JPS6330805B2 - - Google Patents
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- JPS6330805B2 JPS6330805B2 JP2673382A JP2673382A JPS6330805B2 JP S6330805 B2 JPS6330805 B2 JP S6330805B2 JP 2673382 A JP2673382 A JP 2673382A JP 2673382 A JP2673382 A JP 2673382A JP S6330805 B2 JPS6330805 B2 JP S6330805B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、振幅変調された搬送波信号（AM
信号）から復調信号を検出する復調回路に係り、
特に位相同期ループ回路（以下、PLL回路と云
う）を使用した同期検波型のAM信号復調回路に
関する。
信号）から復調信号を検出する復調回路に係り、
特に位相同期ループ回路（以下、PLL回路と云
う）を使用した同期検波型のAM信号復調回路に
関する。
PLL回路を使用した同期検波方式の復調回路
は耐雑音性にすぐれているため、従来から使用さ
れており、一般に第１図に示すような回路構成で
ある。この第１図において、復調回路は90度移相
器２、同期検波器３、低域フイルタ４（以下、
LPFと云う）、位相同期ループ回路１００（以
下、PLL回路と云う）で構成されている。
は耐雑音性にすぐれているため、従来から使用さ
れており、一般に第１図に示すような回路構成で
ある。この第１図において、復調回路は90度移相
器２、同期検波器３、低域フイルタ４（以下、
LPFと云う）、位相同期ループ回路１００（以
下、PLL回路と云う）で構成されている。
このPLL回路１００はスイツチ制御型の位相
比較器５、電圧制御発振器６、LPF７を有して
いる。
比較器５、電圧制御発振器６、LPF７を有して
いる。
次に、第１図の復調回路の動作について説明す
る。信号入力端子１に入力された振幅変調信号
（以下AM信号と云う）ａは90度移相器２により、
（＋）90度または（−）90度シフトされて、同期
検波器３に入力される。
る。信号入力端子１に入力された振幅変調信号
（以下AM信号と云う）ａは90度移相器２により、
（＋）90度または（−）90度シフトされて、同期
検波器３に入力される。
一方、PLL回路１００において、位相比較器
５はAM信号ａと電圧制御発振器６（以下、
VCOと云う）の出力信号ｂの位相を比較する。
両信号の位相差に相当する出力信号はLPF７を
通してVCO６に帰還され、AM信号ａとVCO６
の出力信号ｂの間の位相差が90度の状態でPLL
回路１００が同期状態に固定される。
５はAM信号ａと電圧制御発振器６（以下、
VCOと云う）の出力信号ｂの位相を比較する。
両信号の位相差に相当する出力信号はLPF７を
通してVCO６に帰還され、AM信号ａとVCO６
の出力信号ｂの間の位相差が90度の状態でPLL
回路１００が同期状態に固定される。
同期検波器３は90度移相器２の出力信号a′と
VCO６の出力信号ｂの掛算を行い、復調信号ｄ
を出力する。この復調信号ｄの高周波成分は低域
フイルタ４で除去されて、AM信号ａの復調信号
ｅが信号出力端子１５に得られる。
VCO６の出力信号ｂの掛算を行い、復調信号ｄ
を出力する。この復調信号ｄの高周波成分は低域
フイルタ４で除去されて、AM信号ａの復調信号
ｅが信号出力端子１５に得られる。
ここで、AM信号ａの搬送波信号とVCO６の
出力信号ｂである復調用搬送波信号との位相差は
PLL回路１００のループ利得が十分大きければ、
理想的にはπ／２となる。
出力信号ｂである復調用搬送波信号との位相差は
PLL回路１００のループ利得が十分大きければ、
理想的にはπ／２となる。
位相同期状態でのAM信号入力と出力信号の理
想的な位相関係からの位相誤差θeは次式で与えら
れる。
想的な位相関係からの位相誤差θeは次式で与えら
れる。
θe＝Δω／K0KD
ここで、ΔωはVCO６のフリーラン状態の出力
信号周波数と入力信号周波数（同期時のVCO周
波数）との差、K0はVCO６の周波数感度、KDは
