JPH06318959A - 位相同期装置 - Google Patents
位相同期装置Info
- Publication number
- JPH06318959A JPH06318959A JP10556893A JP10556893A JPH06318959A JP H06318959 A JPH06318959 A JP H06318959A JP 10556893 A JP10556893 A JP 10556893A JP 10556893 A JP10556893 A JP 10556893A JP H06318959 A JPH06318959 A JP H06318959A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- signal
- frequency
- vco
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】この発明は、例えばダイレクトコンバージョン
ＦＭ受信機において使用され、位相比較感度が改善され
るようにした位相同期装置を提供することを目的とす
る。 【構成】ミキサー111 、112 において、９０°移相され
た周波数信号に基づき、受信信号をベースバンド直交信
号に変換する。この信号はミキサー151 、152 において
アップコンバージョンされ、加算器18および減算器19で
局発17の周波数へ周波数変換する。そして、減算器19か
らの出力を復調回路20に供給して復調信号を得る。加算
器18と減算器19からの出力は、リミッタアンプ211 、21
2 で増幅した後位相比較器22で位相比較し、その位相差
をループフィルタで積分してＶＣＯ12を制御する。この
ＶＣＯ12の発振信号は、９０°移相器13で移相した後ミ
キサー111 、112 に供給するもので、ＶＣＯ12を受信信
号に同期させる。
ＦＭ受信機において使用され、位相比較感度が改善され
るようにした位相同期装置を提供することを目的とす
る。 【構成】ミキサー111 、112 において、９０°移相され
た周波数信号に基づき、受信信号をベースバンド直交信
号に変換する。この信号はミキサー151 、152 において
アップコンバージョンされ、加算器18および減算器19で
局発17の周波数へ周波数変換する。そして、減算器19か
らの出力を復調回路20に供給して復調信号を得る。加算
器18と減算器19からの出力は、リミッタアンプ211 、21
2 で増幅した後位相比較器22で位相比較し、その位相差
をループフィルタで積分してＶＣＯ12を制御する。この
ＶＣＯ12の発振信号は、９０°移相器13で移相した後ミ
キサー111 、112 に供給するもので、ＶＣＯ12を受信信
号に同期させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ダイレクトコンバー
ジョンＦＭ受信機等において使用される位相同期装置に
関する。
ジョンＦＭ受信機等において使用される位相同期装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】ダイレクトコンバージョンＦＭ受信機に
おいて、位相同期制御を行う技術としては、例えば米国
特許第４６５３１１７号に開示された技術が知られてい
る。ここに開示された技術においては、アップコンバー
ジョンした信号と、ここで使用された局部発振器（局
発）信号とを位相比較することによって、位相同期のた
めの位相比較信号を取り出すようにしている。しかし、
この様な位相同期手段にあっては、特に局発信号の周波
数が高い場合において、分周器が必要となるものであ
り、このため位相比較感度が低くなるという問題があ
る。
おいて、位相同期制御を行う技術としては、例えば米国
特許第４６５３１１７号に開示された技術が知られてい
る。ここに開示された技術においては、アップコンバー
ジョンした信号と、ここで使用された局部発振器（局
発）信号とを位相比較することによって、位相同期のた
めの位相比較信号を取り出すようにしている。しかし、
この様な位相同期手段にあっては、特に局発信号の周波
数が高い場合において、分周器が必要となるものであ
り、このため位相比較感度が低くなるという問題があ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この発明は上記のよう
な点に鑑みなされたもので、アップコンバージョン信号
と局発信号との位相比較を行うことなく位相同期制御が
実行されるようにして、分周器等を使用した場合でも、
位相比較感度が充分に保たれるようにした、ダイレクト
コンバージョンＦＭ受信機等に対して応用できるように
した位相同期装置を提供しようとするものである。
な点に鑑みなされたもので、アップコンバージョン信号
と局発信号との位相比較を行うことなく位相同期制御が
実行されるようにして、分周器等を使用した場合でも、
位相比較感度が充分に保たれるようにした、ダイレクト
コンバージョンＦＭ受信機等に対して応用できるように
