯ１５は、ｆ0を中心にして
ＬＰＦ１４の出力電圧の変化に応じた周波数のＶＣＯ信
号を出力する。ＢＰＦ１２はｆ0±ｆ1の周波数成分を通
過させるので、ＬＰＦ１４の出力電圧が図３に示すよう
に−Ｖ1から＋Ｖ1までの範囲にあれば、ＬＰＦ１４が通
過させる周波数の信号が存在していることが検出でき
る。従ってこのＬＰＦ１４の出力電圧をＶＣＯ１１５の
制御信号とする一方で、ＢＰＦ１２の出力信号を入力す
るスイッチ１６の制御信号として用い、上記出力電圧が
−Ｖ1からＶ1の時、スイッチ１６をＯＮしてＢＰＦ１２
の出力を通過させるようにすれば、ＦＭ信号を含んだＢ
ＰＦ出力が取り出せる。
【００１８】各ＢＰＦ出力について同様に信号検出を行
い、スイッチ１６，２６，３６，…ｎ６の出力を加算器
４に入力する。これは加算器ではあるが、前段のスイッ
チにより信号を含むＢＰＦの出力のみが取り出されるの
で、結果的に１つのＢＰＦの出力が出力端子５より取り
出されるので狭帯域ＦＭ信号が得られＣ／Ｎを改善でき
る。また図４に示すように前記先願の装置では順次比較
・スイッチングを行っていくのに対し、本実施例の方式
では、各ＢＰＦの出力から同時に信号検出・スイッチン
グをしていくので、スイッチングロスを改善できる。
い、スイッチ１６，２６，３６，…ｎ６の出力を加算器
４に入力する。これは加算器ではあるが、前段のスイッ
チにより信号を含むＢＰＦの出力のみが取り出されるの
で、結果的に１つのＢＰＦの出力が出力端子５より取り
出されるので狭帯域ＦＭ信号が得られＣ／Ｎを改善でき
る。また図４に示すように前記先願の装置では順次比較
・スイッチングを行っていくのに対し、本実施例の方式
では、各ＢＰＦの出力から同時に信号検出・スイッチン
グをしていくので、スイッチングロスを改善できる。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、フ
ィルタを用いたＦＭ信号検出装置において、ＦＭ変調帯
域幅を狭帯域ＢＰＦにより分割し、信号を含むフィルタ
出力を取り出すようにしているので、狭帯域化によって
Ｃ／Ｎを大きくとれ、この狭帯域化によってＳ／Ｎを向
上できると共にＦＭ受信機の高感度が図れる。
ィルタを用いたＦＭ信号検出装置において、ＦＭ変調帯
域幅を狭帯域ＢＰＦにより分割し、信号を含むフィルタ
出力を取り出すようにしているので、狭帯域化によって
Ｃ／Ｎを大きくとれ、この狭帯域化によってＳ／Ｎを向
上できると共にＦＭ受信機の高感度が図れる。
【図１】本発明によるフィルタを用いたＦＭ信号検出装
置の一実施例を示すブロック図である。
置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】上記実施例におけるＢＰＦの振幅・位相特性図
である。
である。
【図３】前記実施例におけるＩＦ信号とＶＣＯとの周波
数のずれと、ＬＰＦの出力電圧との関係を示す図であ
る。
数のずれと、ＬＰＦの出力電圧との関係を示す図であ
る。
【図４】従来の方式と本発明の方式とのスイッチング方
式の違いを示す図である。
式の違いを示す図である。
【図５】本発明に関連する先願のＦＭ信号検出装置を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図６】従来のＦＭ信号検出装置を示すブロック図であ
る。
る。
１ ＩＦ信号入力端子 ２ 掛算器 ３ 局部発振器 ４ 加算器 ５ 出力端子 ２１，３１，…ｎ１ 移相器 １２，２２，…ｎ２ ＢＰＦ １３，２３，…ｎ３ 位相比較器 １４，２４，…ｎ４ ＬＰＦ １５，２５，…ｎ５ ＶＣＯ １６，２６，…ｎ６ スイッチ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 ＦＭ受信信号を所定の発振周波数信号に
基づいて所定の中間周波数に変換し該中間周波数成分の
信号を得る周波数変換手段と、 前記中間周波数成分の信号を所定の位相で補正しその位
相補正信号を出力する位相補正手段と、 前記中間周波数成分の信号及び位相補正信号を入力し該
各信号を異なる所定の周波数帯域に分割して夫々の周波
数分割信号を出力するフィルタ手段と、 前記周波数分割信号を入力し、該信号と所定のＶＣＯ信
号とを位相比較し該位相差に基づいてＦＭ受信信号の周
波数成分を検出しその検出信号を出力する位相差検出手
段と、 前記位相差検出手段の動作を制御するために前記検出信
号のレベル変化に基づいた周波数のＶＣＯ信号を出力す
るＶＣＯ制御手段と、 前記検出信号により前記ＦＭ受信信号の周波数成分が検
出された時に、前記フィルタ手段からの周波数分割信号
を選択し出力する出力信号選択手段と、 を有することを特徴とするフィルタを用いたＦＭ信号検
出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18517691A JPH0514228A (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18517691A JPH0514228A (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0514228A true JPH0514228A (ja) | 1993-01-22 |
Family
ID=16166169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18517691A Pending JPH0514228A (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | フイルタを用いたｆｍ信号検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0514228A (ja) |
-
1991
- 1991-06-28 JP JP18517691A patent/JPH0514228A/ja active Pending
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