位相比較器５の感度である。
信号周波数と入力信号周波数（同期時のVCO周
波数）との差、K0はVCO６の周波数感度、KDは
位相比較器５の感度である。
これらは入力周波数とともに変化し、理想状態
の位相関係は保たれなくなる。
の位相関係は保たれなくなる。
同期検波器３の出力信号ｂは90度移相器２の出
力信号a′とVCO６の出力信号ｂの位相差が零で
あるとき、最大検波（最大感度）出力電圧が得ら
れる。
力信号a′とVCO６の出力信号ｂの位相差が零で
あるとき、最大検波（最大感度）出力電圧が得ら
れる。
しかし、第１図に示す従来の復調回路では、広
帯域にAM信号ａを検波する場合、全帯域に亘つ
て最適の受信感度状態に保つことが極めて困難で
ある欠点を有していた。
帯域にAM信号ａを検波する場合、全帯域に亘つ
て最適の受信感度状態に保つことが極めて困難で
ある欠点を有していた。
すなわち、位相比較器５とVCO６は周波数特
性をもつているので、90度移相器２の出力信号と
PLL回路１００の出力信号（VCO６の出力信号
ｂ）の位相差の変動を一定に保持することがむず
かしく、そのため、PLL回路のループ利得が変
動し、受信周波数の全帯域で最大検波出力を得る
ことが不可能であつた。したがつて、従来の復調
回路では、広帯域、高感度受信機を実現すること
が極めて困難であつた。
性をもつているので、90度移相器２の出力信号と
PLL回路１００の出力信号（VCO６の出力信号
ｂ）の位相差の変動を一定に保持することがむず
かしく、そのため、PLL回路のループ利得が変
動し、受信周波数の全帯域で最大検波出力を得る
ことが不可能であつた。したがつて、従来の復調
回路では、広帯域、高感度受信機を実現すること
が極めて困難であつた。
この発明は、上記従来の欠点を除去するために
なされたもので、広帯域、高感度受信も可能にす
るAM信号復調回路を提供することを目的とす
る。
なされたもので、広帯域、高感度受信も可能にす
るAM信号復調回路を提供することを目的とす
る。
以下、この発明のAM信号復調回路の実施例に
ついて図面に基づき説明する。第２図はその一実
施例の構成を示すブロツク図である。この第２図
において、説明の都合上、第１図と同一部分には
同一符号を付して述べることにする。
ついて図面に基づき説明する。第２図はその一実
施例の構成を示すブロツク図である。この第２図
において、説明の都合上、第１図と同一部分には
同一符号を付して述べることにする。
信号入力端子１に入力されるAM信号ａは
（−）90度移相器２０およびPLL回路１００内の
位相比較器５および（＋）90度移相器８０に入力
されるようになつている。（−）90度移相器２０
の出力とPLL回路１００内のVCO６の出力ｂは
同期検波器３０に送られるようになつており、こ
の同期検波器３０の出力E2は電圧加算器１６に
送られるようになつている。
（−）90度移相器２０およびPLL回路１００内の
位相比較器５および（＋）90度移相器８０に入力
されるようになつている。（−）90度移相器２０
の出力とPLL回路１００内のVCO６の出力ｂは
同期検波器３０に送られるようになつており、こ
の同期検波器３０の出力E2は電圧加算器１６に
送られるようになつている。
PLL回路１００は第１図と同様に位相比較器
５、VCO６、LPF７とにより構成され、位相比
較器５はAM信号ａとVCO６の出力信号ｂとを
入力してLPE７に出力し、LPF７の出力をVCO
６に出力するようになつているが、この発明では
さらに位相比較器５の出力信号電圧E1を電圧加
算器１６，１７にも送るようになつている。さら
に、VCO６の出力信号ｂは同期検波器９０にも
送るようになつている。
５、VCO６、LPF７とにより構成され、位相比
較器５はAM信号ａとVCO６の出力信号ｂとを
入力してLPE７に出力し、LPF７の出力をVCO
６に出力するようになつているが、この発明では
さらに位相比較器５の出力信号電圧E1を電圧加
算器１６，１７にも送るようになつている。さら
に、VCO６の出力信号ｂは同期検波器９０にも
送るようになつている。
また、（＋）90度移相器80の出力は同期検波器
９０に出力されるようになつている。この同期検
波器９０の出力信号E3は電圧加算器１７に出力