した位相同期装置を提供しようとするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この発明に係る位相同期
装置は、入力信号を、被制御発振手段からの発振信号を
９０°移相した第１および第２の周波数信号によって第
１および第２のベースバンド信号に変換すると共に、前
記変換された直交ベースバンド信号それぞれと９０°位
相差の設定された所定周波数の直交信号とを乗算し、こ
の乗算された第１および第２のベースバンド信号を加算
および減算する。そして、この加算および減算された結
果の信号の相互を位相もしくは周波数比較し、この比較
結果に対応する出力によって前記被制御発振手段を同期
制御させるようにする。
装置は、入力信号を、被制御発振手段からの発振信号を
９０°移相した第１および第２の周波数信号によって第
１および第２のベースバンド信号に変換すると共に、前
記変換された直交ベースバンド信号それぞれと９０°位
相差の設定された所定周波数の直交信号とを乗算し、こ
の乗算された第１および第２のベースバンド信号を加算
および減算する。そして、この加算および減算された結
果の信号の相互を位相もしくは周波数比較し、この比較
結果に対応する出力によって前記被制御発振手段を同期
制御させるようにする。
【０００５】
【作用】すなわち、この様に構成される位相同期装置に
あっては、第１および第２のベースバンド信号と９０°
の位相差が設定された所定周波数の直交信号とを乗算す
ることにより、アップコンバージョンされた信号が得ら
れるもので、このアップコンバージョンされた信号同志
を加算したものと減算したものとの位相差は、局発信号
との位相差に比較して２倍の位相差がある。したがっ
て、この２つのアップコンバージョン信号の位相比較結
果によって、被制御発振手段を受信信号に同期させるた
めの位相比較信号が得られる。このときの位相比較感度
は、従来の局発出力とアップコンバージョン信号とを比
較した場合の２倍の感度となる。
あっては、第１および第２のベースバンド信号と９０°
の位相差が設定された所定周波数の直交信号とを乗算す
ることにより、アップコンバージョンされた信号が得ら
れるもので、このアップコンバージョンされた信号同志
を加算したものと減算したものとの位相差は、局発信号
との位相差に比較して２倍の位相差がある。したがっ
て、この２つのアップコンバージョン信号の位相比較結
果によって、被制御発振手段を受信信号に同期させるた
めの位相比較信号が得られる。このときの位相比較感度
は、従来の局発出力とアップコンバージョン信号とを比
較した場合の２倍の感度となる。
【０００６】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明の一実施例を
説明する。図１はダイレクトコンバージョンＦＭ受信機
に適用した実施例を示すもので、ＦＭ変調された受信信
号は、同相および同振幅の状態でミキサー111 および11
2 に入力される。そして、このミキサー111 および112
に対しては、被制御発振器を構成する電圧制御型発振器
（ＶＣＯ）12から発振信号の供給される９０°移相器13
からの９０°の位相差が設定された信号をそれぞれ供給
する。
説明する。図１はダイレクトコンバージョンＦＭ受信機
に適用した実施例を示すもので、ＦＭ変調された受信信
号は、同相および同振幅の状態でミキサー111 および11
2 に入力される。そして、このミキサー111 および112
に対しては、被制御発振器を構成する電圧制御型発振器
（ＶＣＯ）12から発振信号の供給される９０°移相器13
からの９０°の位相差が設定された信号をそれぞれ供給
する。
【０００７】すなわち、受信信号はミキサー111 および
112 においてベースバンド直交信号に変換されるもの
で、ミキサー111 および112 それぞれからのベースバン
ド直交信号は、それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）14
1 および142 に供給し、このＬＰＦ141 および142 によ
って隣接の非希望波信号成分を除去する。そして、この
ＬＰＦ141 および142 それぞれからの出力信号は、ミキ
サー151 および152 に対して入力される。
112 においてベースバンド直交信号に変換されるもの
で、ミキサー111 および112 それぞれからのベースバン
ド直交信号は、それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）14
1 および142 に供給し、このＬＰＦ141 および142 によ
って隣接の非希望波信号成分を除去する。そして、この
ＬＰＦ141 および142 それぞれからの出力信号は、ミキ
サー151 および152 に対して入力される。
【０００８】このミキサー151 および152 には、９０°
移相器16で９０°の位相差が設定された局発（局部発振
器）17からの信号が供給されるものであり、ミキサー15