するようになつている。
９０に出力されるようになつている。この同期検
波器９０の出力信号E3は電圧加算器１７に出力
するようになつている。
上記電圧加算器１６は同期検波器３０の出力信
号電圧E3と位相比較器５の出力信号電圧E1を加
算して、出力信号電圧E4を切換スイツチ１２に
送るようになつている。
号電圧E3と位相比較器５の出力信号電圧E1を加
算して、出力信号電圧E4を切換スイツチ１２に
送るようになつている。
同様にして、電圧加算器１７は同期検波器９０
の出力信号電圧E3と位相比較器５の出力信号電
圧E1とを加算して出力信号電圧E3を上記切換ス
イツチ１２に送るようになつている。
の出力信号電圧E3と位相比較器５の出力信号電
圧E1とを加算して出力信号電圧E3を上記切換ス
イツチ１２に送るようになつている。
この切換スイツチ１２はLPF７の出力電圧
（直流電圧）の極性により、選択的に電圧加算器
１６の出力信号電圧E4または電圧加算器１７の
出力信号電圧E5をLPF４に出力する回路であり、
このLPF４の出力は信号出力端子１５より取り
出すようになつている。
（直流電圧）の極性により、選択的に電圧加算器
１６の出力信号電圧E4または電圧加算器１７の
出力信号電圧E5をLPF４に出力する回路であり、
このLPF４の出力は信号出力端子１５より取り
出すようになつている。
なお、上記同期検波器３０，９０は位相比較器
５と同様なタイミング信号により、入力信号をサ
ンプリングするスイツチング制御型の位相比較器
から構成されている。この位相比較器５、同期検
波器３０，９０は同様な周波数特性を有してお
り、これらの位相対出力電圧特性を第３図に示し
ている。ただし、第３図および第４図は、後述す
る数式中のKDAOA′／２を省略して、入力の位相関係 だけを示したものである。
５と同様なタイミング信号により、入力信号をサ
ンプリングするスイツチング制御型の位相比較器
から構成されている。この位相比較器５、同期検
波器３０，９０は同様な周波数特性を有してお
り、これらの位相対出力電圧特性を第３図に示し
ている。ただし、第３図および第４図は、後述す
る数式中のKDAOA′／２を省略して、入力の位相関係 だけを示したものである。
次に以上のように構成されたこの発明のAM信
号復調回路の動作について説明する。第３図ａは
AM信号ａとVCO６の出力信号ｂ（復調用搬送波
信号）の位相差θと位相比較器５の出力信号電圧
E1の関係を示している。
号復調回路の動作について説明する。第３図ａは
AM信号ａとVCO６の出力信号ｂ（復調用搬送波
信号）の位相差θと位相比較器５の出力信号電圧
E1の関係を示している。
また、第３図ｂは（−）90度遅延させたAM信
号とVCO６の出力信号の位相差θと同期検波器
３０の出力信号電圧E2の関係を示している。
号とVCO６の出力信号の位相差θと同期検波器
３０の出力信号電圧E2の関係を示している。
第３図ｃは（＋）90度進相したAM信号と
VCO６の出力信号の位相差θと同期検波器９０
の出力信号電圧E3の関係を示している。
VCO６の出力信号の位相差θと同期検波器９０
の出力信号電圧E3の関係を示している。
ところで、一般に位相比較器５の出力電圧と同
期検波器３０の出力電圧を電圧加算器１６（一般
には簡単な演算増幅器などによつて構成できる）
によつて加算すると、電圧加算器１６の出力信号
電圧E4は VCOの出力信号を AO cos（ωiｔ＋θ1） ……(1) ただしθ1は両入力の位相差 AM信号を A1（１＋ｍ cosωsｔ）cosωiｔ＝A′cosωiｔ
……(2) ただし、ｍ：AMにおける変調度 A1：搬送波の電流最大値 ωs：変調波の角周波数 ωi：搬送波の角周波数（位相同期状態ではVCO
の角周波数と等しい） A′：振幅変調成分A1（１＋ｍ cosωsｔ） Ao：VCOの変換定数〔rad／Ｖ・sec〕 とすると、(1)、(2)式より位相比較器５の出力は E1＝AO cos（ωiｔ＋θ1）×A′cosωiｔ×KD＝
KDAOA′／２｛cos（2ωiｔ＋θ1）＋cosθ1｝……(3) ただし、KD：位相比較器の変換定数〔Ｖ／
rad〕 また、同期検波器３０の出力は E2＝AO cos（ωiｔ＋θ1）×A′cos（ωiｔ−π／２