1 および152 それぞれからの出力信号は加算器18で加算
され、また減算器19において減算されるようにする。こ
のミキサー151 および152 は、９０°移相器16、局発1
7、加算器18および減算器19と共にイメージリジェクシ
ョン型アップコンバージョンミキサーを構成するように
なる。
移相器16で９０°の位相差が設定された局発（局部発振
器）17からの信号が供給されるものであり、ミキサー15
1 および152 それぞれからの出力信号は加算器18で加算
され、また減算器19において減算されるようにする。こ
のミキサー151 および152 は、９０°移相器16、局発1
7、加算器18および減算器19と共にイメージリジェクシ
ョン型アップコンバージョンミキサーを構成するように
なる。
【０００９】すなわち、ＬＰＦ141 および142 から出力
されるベースバンド直交信号は、ミキサー151 および15
2 によってアップコンバージョンされるものであるが、
このミキサー151 および152 の局発17からの入力は、９
０°移相器16によって直交されているものであるため、
ミキサー151 および152 それぞれからの出力を加算器18
で加算し、また減算器19で減算すると、受信信号を局発
17の周波数へ周波数変換できることになる。
されるベースバンド直交信号は、ミキサー151 および15
2 によってアップコンバージョンされるものであるが、
このミキサー151 および152 の局発17からの入力は、９
０°移相器16によって直交されているものであるため、
ミキサー151 および152 それぞれからの出力を加算器18
で加算し、また減算器19で減算すると、受信信号を局発
17の周波数へ周波数変換できることになる。
【００１０】このとき、この周波数変換された信号は、
ＬＰＦ141 および142 において非希望波成分が除去され
ているものであるため、減算器19からの出力信号を復調
回路20においてＦＭ復調することにより、受信復調信号
が得られる。
ＬＰＦ141 および142 において非希望波成分が除去され
ているものであるため、減算器19からの出力信号を復調
回路20においてＦＭ復調することにより、受信復調信号
が得られる。
【００１１】加算器18および減算器19それぞれからの出
力信号は、リミッタアンプ211 および212 に入力され、
それぞれ所用のレベルでリミッタを掛けるようにして増
幅する。そして、このリミッタアンプ211 および212 そ
れぞれからの出力信号は、位相比較器22で位相比較し、
その位相比較結果に対応して得られる信号は、ループフ
ィルタ23に供給して積分し、直流化する。このループフ
ィルタ23からの位相比較結果に対応した直流信号はＶＣ
Ｏ12に供給するもので、このＶＣＯ12の発振周波数が位
相比較結果に対応して制御されるようにする。
力信号は、リミッタアンプ211 および212 に入力され、
それぞれ所用のレベルでリミッタを掛けるようにして増
幅する。そして、このリミッタアンプ211 および212 そ
れぞれからの出力信号は、位相比較器22で位相比較し、
その位相比較結果に対応して得られる信号は、ループフ
ィルタ23に供給して積分し、直流化する。このループフ
ィルタ23からの位相比較結果に対応した直流信号はＶＣ
Ｏ12に供給するもので、このＶＣＯ12の発振周波数が位
相比較結果に対応して制御されるようにする。
【００１２】ここで、ＶＣＯ12の発振周波数が受信信号
と同じ周波数であれば、加算器18と減算器19それぞれか
らの出力は、局発17の発振周波数を中心として、それぞ
れ反対のスペクトラム構成を持つ。仮に、ＶＣＯ12の発
振周波数と受信信号が異なる周波数であっても、加算器
18と減算器19の出力は、局発17の発振周波数に対してそ
れぞれ上下にずれるものであるため、その互いの周波数
差はＶＣＯ12の発振周波数との差の２倍の周波数とな
る。位相についても同様のことがいえる。
と同じ周波数であれば、加算器18と減算器19それぞれか
らの出力は、局発17の発振周波数を中心として、それぞ
れ反対のスペクトラム構成を持つ。仮に、ＶＣＯ12の発
振周波数と受信信号が異なる周波数であっても、加算器
18と減算器19の出力は、局発17の発振周波数に対してそ
れぞれ上下にずれるものであるため、その互いの周波数
差はＶＣＯ12の発振周波数との差の２倍の周波数とな
る。位相についても同様のことがいえる。
【００１３】したがって、加算器18および減算器19から
の出力信号の位相差あるいは周波数差を比較器22におい
て検出し、通常のＰＬＬシンセサイザと同様にＶＣＯ12
を制御することによって、ＶＣＯ12の発振信号を受信信
号に対して同期させることができる。
の出力信号の位相差あるいは周波数差を比較器22におい
て検出し、通常のＰＬＬシンセサイザと同様にＶＣＯ12
を制御することによって、ＶＣＯ12の発振信号を受信信
号に対して同期させることができる。
【００１４】以上の動作を、受信信号中心周波数ωs 、
ＶＣＯ12の発振周波数ωu として、以下に説明する。
ＶＣＯ12の発振周波数ωu として、以下に説明する。
【００１５】受信信号を変調成分ｉ(t) として cos｛ω
s ｔ＋ｉ(t) ｝、９０°移相器13の２つの出力をそれぞ
れ cosωvco ｔ、 sinωvco ｔと表現すると、ミキサー
111および112 からの出力は、ゲインを“１”とすれば
それぞれ下記(1) および(2)式のようになる。
s ｔ＋ｉ(t) ｝、９０°移相器13の２つの出力をそれぞ
れ cosωvco ｔ、 sinωvco ｔと表現すると、ミキサー
111および112 からの出力は、ゲインを“１”とすれば
それぞれ下記(1) および(2)式のようになる。
【００１６】 （ミキサー111 出力）＝（１／２）［ cos｛ωs ｔ＋ｉ(t) −ωvco ｔ｝ ＋ COS｛ωs ｔ＋ｉ(t) ＋ωvco ｔ｝］…………(1) （ミキサー112 出力）＝（１／２）［ sin｛−ωs ｔ−ｉ(t) ＋ωvco ｔ｝ ＋ sin｛ωs ｔ＋ｉ(t) ＋ωvco ｔ｝］…………(2) この(1) および(2) 式において、それぞれ第２項はＬＰ
Ｆ141 および142 において除去されるものであるため、
それぞれ次のようになる。 （ＬＰＦ141 の出力）＝（１／２）［ cos｛ωs ｔ＋ｉ
(t) −ωvco ｔ｝ （ＬＰＦ142 の出力）＝（１／２）［ sin｛−ωs ｔ−
ｉ(t) ＋ωvco ｔ｝ ９０°移相器16の２つの出力をそれぞれ cosωu ｔおよ
び sinωu ｔと表現すると、ミキサー151 および152 の
出力はそれぞれ次のようになる。 （ミキサー151 出力）＝（１／４）［ cos｛ωs ｔ＋ｉ
(t) −ωvco ｔ−ωu ｔ｝＋ cos｛ωs ｔ＋ｉ(t) −ω
vco ｔ＋ωu ｔ｝］ （ミキサー152 出力）＝（１／４）［ cos｛−ωs ｔ−
ｉ(t) ＋ωvco ｔ−ωu ｔ｝− cos｛−ωs ｔ−ｉ(t)
＋ωvco ｔ＋ωu ｔ｝］ したがって、加算器18および減算器19からのそれぞれ出
力は(3) および(4) 式で示すようになる。
Ｆ141 および142 において除去されるものであるため、
それぞれ次のようになる。 （ＬＰＦ141 の出力）＝（１／２）［ cos｛ωs ｔ＋ｉ
(t) −ωvco ｔ｝ （ＬＰＦ142 の出力）＝（１／２）［ sin｛−ωs ｔ−
ｉ(t) ＋ωvco ｔ｝ ９０°移相器16の２つの出力をそれぞれ cosωu ｔおよ
び sinωu ｔと表現すると、ミキサー151 および152 の
出力はそれぞれ次のようになる。 （ミキサー151 出力）＝（１／４）［ cos｛ωs ｔ＋ｉ
(t) −ωvco ｔ−ωu ｔ｝＋ cos｛ωs ｔ＋ｉ(t) −ω
vco ｔ＋ωu ｔ｝］ （ミキサー152 出力）＝（１／４）［ cos｛−ωs ｔ−
ｉ(t) ＋ωvco ｔ−ωu ｔ｝− cos｛−ωs ｔ−ｉ(t)
＋ωvco ｔ＋ωu ｔ｝］ したがって、加算器18および減算器19からのそれぞれ出
力は(3) および(4) 式で示すようになる。
【００１７】 （加算器18出力）＝（１／２） cos｛ωs ｔ＋ｉ(t) −ωvco ｔ＋ωu ｔ｝ ………(3) （減算器19出力）＝（１／２） cos｛ωs ｔ＋ｉ(t) −ωvco ｔ−ωu ｔ｝ ………(4) ここで、ＶＣＯ12と受信信号との角周波数差をωe （＝
ωs −ωvco ）とすると、上記(3) および(4) 式はそれ
ぞれ （加算器18出力）＝（１／２） cos｛ωu ｔ＋ｉ(t) ＋
ωe ｔ｝ （減算器19出力）＝（１／２） cos｛ωu ｔ−ｉ(t) −
ωe ｔ｝ で表現され、したがって位相比較器22における２入力信
号の位相差は “２｛ｉ(t) ＋ωe ｔ｝”となる。
ωs −ωvco ）とすると、上記(3) および(4) 式はそれ
ぞれ （加算器18出力）＝（１／２） cos｛ωu ｔ＋ｉ(t) ＋
ωe ｔ｝ （減算器19出力）＝（１／２） cos｛ωu ｔ−ｉ(t) −
ωe ｔ｝ で表現され、したがって位相比較器22における２入力信
号の位相差は “２｛ｉ(t) ＋ωe ｔ｝”となる。
【００１８】位相比較器22は、この位相差に応じた制御
電圧をループフィルタ23を介してＶＣＯ12に供給するよ
うになるものであるため、通常のＰＬＬループと同様に
ＶＣＯ12の発振出力は受信信号に対して位相同期するこ
とができ、その感度は２倍となる。
電圧をループフィルタ23を介してＶＣＯ12に供給するよ
うになるものであるため、通常のＰＬＬループと同様に
ＶＣＯ12の発振出力は受信信号に対して位相同期するこ
とができ、その感度は２倍となる。
【００１９】この実施例で示すように、この位相同期装
置をＦＭ受信機として用いるようにする場合は、ｉ(t)
に関する成分をループフィルタ23で除去することによっ
て、ＶＣＯ12を受信信号周波数へ周波数ロックすること
ができる。
置をＦＭ受信機として用いるようにする場合は、ｉ(t)
に関する成分をループフィルタ23で除去することによっ