）×KD＝KDAOA′／２｛sin（2ωiｔ＋θ1）−sinθ1）
｝……(4) となり、したがつて、(3)、(4)式より、 E4＝E1＋E2＝KDAOA′／２｛cos（2ωiｔ＋θ1）＋c
osθ1＋sin（2ωiｔ＋θ1）−sinθ1｝ ＝KDApA′／２｛cos（2ωiｔ＋θ1）＋sin（2ωi
ｔ＋θ1）＋cosθ1−sinθ1｝……(5) となる。
期検波器３０の出力電圧を電圧加算器１６（一般
には簡単な演算増幅器などによつて構成できる）
によつて加算すると、電圧加算器１６の出力信号
電圧E4は VCOの出力信号を AO cos（ωiｔ＋θ1） ……(1) ただしθ1は両入力の位相差 AM信号を A1（１＋ｍ cosωsｔ）cosωiｔ＝A′cosωiｔ
……(2) ただし、ｍ：AMにおける変調度 A1：搬送波の電流最大値 ωs：変調波の角周波数 ωi：搬送波の角周波数（位相同期状態ではVCO
の角周波数と等しい） A′：振幅変調成分A1（１＋ｍ cosωsｔ） Ao：VCOの変換定数〔rad／Ｖ・sec〕 とすると、(1)、(2)式より位相比較器５の出力は E1＝AO cos（ωiｔ＋θ1）×A′cosωiｔ×KD＝
KDAOA′／２｛cos（2ωiｔ＋θ1）＋cosθ1｝……(3) ただし、KD：位相比較器の変換定数〔Ｖ／
rad〕 また、同期検波器３０の出力は E2＝AO cos（ωiｔ＋θ1）×A′cos（ωiｔ−π／２
）×KD＝KDAOA′／２｛sin（2ωiｔ＋θ1）−sinθ1）
｝……(4) となり、したがつて、(3)、(4)式より、 E4＝E1＋E2＝KDAOA′／２｛cos（2ωiｔ＋θ1）＋c
osθ1＋sin（2ωiｔ＋θ1）−sinθ1｝ ＝KDApA′／２｛cos（2ωiｔ＋θ1）＋sin（2ωi
ｔ＋θ1）＋cosθ1−sinθ1｝……(5) となる。
(5)式の｛ ｝内の前２項は切換スイツチ１２を
通した後の低減フイルタ４により除去され、E1
＋E2＝KDApA′／２（cosθ1−sinθ1）となる。
通した後の低減フイルタ４により除去され、E1
＋E2＝KDApA′／２（cosθ1−sinθ1）となる。
また、同様に電圧加算器１７の出力
E5＝E1＋E3＝KDApA′／２｛cos（2ωiｔ＋θ
1）−sin（2ωiｔ＋θ1）＋cosθ1＋sinθ1｝……(6) となり、低域フイルタ通過後はE1＋E3＝
KDApA′／２（cosθ1＋sinθ1）となる。
1）−sin（2ωiｔ＋θ1）＋cosθ1＋sinθ1｝……(6) となり、低域フイルタ通過後はE1＋E3＝
KDApA′／２（cosθ1＋sinθ1）となる。
いま、位相比較器５がπ／２＜θ1＜πの範囲
（第３図のθ1）にシフトした状態で同期制御され
ているものとすると、第３図ａ、第３図ｂのよう
に、位相比較器５および同期検波器３０，９０の
出力電圧はe11，e21，e31となる、したがつて、第
４図ａに示されるように、電圧加算器１６の出力
信号電圧E4＝e11＋e21が得られる。
（第３図のθ1）にシフトした状態で同期制御され
ているものとすると、第３図ａ、第３図ｂのよう
に、位相比較器５および同期検波器３０，９０の
出力電圧はe11，e21，e31となる、したがつて、第
４図ａに示されるように、電圧加算器１６の出力
信号電圧E4＝e11＋e21が得られる。
次に、位相比較器５が０＜θ2＜π／２の範囲
（第３図のθ2）にシフトした状態で同期制御され
ていると、第３図ａ、第３図ｃのように、位相比
較器５および同期検波器３０，９０の出力信号電
圧E1，E2，E3はそれぞれe12，e22，e32となる。し
たがつて、電圧加算器１７の出力信号電圧E5は
第４図(b)に示すように、E5＝e12＋e32となる。
（第３図のθ2）にシフトした状態で同期制御され
ていると、第３図ａ、第３図ｃのように、位相比
較器５および同期検波器３０，９０の出力信号電
圧E1，E2，E3はそれぞれe12，e22，e32となる。し
たがつて、電圧加算器１７の出力信号電圧E5は
第４図(b)に示すように、E5＝e12＋e32となる。
電圧加算器１６，１７の出力信号電圧E4，E5
の絶対値の大きい信号が切換スイツチ１２により
選択的にLPF４に伝達される。この切換スイツ
チ１２の制御信号はLPF７の直流出力電圧ｃが
利用される。
の絶対値の大きい信号が切換スイツチ１２により
選択的にLPF４に伝達される。この切換スイツ
チ１２の制御信号はLPF７の直流出力電圧ｃが
利用される。
第３図において、AM信号ａが位相比較器５の
出力信号電圧E1よりも遅れていれば、電圧加算
器１６から正の出力信号電圧E1が切換スイツチ
１２を介したLPF４に伝達され、また、逆に
π／２進んでいれば、電圧加算器１７から負の出
力信号電圧E5が切換スイツチ１２を介してLPF
４に伝達される。したがつて、AM信号ａの復調
信号が信号出力端子１５に得られる。
出力信号電圧E1よりも遅れていれば、電圧加算
器１６から正の出力信号電圧E1が切換スイツチ
１２を介したLPF４に伝達され、また、逆に
π／２進んでいれば、電圧加算器１７から負の出
力信号電圧E5が切換スイツチ１２を介してLPF
４に伝達される。したがつて、AM信号ａの復調
信号が信号出力端子１５に得られる。
また、第４図より明らかなように、AM信号ａ
とVCO６の出力信号電圧の位相差が０＜θ＜
π／２の範囲で変動しても、常に位相比較器５の
最大出力信号電圧以上の出力信号が得られる。し
たがつて、入力されるAM信号ａの周波数が広範
囲に変化しても、高感度を維持することが可能と
なる。
とVCO６の出力信号電圧の位相差が０＜θ＜
π／２の範囲で変動しても、常に位相比較器５の
最大出力信号電圧以上の出力信号が得られる。し
たがつて、入力されるAM信号ａの周波数が広範
囲に変化しても、高感度を維持することが可能と
なる。
第５図はこの発明のAM信号復調回路の第２の
実施例を示すブロツク図である。この第５図にお
いて、第２図と同一の機能を有する部分には第２
図と同一符号が付されている。
実施例を示すブロツク図である。この第５図にお
いて、第２図と同一の機能を有する部分には第２
図と同一符号が付されている。
すなわち、第５図では、第２図における電圧加
算器１６，１７を省略して、同期検波器３０，９
０の各出力信号圧E2，E3は直接切換スイツチ１
２に入力されるようになつており、また、切換ス
イツチ１２の出力は電圧加算器２００を介して
LPF４に伝達されるようになつている。その他
の構成は第２図と同様である。
算器１６，１７を省略して、同期検波器３０，９
０の各出力信号圧E2，E3は直接切換スイツチ１
２に入力されるようになつており、また、切換ス
イツチ１２の出力は電圧加算器２００を介して
LPF４に伝達されるようになつている。その他
の構成は第２図と同様である。
この第５図においても、第２図の場合と同様に
して、切換スイツチ１２はLPF７の直流出力電
圧ｃにより制御され、電圧加算器２００は位相比
較器５の出力信号電圧E1が入力される。これに
より、電圧加算器２００はこの位相比較器５の出
力信号電圧E1と、切換スイツチ１２で選択され
た同期検波器３０の出力信号電圧E2との加算、
あるいは位相比較器５の出力信号電圧E1と同期
検波器９０の出力信号電圧E3との加算を行う。
して、切換スイツチ１２はLPF７の直流出力電
圧ｃにより制御され、電圧加算器２００は位相比
較器５の出力信号電圧E1が入力される。これに
より、電圧加算器２００はこの位相比較器５の出
力信号電圧E1と、切換スイツチ１２で選択され
た同期検波器３０の出力信号電圧E2との加算、
あるいは位相比較器５の出力信号電圧E1と同期
検波器９０の出力信号電圧E3との加算を行う。
したがつて、AM信号ａが位相比較器５の出力
信号電圧E1よりπ／２遅れていれば、電圧加算
器２００から同期検波器３０の出力信号電圧E2
の正の出力電圧がLPF４に送られる。また、逆
に、AM信号ａが位相比較器５の出力信号電圧E1
よりもπ／２進んでいれば、電圧加算器２００か
ら同期検波器９０の出力信号電圧E3の負の出力
電圧がLPF４に送られる。これにより、AM信号
の復調信号が信号出力端子１５より取り出され
る。
信号電圧E1よりπ／２遅れていれば、電圧加算
器２００から同期検波器３０の出力信号電圧E2
の正の出力電圧がLPF４に送られる。また、逆
に、AM信号ａが位相比較器５の出力信号電圧E1
よりもπ／２進んでいれば、電圧加算器２００か
ら同期検波器９０の出力信号電圧E3の負の出力
電圧がLPF４に送られる。これにより、AM信号
の復調信号が信号出力端子１５より取り出され
る。
この第５図の実施例では、上記からも明らかな
ように、同期検波器３０，９０の出力信号電圧
E2，E3切換スイツチ１２により選択されて電圧
加算器２００に入力されるため、第２図で示した
第１の実施例に比べて、電圧加算器が一つ削減で
きる利点を有している。
ように、同期検波器３０，９０の出力信号電圧
E2，E3切換スイツチ１２により選択されて電圧
加算器２００に入力されるため、第２図で示した
第１の実施例に比べて、電圧加算器が一つ削減で
きる利点を有している。
なお、第２図および第５図の実施例は（−）90
度移相器２０および（＋）90度移相器８０以外は
すべてIC化され、特に、MOSトランジスタによ
るワンチツプIC化に適するものである。
度移相器２０および（＋）90度移相器８０以外は
すべてIC化され、特に、MOSトランジスタによ
るワンチツプIC化に適するものである。
以上のように、この発明のAM信号復調回路に
よれば、PLL回路によりAM信号の位相に同期し
た出力信号を取り出し、この出力信号によりAM
信号をそれぞれ（−）90度および（＋）90度移相
したAM信号を二つの同期検波器で同期検波し、
この両同期検波器の出力信号電圧とPLL回路の
出力信号とAM信号との位相差に相当する信号と
を電圧加算器で加算し、この位相差に相当する信
号の直流スイツチを切り換えて選択的に電圧加算
器の出力電圧を取り出すか、あるいは切換スイツ
チで両同期検波器の出力信号電圧を抽出した後に
上記位相差に相当する信号と同期検波器の出力信
号電圧とを加算するようにしたので、広帯域、高
感度受信が可能となる。
よれば、PLL回路によりAM信号の位相に同期し
た出力信号を取り出し、この出力信号によりAM
信号をそれぞれ（−）90度および（＋）90度移相
したAM信号を二つの同期検波器で同期検波し、
この両同期検波器の出力信号電圧とPLL回路の
出力信号とAM信号との位相差に相当する信号と
を電圧加算器で加算し、この位相差に相当する信
号の直流スイツチを切り換えて選択的に電圧加算
器の出力電圧を取り出すか、あるいは切換スイツ
チで両同期検波器の出力信号電圧を抽出した後に
上記位相差に相当する信号と同期検波器の出力信
号電圧とを加算するようにしたので、広帯域、高
感度受信が可能となる。
これにともない、入力の搬送波周波数を広帯域
に受信するAM検波器として有効であり、広帯域
AM受信機、測定用AM検波器に利用することが
できるものである。
に受信するAM検波器として有効であり、広帯域
AM受信機、測定用AM検波器に利用することが
できるものである。
第１図は従来のAM信号復調回路の構成を示す
ブロツク図、第２図はこの発明のAM信号復調回
路の一実施例の構成を示すブロツク図、第３図ａ
ないし第３図ｃおよび第４図ａ、第４図ｂはそれ
ぞれこの発明のAM信号復調回路の動作を説明す
るための各部の信号波形図、第５図はこの発明の
AM信号復調回路の他の実施例の構成を示すブロ
ツク図である。 １……信号入力端子、４，７…低域フイルタ、
５……位相比較器、６……電圧制御発振器、１２
……切換スイツチ、１５……信号出力端子、１
６，１７，２００……電圧加算器、２０……
（−）90度移相器、３０，９０……同期検波器、
８０……（＋）90度移相器、１００……位相同期
ループ。
ブロツク図、第２図はこの発明のAM信号復調回
路の一実施例の構成を示すブロツク図、第３図ａ
ないし第３図ｃおよび第４図ａ、第４図ｂはそれ
ぞれこの発明のAM信号復調回路の動作を説明す
るための各部の信号波形図、第５図はこの発明の
AM信号復調回路の他の実施例の構成を示すブロ
ツク図である。 １……信号入力端子、４，７…低域フイルタ、
５……位相比較器、６……電圧制御発振器、１２
……切換スイツチ、１５……信号出力端子、１
６，１７，２００……電圧加算器、２０……
（−）90度移相器、３０，９０……同期検波器、
８０……（＋）90度移相器、１００……位相同期
ループ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 振幅変調信号の位相を（＋）90度シフトさせ
る第１の移相器と、前記振幅変調信号の位相を
（−）90度シフトさせる第２の移相器と、前記振
幅変調信号の位相に同期した信号を出力する位相
同期ループ回路と、前記第１の移相器の出力信号
を前記位相同期ループ回路の出力信号により同期
検波する第１の同期検波器と、前記第２の移相器
の出力信号を前記位相同期ループ回路の出力信号
により同期検波する第２の同期検波器と、前記振
幅変調信号の位相と前記位相同期ループ回路の出
力信号との位相差に相当する信号電圧と前記第１
の同期検波器の出力信号電圧とを加算する第１の
電圧加算器と、前記位相差に相当する信号電圧と
前記第２の同期検波器の出力信号電圧とを加算す
る第２の電圧加算器と、前記位相差に相当する信
号電圧の直流成分電圧により前記第１または第２
の電圧加算器の出力信号電圧を選択的に切り換え
て取り出す切換スイツチと、この切換スイツチの
出力信号電圧を前記振幅変調信号の復調信号に変
換する低域フイルタとよりなるAM信号復調回
路。 ２ 振幅変調信号の位相を（＋）90度シフトさせ
る第１の移相器と、前記振幅変調信号の位相を
（−）90度シフトさせる第２の移相器と、前記振
幅変調信号の位相に同期した信号を出力する位相
同期ループ回路と、前記第１の移相器の出力信号
を前記位相同期ループ回路の出力信号により同期
検波する第１の同期検波器と、前記第２の移相器
の出力信号を前記位相同期ループ回路の出力信号
により同期検波する第２の同期検波器と、前記振
幅変調信号の位相と前記位相同期ループ回路の出
力信号との位相差に相当する信号電圧の直流成分
電圧により前記第１または第２の同期検波器の出
力信号電圧を選択的に切り換えて取り出す切換ス
イツチと、この切換スイツチの出力信号電圧と前
記位相差に相当する信号電圧とを加算する電圧加
算器と、この電圧加算器の出力信号電圧を前記振
幅変調信号に変換する低域フイルタとよりなる
AM信号復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2673382A JPS58145202A (ja) | 1982-02-23 | 1982-02-23 | Ａｍ信号復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2673382A JPS58145202A (ja) | 1982-02-23 | 1982-02-23 | Ａｍ信号復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58145202A JPS58145202A (ja) | 1983-08-30 |
| JPS6330805B2 true JPS6330805B2 (ja) | 1988-06-21 |
Family
ID=12201502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2673382A Granted JPS58145202A (ja) | 1982-02-23 | 1982-02-23 | Ａｍ信号復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58145202A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1212806B (it) * | 1983-12-30 | 1989-11-30 | Ates Componenti Elettron | Demodulatore sincrono per segnali modulati in ampiezza. |
| US5628602A (en) * | 1996-01-18 | 1997-05-13 | Kyo-Ei Sangyo Kabushiki Kaisha | Anti-theft hub nut for vehicle wheels |
-
1982
- 1982-02-23 JP JP2673382A patent/JPS58145202A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58145202A (ja) | 1983-08-30 |
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