て、ＶＣＯ12を受信信号周波数へ周波数ロックすること
ができる。
【００２０】図２は図１で示したような位相同期装置
を、自動車電話の受信機のような高周波多チャンネルの
受信機に対して適用した例を示すもので、受信信号は希
望受信周波数帯のみを通過するバンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）30に入力する。このＢＰＦ30を通過した受信信号
は、希望受信周波数帯において充分な利得並びに雑音指
数特性を有する高周波低雑音アンプ31で増幅し、このア
ンプ31からの出力受信信号がミキサー32に供給される。
を、自動車電話の受信機のような高周波多チャンネルの
受信機に対して適用した例を示すもので、受信信号は希
望受信周波数帯のみを通過するバンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）30に入力する。このＢＰＦ30を通過した受信信号
は、希望受信周波数帯において充分な利得並びに雑音指
数特性を有する高周波低雑音アンプ31で増幅し、このア
ンプ31からの出力受信信号がミキサー32に供給される。
【００２１】このミキサー32には、ＰＬＬシンセサイザ
33からの信号が入力されるもので、このＰＬＬシンセサ
イザ33はアンプ31からの入力信号を所用の中間周波数に
変換するための局部発振器として用いられる。したがっ
てこのＰＬＬシンセサイザ33は、可変分周器、ＶＣＯ、
位相比較器、ループフィルタ等によって構成され、入力
される基準周波数信号に基づいて、多チャンネルの発振
を行う。
33からの信号が入力されるもので、このＰＬＬシンセサ
イザ33はアンプ31からの入力信号を所用の中間周波数に
変換するための局部発振器として用いられる。したがっ
てこのＰＬＬシンセサイザ33は、可変分周器、ＶＣＯ、
位相比較器、ループフィルタ等によって構成され、入力
される基準周波数信号に基づいて、多チャンネルの発振
を行う。
【００２２】そして、ミキサー32からの中間周波数の出
力信号はアンプ34で増幅した後ＢＰＦ35に供給し、この
ＢＰＦ35からの出力信号が位相同期回路を構成するミキ
サー111 および112 に入力されるようにする。
力信号はアンプ34で増幅した後ＢＰＦ35に供給し、この
ＢＰＦ35からの出力信号が位相同期回路を構成するミキ
サー111 および112 に入力されるようにする。
【００２３】位相同期回路部におけるミキサー151 およ
び152 に対しては、１／２分周回路361 および362 それ
ぞれからの信号が供給されるもので、１／２分周回路36
1 には入力される基準周波数信号を１／６４分周回路37
で分周した後インバータ38で反転した信号が入力され
る。また１／２分周回路362 には１／６４分周回路37か
らの出力がそのまま供給されるもので、１／２分周回路
361 および362 においては、１／６４分周回路37からの
信号に基づいた直交信号を作り出す。この場合、特に出
力位相関係を固定するために、各分周器361 、3623同志
を結線するようにしている。
び152 に対しては、１／２分周回路361 および362 それ
ぞれからの信号が供給されるもので、１／２分周回路36
1 には入力される基準周波数信号を１／６４分周回路37
で分周した後インバータ38で反転した信号が入力され
る。また１／２分周回路362 には１／６４分周回路37か
らの出力がそのまま供給されるもので、１／２分周回路
361 および362 においては、１／６４分周回路37からの
信号に基づいた直交信号を作り出す。この場合、特に出
力位相関係を固定するために、各分周器361 、3623同志
を結線するようにしている。
【００２４】そして、加算器18からの出力を復調回路に
供給するようにしているもので、この復調回路はＢＰＦ
39、リミッタアンプ40、単安定マルチバイブレータ41、
ＬＰＦ42および低周波アンプ43によって構成され、この
低周波アンプ43から復調信号が出力されるようにしてい
る。この復調回路においては、単安定マルチバイブレー
タ41においてＦＭ変調信号をパルス数変化に置き換え、
ＬＰＦ42によって積分して復調信号が得られるようにし
ている。
供給するようにしているもので、この復調回路はＢＰＦ
39、リミッタアンプ40、単安定マルチバイブレータ41、
ＬＰＦ42および低周波アンプ43によって構成され、この
低周波アンプ43から復調信号が出力されるようにしてい
る。この復調回路においては、単安定マルチバイブレー
タ41においてＦＭ変調信号をパルス数変化に置き換え、
ＬＰＦ42によって積分して復調信号が得られるようにし
ている。
【００２５】すなわち、この様に構成される受信機にお
いて、入力受信信号はミキサー32においてＰＬＬシンセ
サイザ33からの信号に基づいて一定の中間周波数信号に
変換される。そして、この中間周波数信号がアンプ34お
よびＢＰＦ35において増幅されると共に妨害波除去が行
われて、ミキサー111 および112 に入力される。
いて、入力受信信号はミキサー32においてＰＬＬシンセ
サイザ33からの信号に基づいて一定の中間周波数信号に
変換される。そして、この中間周波数信号がアンプ34お
よびＢＰＦ35において増幅されると共に妨害波除去が行
われて、ミキサー111 および112 に入力される。
【００２６】その後は、図１の実施例で説明したと同様
にベースバンド直交信号に変換されてミキサー151 およ
び152 に供給されるもので、このミキサー151 および15
2 に入力される信号は直交信号であるので、加算器18お
よび減算器19からの出力に基づいてＶＣＯ12を所定の中
間周波数にロックできるようになる。この例において
は、受信信号は入力される基準周波数の１／１２８の周
波数の変換され、ＦＭ復調されるようになる。
にベースバンド直交信号に変換されてミキサー151 およ
び152 に供給されるもので、このミキサー151 および15
2 に入力される信号は直交信号であるので、加算器18お
よび減算器19からの出力に基づいてＶＣＯ12を所定の中
間周波数にロックできるようになる。この例において
は、受信信号は入力される基準周波数の１／１２８の周
波数の変換され、ＦＭ復調されるようになる。
【００２７】図３は第３の実施例を示すもので、この実
施例においては図２で示した第２の実施例におけるＦＭ
検波用のリミッタアンプ40と、位相比較用のリミッタア
ンプ212 を共用するようにしている。そして、位相比較
器22に対しては減算器19からの出力が供給されるリミッ
タアンプ211 からの出力と共に、ＦＭ検波用のリミッタ
アンプ40からの出力が供給され、リミッタアンプ211 か
らの出力とリミッタアンプ40からの出力の位相比較が行
われるようにする。したがって、図２の実施例に比較し
て部品点数が削減されて同様の効果が得られるようにな
る。
施例においては図２で示した第２の実施例におけるＦＭ
検波用のリミッタアンプ40と、位相比較用のリミッタア
ンプ212 を共用するようにしている。そして、位相比較
器22に対しては減算器19からの出力が供給されるリミッ
タアンプ211 からの出力と共に、ＦＭ検波用のリミッタ
アンプ40からの出力が供給され、リミッタアンプ211 か
らの出力とリミッタアンプ40からの出力の位相比較が行
われるようにする。したがって、図２の実施例に比較し
て部品点数が削減されて同様の効果が得られるようにな
る。
【００２８】図４に示す第４の実施例においては、図１
で示した実施例におけるＬＰＦ141および142 が、それ
ぞれ２組のＬＰＦ451 と452 、および461 と462 によっ
て構成されるようにする。そして、ミキサー111 からの
出力は切り換えスイッチ471を介してＬＰＦ451 もしく
は452 の一方に供給され、選択されたＬＰＦ451 もしく
は452 の一方からの出力が切り換えスイッチ472 を介し
てミキサー151 に供給されるようにする。また、ミキサ
ー112 からの出力は切り換えスイッチ481 を介してＬＰ
Ｆ461 もしくは462 の一方に選択供給され、この選択さ
れたＬＰＦ461もしくは462 からの出力は、切り換えス
イッチ482 を介してミキサー152 に入力される。ここ
で、ＬＰＦ451 および461 は、それぞれＬＰＦ452 およ
び462 に対して、それぞれカットオフ周波数が高く設定
されている。
で示した実施例におけるＬＰＦ141および142 が、それ
ぞれ２組のＬＰＦ451 と452 、および461 と462 によっ
て構成されるようにする。そして、ミキサー111 からの
出力は切り換えスイッチ471を介してＬＰＦ451 もしく
は452 の一方に供給され、選択されたＬＰＦ451 もしく
は452 の一方からの出力が切り換えスイッチ472 を介し
てミキサー151 に供給されるようにする。また、ミキサ
ー112 からの出力は切り換えスイッチ481 を介してＬＰ
Ｆ461 もしくは462 の一方に選択供給され、この選択さ
れたＬＰＦ461もしくは462 からの出力は、切り換えス
イッチ482 を介してミキサー152 に入力される。ここ
で、ＬＰＦ451 および461 は、それぞれＬＰＦ452 およ
び462 に対して、それぞれカットオフ周波数が高く設定
されている。
【００２９】この様に構成することにより、受信ＦＭ信
号の占有帯域に対して最適な受信帯域が選択できるよう
になる。さらに、位相比較器22に対する入力帯域幅が広
くなるものであるため、ＶＣＯ12のロック引き込み範囲
が広くなる。なお、この実施例で示した構成は、図２お
よび図３で示した実施例と組み合わせて構成することが
できる。
号の占有帯域に対して最適な受信帯域が選択できるよう
になる。さらに、位相比較器22に対する入力帯域幅が広
くなるものであるため、ＶＣＯ12のロック引き込み範囲
が広くなる。なお、この実施例で示した構成は、図２お
よび図３で示した実施例と組み合わせて構成することが
できる。
【００３０】以上説明した実施例においては、特にダイ
レクトコンバージョン型のＦＭ受信機に対して応用した
例を示したが、入力信号に対する発振信号の同期回路と
してこの様な例に限定されることなく、その他の応用が
可能である。
レクトコンバージョン型のＦＭ受信機に対して応用した
例を示したが、入力信号に対する発振信号の同期回路と
してこの様な例に限定されることなく、その他の応用が
可能である。
【００３１】また、受信機に対する応用についても、Ｆ
Ｍ受信機に限らず振幅変調系、位相変調系、さらにパル
ス変調系等の各変調系に対して、またそれらの組み合わ
せ信号に対する受信機として、通常のダイレクトコンバ
ージョン受信機と同様に有効に応用できる。また、実施
例においてはミキサーやＬＰＦ等をハードウエアによっ
て構成するように説明しているが、これらの構成部分は
適宜ディジタル信号処理によって同様の機能が実現でき
るものである。
Ｍ受信機に限らず振幅変調系、位相変調系、さらにパル
ス変調系等の各変調系に対して、またそれらの組み合わ
せ信号に対する受信機として、通常のダイレクトコンバ
ージョン受信機と同様に有効に応用できる。また、実施
例においてはミキサーやＬＰＦ等をハードウエアによっ
て構成するように説明しているが、これらの構成部分は
適宜ディジタル信号処理によって同様の機能が実現でき
るものである。
【００３２】
【発明の効果】以上のようにこの発明に係る位相同期装
置にあっては、アップコンバージョン信号と局発信号と
の位相比較を行うことなく位相同期制御が実行されるよ
うになるものであり、また分周器等を使用した場合でも
位相比較感度が充分に得られるようになるもので、ダイ
レクトコンバージョンＦＭ受信機等に対して効果的に応
用できるようになる。
置にあっては、アップコンバージョン信号と局発信号と
の位相比較を行うことなく位相同期制御が実行されるよ
うになるものであり、また分周器等を使用した場合でも
位相比較感度が充分に得られるようになるもので、ダイ
レクトコンバージョンＦＭ受信機等に対して効果的に応
用できるようになる。
【図１】この発明の一実施例に係る位相同期装置を説明
するための回路構成図。
するための回路構成図。
【図２】位相同期装置を高周波多チャンネル電話受信機
に応用した第２の実施例を説明する回路構成図。
に応用した第２の実施例を説明する回路構成図。
【図３】同じく第３の実施例を説明する回路構成図。
【図４】同期位相装置の第４の実施例を説明する回路構
成図。
成図。
111 、112 、151 、152 …ミキサー、12…電圧制御型発
振器（ＶＣＯ）、13、16…９０°移相器、141 、142 …
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、17…局部発振器（局
発）、18…加算器、19…減算器、20…ＦＭ復調回路。
振器（ＶＣＯ）、13、16…９０°移相器、141 、142 …
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、17…局部発振器（局
発）、18…加算器、19…減算器、20…ＦＭ復調回路。
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号を、被制御発振手段からの発振
信号を９０°移相した第１および第２の周波数信号によ
って第１および第２のベースバンド信号に変換する直交
ベースバンド変換手段と、 前記変換された直交ベースバンド信号それぞれと９０°
位相差の設定された所定周波数の直交信号とを乗算する
乗算手段と、 この乗算手段で乗算された前記第１および第２のベース
バンド信号を加算および減算する加減算手段と、 前記加算および減算された結果の信号の相互を、位相も
しくは周波数比較する比較手段と、 この比較手段からの比較結果に対応する出力によって前
記被制御発振手段を同期制御する同期制御手段と、 を具備したことを特徴とする位相同期装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10556893A JP3399017B2 (ja) | 1993-05-06 | 1993-05-06 | 位相同期装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10556893A JP3399017B2 (ja) | 1993-05-06 | 1993-05-06 | 位相同期装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06318959A true JPH06318959A (ja) | 1994-11-15 |
| JP3399017B2 JP3399017B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=14411140
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10556893A Expired - Fee Related JP3399017B2 (ja) | 1993-05-06 | 1993-05-06 | 位相同期装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3399017B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100419427B1 (ko) * | 1996-06-24 | 2004-05-31 | 삼성전자주식회사 | 무선통신시스템에서의전압제어발진기의주파수조정방법 |
| JP2009153151A (ja) * | 2002-01-25 | 2009-07-09 | Qualcomm Inc | ゼロ−ｉｆアーキテクチャを用いたａｍｐｓレシーバー |
| JP2018119956A (ja) * | 2017-01-26 | 2018-08-02 | ミツミ電機株式会社 | レーダー送受信機 |
-
1993
- 1993-05-06 JP JP10556893A patent/JP3399017B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100419427B1 (ko) * | 1996-06-24 | 2004-05-31 | 삼성전자주식회사 | 무선통신시스템에서의전압제어발진기의주파수조정방법 |
| JP2009153151A (ja) * | 2002-01-25 | 2009-07-09 | Qualcomm Inc | ゼロ−ｉｆアーキテクチャを用いたａｍｐｓレシーバー |
| JP2018119956A (ja) * | 2017-01-26 | 2018-08-02 | ミツミ電機株式会社 | レーダー送受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3399017B2 (ja) | 2003-04-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2637457B2 (ja) | テレビジョン信号周波数変換回路 | |
| US4814715A (en) | Mixer arrangement for suppression of oscillator interference in quadrature demodulators | |
| US5809088A (en) | Digital carrier wave restoring device and method for use in a television signal receiver | |
| EP0883242A2 (en) | Radio receiver and method of operation | |
| GB2040615A (en) | Receiver system | |
| JPH0628338B2 (ja) | フエーズロツクドループ及びそれを用いる直接混合同期ａｍ受信機 | |
| EP0305604B1 (en) | Receiver comprising parallel signal paths | |
| US6559899B1 (en) | Digital blocks television tuner having simple baseband signal processing portion | |
| JP3169690B2 (ja) | 受信装置 | |
| KR970007985B1 (ko) | 직접 혼합 동기 am 수신기 | |
| EP0883237A1 (en) | Radio receiver and method of operation | |
| EP1178604B1 (en) | Frequency converting system for FM signals | |
| JPH0250676B2 (ja) | ||
| JP4016945B2 (ja) | 受信機 | |
| JP3399017B2 (ja) | 位相同期装置 | |
| KR100994581B1 (ko) | 다이렉트 다운컨버전 수신기 | |
| JPH0221194B2 (ja) | ||
| KR0121388Y1 (ko) | 위성방송 수신기의 반송파 복구장치 | |
| JPH0846433A (ja) | ビデオ信号復調回路 | |
| JPH06164243A (ja) | ダイレクトコンバージョン受信回路 | |
| JP2948648B2 (ja) | 復調回路 | |
| JP3596973B2 (ja) | 直接変換ａｍ受信機 | |
| US6999529B1 (en) | Digital AM demodulator | |
| JPS6330805B2 (ja) | ||
| JPH06188637A (ja) | ダイレクトコンバージョン受信回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |