JPH0580177B2 - - Google Patents
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- JPH0580177B2 JPH0580177B2 JP63088344A JP8834488A JPH0580177B2 JP H0580177 B2 JPH0580177 B2 JP H0580177B2 JP 63088344 A JP63088344 A JP 63088344A JP 8834488 A JP8834488 A JP 8834488A JP H0580177 B2 JPH0580177 B2 JP H0580177B2
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- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/08—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
- H03J7/10—Modification of automatic frequency control sensitivity or linearising automatic frequency control operation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、一般に無線受信機に関し、とくに
IF処理および正接ロツク原理に関する。
IF処理および正接ロツク原理に関する。
［従来の技術］
フエーズロツクループは所望のRF送信された
信号を検波する手段として従来の技術上よく知ら
れている。このようなループは局域内で発生され
た信号の値と受信信号自体とを比較することによ
り信号を検波する。２つの信号のフエーズエラー
は低域ろ波され（すなわち積分され）、かつ受信
信号の平均の周波数と位相とをなぞるよう局域の
値を修正するために用いられる。
信号を検波する手段として従来の技術上よく知ら
れている。このようなループは局域内で発生され
た信号の値と受信信号自体とを比較することによ
り信号を検波する。２つの信号のフエーズエラー
は低域ろ波され（すなわち積分され）、かつ受信
信号の平均の周波数と位相とをなぞるよう局域の
値を修正するために用いられる。
一般に、多くの無線受信機においては、このよ
うなフエーズロツクループは、当業者が周知のと
おり、IF段を介して周波数変更された最初に受
信された搬送信号から成るIF信号にロツクする
ために利用される。しかし、少なくとも１つの従
来の技術文献はフエーズロツクは局域内で発生さ
れた値（estimate）とIF段への入り搬送波信号
との関数とすることができ、それによりフエーズ
ロツクループが入り信号自体に対してロツクする
ことができることを示唆している。
うなフエーズロツクループは、当業者が周知のと
おり、IF段を介して周波数変更された最初に受
信された搬送信号から成るIF信号にロツクする
ために利用される。しかし、少なくとも１つの従
来の技術文献はフエーズロツクは局域内で発生さ
れた値（estimate）とIF段への入り搬送波信号
との関数とすることができ、それによりフエーズ
ロツクループが入り信号自体に対してロツクする
ことができることを示唆している。
1960年代初頭に正接関数（tangent function）
フエーズロツクループが提案された。このループ
は、IF信号とその値との位相差の正弦と余弦の
双方を生成するデユアルフエーズ比較器でIF段
出力信号と、局域内発生された信号の値とを位相
比較するものであつた。これらの出力は次に適切
に組合わされて正接関数（正弦÷余弦）とされ、
結果として得られた信号をループ用の修正信号と
して利用することが可能であつた。正接関数は正
弦または余弦関数よりも直接的に著しくその振幅
を変えるので、正接関数の関数としてフエーズロ
ツクループを動作させることにより、少なくとも
特定の動作条件の下では（M.Balodis，
“Laboratory Comparison of Tanlock and
Phaselock Receivers″，Proc.1972 IRE
Convention on Military Electronics，
February ５−４，Los Angeles，California参
照）位相比較器レンジと直線性を高めることがで
きた。IF信号へとロツクするため正接ロツク原
理を利用した市販の無線受信機部品の一例には、
モトローラ社のMC13020、AMステレオデコーダ
集積回路がある。
フエーズロツクループが提案された。このループ
は、IF信号とその値との位相差の正弦と余弦の
双方を生成するデユアルフエーズ比較器でIF段
出力信号と、局域内発生された信号の値とを位相
比較するものであつた。これらの出力は次に適切
に組合わされて正接関数（正弦÷余弦）とされ、
結果として得られた信号をループ用の修正信号と
して利用することが可能であつた。正接関数は正
弦または余弦関数よりも直接的に著しくその振幅
を変えるので、正接関数の関数としてフエーズロ
ツクループを動作させることにより、少なくとも
特定の動作条件の下では（M.Balodis，
“Laboratory Comparison of Tanlock and
Phaselock Receivers″，Proc.1972 IRE
Convention on Military Electronics，
February ５−４，Los Angeles，California参
照）位相比較器レンジと直線性を高めることがで
きた。IF信号へとロツクするため正接ロツク原
理を利用した市販の無線受信機部品の一例には、
モトローラ社のMC13020、AMステレオデコーダ
集積回路がある。
［発明が解決しようとする課題］
今日まで無線受信機のIF段を介して満足でき
る正接準拠フエーズロツクループは達成されてい
ない。このような構成がもたらす安定性、速度、
レンジおよび部品の改善を考慮すれば、このよう
な構成のフエーズロツクループの必要性は明らか
に存在する。
る正接準拠フエーズロツクループは達成されてい
ない。このような構成がもたらす安定性、速度、
レンジおよび部品の改善を考慮すれば、このよう
な構成のフエーズロツクループの必要性は明らか
に存在する。
［課題が解決するための手段］
これらの課題およびその他の課題は本明細書に
開示する装置により解決される。この装置はIF
段に周波数変換装置（FTU）と基準信号装置
（RSU）とを含む。FTUは次の受信に応答する。
(1)変調された情報信号を有する搬送波信号から成
る入力信号、および(2)RSUからの基準信号であ
る。FTUはこれらに応答して基準信号により変
換された搬送波信号に関連する周波数と位相とを
有する出力信号を提供する。このFTU信号は受
信機のIF信号から成つている。IF信号は通例の
方法で復調され、その結果生じる復調された信号
の少なくとも一部は制御信号をRSUへと提供す
るために利用される。この制御信号自体は少なく
とも部分的に、復調された信号の少なくとも一部
の正接関数として変化する。
開示する装置により解決される。この装置はIF
段に周波数変換装置（FTU）と基準信号装置
（RSU）とを含む。FTUは次の受信に応答する。
(1)変調された情報信号を有する搬送波信号から成
る入力信号、および(2)RSUからの基準信号であ
る。FTUはこれらに応答して基準信号により変
換された搬送波信号に関連する周波数と位相とを
有する出力信号を提供する。このFTU信号は受
信機のIF信号から成つている。IF信号は通例の
方法で復調され、その結果生じる復調された信号
の少なくとも一部は制御信号をRSUへと提供す
るために利用される。この制御信号自体は少なく
とも部分的に、復調された信号の少なくとも一部
の正接関数として変化する。
その結果、受信機は正接関数として元の入り搬
送波信号にロツクすることができ、一方、同時に
元の入力信号の周波数とはかかわりなく安定した
IF周波数をもたらす。
送波信号にロツクすることができ、一方、同時に
元の入力信号の周波数とはかかわりなく安定した
IF周波数をもたらす。
したがつて、IF信号は正確に中心合せされ、
IF段の特性と著しく向上した性能で整合する。
IF段の特性と著しく向上した性能で整合する。
［実施例］
次に本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に
説明する。
説明する。
さて第１図を参照すると、参照番号10で一般的
に示した装置が示してある。装置１０は入力１１
にて入力信号を受信する無線受信機と共に動作す
る。説明のため、入力信号は（１＋Ｌ＋Ｒ）cos
（ωct＋φ）の形式のAMステレオ変調信号である
ものと想定する。ここで、φはarctan｛（Ｌ−
Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）｝の形式を有し、Ｌはステ
レオ信号の左側の情報、Ｒは右側の情報、また、
ωctは搬送波信号信号である。
に示した装置が示してある。装置１０は入力１１
にて入力信号を受信する無線受信機と共に動作す
る。説明のため、入力信号は（１＋Ｌ＋Ｒ）cos
（ωct＋φ）の形式のAMステレオ変調信号である
ものと想定する。ここで、φはarctan｛（Ｌ−
Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）｝の形式を有し、Ｌはステ
レオ信号の左側の情報、Ｒは右側の情報、また、
ωctは搬送波信号信号である。
入力信号はRSU１３からの基準信号２６の関
数としてFTU１２により受信されかつ処理され
て、（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωit＋φ）の形式のIF信
号１４が生成される。信号復調装置（SDU）１
６が、一部は基準発振器１７により提供される復
調信号２４の関数として、このIF信号１４を復
調して、復調された情報信号（この場合は、Ｌ＋
Ｒ(18)およびＬ−Ｒ(19)）を生成する。これらの復調
信号は次に、当業者にはよく知られた従来の技術
によつてマトリクス２１を介して処理され、所望
に応じてＬおよびＲの出力信号の生成が可能であ
る。
数としてFTU１２により受信されかつ処理され
て、（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωit＋φ）の形式のIF信
号１４が生成される。信号復調装置（SDU）１
６が、一部は基準発振器１７により提供される復
調信号２４の関数として、このIF信号１４を復
調して、復調された情報信号（この場合は、Ｌ＋
Ｒ(18)およびＬ−Ｒ(19)）を生成する。これらの復調
信号は次に、当業者にはよく知られた従来の技術
によつてマトリクス２１を介して処理され、所望
に応じてＬおよびＲの出力信号の生成が可能であ
る。
さらに、正接（tangent）処理装置TPU２２は
復調信号の少なくとも一部（この場合はＬ−Ｒに
関する信号）を処理し、この信号をRSU１３用
の制御信号２３を生成するために利用する。この
制御信号は少なくとも部分的に、復調信号２４と
比較されるIF信号１４のエンベロープで乗じら
れた位相の正接関数の平均値として変化する。そ
の結果、入力信号と基準信号２６との位相差は基
準発振器１７からの復調信号２４の周波数および
位相とほぼ等しくなり、それにより入力信号周波
数とはかかわりなく安定したIF周波数が得られ、
一方同時に正接ロツクの利点も得られる。
復調信号の少なくとも一部（この場合はＬ−Ｒに
関する信号）を処理し、この信号をRSU１３用
の制御信号２３を生成するために利用する。この
制御信号は少なくとも部分的に、復調信号２４と
比較されるIF信号１４のエンベロープで乗じら
れた位相の正接関数の平均値として変化する。そ
の結果、入力信号と基準信号２６との位相差は基
準発振器１７からの復調信号２４の周波数および
位相とほぼ等しくなり、それにより入力信号周波
数とはかかわりなく安定したIF周波数が得られ、
一方同時に正接ロツクの利点も得られる。
さて第２図を参照すると、装置１０がより詳細
に説明されている。
に説明されている。
標準型の連結コンデンサ同調機構３１は入力信
号を受信する機能を果たし、この信号はIF段３
２の入力１１を通過する。FTU１２はミキサ／
AGC（自動利得制御）３３と、IFフイルタ３４と
IF利得AGC部３６とを含む。双方のAGC装置３
３，３６はAGC駆動機溝３７に応答し、この駆
動機構自体はSDU１６からのＬ＋Ｒ復調信号に
応答して、Ｌ＋Ｒ信号の関数としてAGC３３，
３６の利得を制御する。
号を受信する機能を果たし、この信号はIF段３
２の入力１１を通過する。FTU１２はミキサ／
AGC（自動利得制御）３３と、IFフイルタ３４と
IF利得AGC部３６とを含む。双方のAGC装置３
３，３６はAGC駆動機溝３７に応答し、この駆
動機構自体はSDU１６からのＬ＋Ｒ復調信号に
応答して、Ｌ＋Ｒ信号の関数としてAGC３３，
３６の利得を制御する。
IF段３２はさらに電圧制御局部発振器
（VCLO）であつてよいRSU１３を含んでいる。
VCLOはミキサ３３が入力信号を変換し、それに
より、基準信号２６によつて変換された入力信号
に関連する周波数と位相とを有する信号を生成す
るために利用する基準信号２６をミキサ３３に供
給する。
（VCLO）であつてよいRSU１３を含んでいる。
VCLOはミキサ３３が入力信号を変換し、それに
より、基準信号２６によつて変換された入力信号
に関連する周波数と位相とを有する信号を生成す
るために利用する基準信号２６をミキサ３３に供
給する。
IF信号１４の出力はSDU１６へと通過し、こ
のSDU１６は、全てよく知られた従来の技術に
したがつて、IF信号１４を復調しかつＬ＋Ｒ成
分を有する第１復調信号１８を生成する制御器３
８とエンベロープ検出器／フイルタ３９とを含
む。IF信号１４はまたTPU２２へと通過する。
このTPU２２はIF信号（（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωit
＋φ）、ここでωitはIF搬送波である）をcosφで
割算するアナログ割算器４１を含む。アナログ割
算器から得られた信号はＱ検出器／フイルタ４２
へと通過する。Ｑ検出器／フイルタ４２はゲーテ
ツド復調器を備え、これはその目的のために提供
された基準信号に関して90度と270度において位
相を180度反転し、かつその目的のために提供さ
れた基準信号と（所与の瞬間に）直角位相にある
入り信号のベクトル量に関係する出力を生成す
る。なお、検出器／フイルタ４２は、よく知られ
ているように、例えばゲーテツド復調器を構成す
るダブルバランス型乗算器（例えば、モトローラ
社のMC1596型集積回路装置、およびその等価
物）とこれに結合されたオーデイオフイルタによ
つて構成できる。Ｉ検出器／フイルタ４７も同様
のものでよい。
のSDU１６は、全てよく知られた従来の技術に
したがつて、IF信号１４を復調しかつＬ＋Ｒ成
分を有する第１復調信号１８を生成する制御器３
８とエンベロープ検出器／フイルタ３９とを含
む。IF信号１４はまたTPU２２へと通過する。
このTPU２２はIF信号（（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωit
＋φ）、ここでωitはIF搬送波である）をcosφで
割算するアナログ割算器４１を含む。アナログ割
算器から得られた信号はＱ検出器／フイルタ４２
へと通過する。Ｑ検出器／フイルタ４２はゲーテ
ツド復調器を備え、これはその目的のために提供
された基準信号に関して90度と270度において位
相を180度反転し、かつその目的のために提供さ
れた基準信号と（所与の瞬間に）直角位相にある
入り信号のベクトル量に関係する出力を生成す
る。なお、検出器／フイルタ４２は、よく知られ
ているように、例えばゲーテツド復調器を構成す
るダブルバランス型乗算器（例えば、モトローラ
社のMC1596型集積回路装置、およびその等価
物）とこれに結合されたオーデイオフイルタによ
つて構成できる。Ｉ検出器／フイルタ４７も同様
のものでよい。
このような構成において、前記アナログ割算器
４１にはIF信号１４すなわちAcos（ωiｔ＋φ）、
および比較器５０の出力（これを101とする）が
印加される。したがつて、アナログ割算器４１の
出力（これを102とする）は、 ｛Ａ／（101）｝cos（ωiｔ＋φ） となり、この出力（102）がＱ検出器フイルタ４
２およびＩ検出器フイルタ４７に入力される。な
お、Ａは１＋Ｌ＋Ｒに相当する。
４１にはIF信号１４すなわちAcos（ωiｔ＋φ）、
および比較器５０の出力（これを101とする）が
印加される。したがつて、アナログ割算器４１の
出力（これを102とする）は、 ｛Ａ／（101）｝cos（ωiｔ＋φ） となり、この出力（102）がＱ検出器フイルタ４
２およびＩ検出器フイルタ４７に入力される。な
お、Ａは１＋Ｌ＋Ｒに相当する。
一方、Ｑ検出器／フイルタ４２およびＩ検出
器／フイルタ４７の他方の入力にはそれぞれ直角
位相発生器４３から互いに90°の位相差を有する
信号sin（ωiｔ）およびcos（ωiｔ）が入力されるも
のと考えることができる。
器／フイルタ４７の他方の入力にはそれぞれ直角
位相発生器４３から互いに90°の位相差を有する
信号sin（ωiｔ）およびcos（ωiｔ）が入力されるも
のと考えることができる。
Ｑ検出器フイルタ４２は、前述のようにゲーテ
ツド復調器すなわち乗算器を含むから、入力され
た２つの信号を乗算し、 ［｛Ａ／（101）｝cos（ωiｔ＋φ）］・sin（ωi
ｔ） ＝Ｋ・｛Ａ／（101）｝sin｛（ωiｔ＋φ）＋（ωiｔ
）｝ −Ｋ｛Ａ／（101）｝sin｛（ωiｔ＋φ）−（ωiｔ
）｝ なる信号を生成する。なお、Ｋは乗算器のゲイン
に対応する定数である。上式の右辺に示される信
号の内、第１項のものはIF周波数の２倍の周波
数を有し、Ｑ検出器／フイルタ４２のフイルタに
よつて除去される。したがつて、Ｑ検出器／フイ
ルタ４２の出力は −Ｋ｛Ａ／（101）｝sin（φ） ……(1) となる。
ツド復調器すなわち乗算器を含むから、入力され
た２つの信号を乗算し、 ［｛Ａ／（101）｝cos（ωiｔ＋φ）］・sin（ωi
ｔ） ＝Ｋ・｛Ａ／（101）｝sin｛（ωiｔ＋φ）＋（ωiｔ
）｝ −Ｋ｛Ａ／（101）｝sin｛（ωiｔ＋φ）−（ωiｔ
）｝ なる信号を生成する。なお、Ｋは乗算器のゲイン
に対応する定数である。上式の右辺に示される信
号の内、第１項のものはIF周波数の２倍の周波
数を有し、Ｑ検出器／フイルタ４２のフイルタに
よつて除去される。したがつて、Ｑ検出器／フイ
ルタ４２の出力は −Ｋ｛Ａ／（101）｝sin（φ） ……(1) となる。
同様にＩ検出器／フイルタ４７においても、２つ
の信号｛Ａ／（101）cos（ωiｔ＋φ）とcos（ωiｔ）
が乗算され、かつ和の周波数成分がフイルタによ
つて除去されて、 Ｋ｛Ａ／（101）｝cos（φ） ……(2) なる信号が得られ、この信号（103とする）が前
記比較器５０の一方の入力に印加される。
の信号｛Ａ／（101）cos（ωiｔ＋φ）とcos（ωiｔ）
が乗算され、かつ和の周波数成分がフイルタによ
つて除去されて、 Ｋ｛Ａ／（101）｝cos（φ） ……(2) なる信号が得られ、この信号（103とする）が前
記比較器５０の一方の入力に印加される。
比較器５０の他方の入力にはエンベロープ検出
器フイルタ３９の出力すなわち（１＋Ｌ＋Ｒ）が
印加される。この信号（１＋Ｌ＋Ｒ）は、乗算器
（ＩおよびＱ）４２および４７のゲインと整合さ
せるべくＫ・Ａと表すことができる。
器フイルタ３９の出力すなわち（１＋Ｌ＋Ｒ）が
印加される。この信号（１＋Ｌ＋Ｒ）は、乗算器
（ＩおよびＱ）４２および４７のゲインと整合さ
せるべくＫ・Ａと表すことができる。
比較器５０、アナログデバイダ４１、およびＩ
検出器／フイルタ４７はフイードバツクループを
形成している。フイードバツク理論はよく知られ
ており、かつ比較器５０のゲインは非常に高いこ
とも明らかである。したがつて、比較器５０の両
入力はほぼ同じになるように動作する。すなわ
ち、前記式(2)より、 Ｋ・Ａ＝Ｋ｛Ａ／（101）｝cosφ が成立することになり、このためには（101）＝
cosφでなければならない。
検出器／フイルタ４７はフイードバツクループを
形成している。フイードバツク理論はよく知られ
ており、かつ比較器５０のゲインは非常に高いこ
とも明らかである。したがつて、比較器５０の両
入力はほぼ同じになるように動作する。すなわ
ち、前記式(2)より、 Ｋ・Ａ＝Ｋ｛Ａ／（101）｝cosφ が成立することになり、このためには（101）＝
cosφでなければならない。
したがつて、Ｑ検出器／フイルタ４２の出力４
４は前記式(1)より、 −Ｋ｛Ａ／（101）｝sin（φ）＝−Ｋ・Atan
（φ） となり、−Ｋ＝１であれば、出力４４はAtan（φ） となる。
４は前記式(1)より、 −Ｋ｛Ａ／（101）｝sin（φ）＝−Ｋ・Atan
（φ） となり、−Ｋ＝１であれば、出力４４はAtan（φ） となる。
すなわち、本装置では、Ｑ検出器／フイルタ４
２はこのような（後により詳細に説明する）基準
信号として直角位相発生器４３からの信号を利用
し、以下の形式の信号を提供する。
２はこのような（後により詳細に説明する）基準
信号として直角位相発生器４３からの信号を利用
し、以下の形式の信号を提供する。
［（１＋Ｌ＋Ｒ）sin｛arctan（Ｌ−Ｒ）／（１＋
Ｌ＋Ｒ）｝］ ／cos（φ） これはあるいは次のように表わすこともでき
る。
Ｌ＋Ｒ）｝］ ／cos（φ） これはあるいは次のように表わすこともでき
る。
［（１＋Ｌ＋Ｒ）sin｛arctan（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ
＋Ｒ）｝］／ cos｛arctan（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）｝ 上記はもちろん、本質的にＬ−Ｒに還元され、
第２の復調信号１９となるタンジエント関数（正
弦÷余弦）を構成する。少なくともこのＬ−Ｒ成
分に関連する信号４４はループドライバ４６に供
給することができ、このループドライバ４６は入
り信号を少なくとも部分的に積分するフイルタを
有し、かつＬ−Ｒ項に比例する電流を提供する。
この電流は、RSU１３の周波数と位相を制御す
る制御信号２３である。
＋Ｒ）｝］／ cos｛arctan（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）｝ 上記はもちろん、本質的にＬ−Ｒに還元され、
第２の復調信号１９となるタンジエント関数（正
弦÷余弦）を構成する。少なくともこのＬ−Ｒ成
分に関連する信号４４はループドライバ４６に供
給することができ、このループドライバ４６は入
り信号を少なくとも部分的に積分するフイルタを
有し、かつＬ−Ｒ項に比例する電流を提供する。
この電流は、RSU１３の周波数と位相を制御す
る制御信号２３である。
基準発振器１７は所定の安定周波数（この例で
は3.6MHz）を有する復調信号２４を提供し、こ
の信号は直角位相発生器４３に供給される。直角
位相発生器４３はこの信号２４を所望の周波数
（この例では450KHz）まで分割し、これに基づく
２つの出力を提供する。第１の出力は移相のない
（０度）450KHzの信号から成り、第２の出力は所
与の移相（90度）をともなう450KHzの信号であ
る。前述のＱ検出器／フイルタ４２は上に述べた
ようにＬ−Ｒ信号を生成するため後者の信号を用
いる。
は3.6MHz）を有する復調信号２４を提供し、こ
の信号は直角位相発生器４３に供給される。直角
位相発生器４３はこの信号２４を所望の周波数
（この例では450KHz）まで分割し、これに基づく
２つの出力を提供する。第１の出力は移相のない
（０度）450KHzの信号から成り、第２の出力は所
与の移相（90度）をともなう450KHzの信号であ
る。前述のＱ検出器／フイルタ４２は上に述べた
ようにＬ−Ｒ信号を生成するため後者の信号を用
いる。
動作の際は、ミキサ３３と、アナログ分割器４
１と、Ｑ検出器４２と、ループ駆動器４６と
RSU13との間の相互接続のループ特性によつて、
ループは正接ロツクされ、それによりループ駆動
器４６からのＬ−Ｒ項の長時間平均はゼロにされ
る。実際において、入力信号と基準信号２６との
平均位相差が復調信号２４の周波数と位相にほぼ
等しいように、IF信号の周波数は基準発振器１
７の復調信号２４の周波数に対してロツクされる
状態になる。IF段３２の構成部品を適切に選択
することにより、例えば450KHzと０度の、安定
なIF周波数と位相を保つことができる。VCLOは
その後、その周波数と位相とを調整してIF段３
２を介して基準発振器１７に関するこのロツクが
成されるようにする。
１と、Ｑ検出器４２と、ループ駆動器４６と
RSU13との間の相互接続のループ特性によつて、
ループは正接ロツクされ、それによりループ駆動
器４６からのＬ−Ｒ項の長時間平均はゼロにされ
る。実際において、入力信号と基準信号２６との
平均位相差が復調信号２４の周波数と位相にほぼ
等しいように、IF信号の周波数は基準発振器１
７の復調信号２４の周波数に対してロツクされる
状態になる。IF段３２の構成部品を適切に選択
することにより、例えば450KHzと０度の、安定
なIF周波数と位相を保つことができる。VCLOは
その後、その周波数と位相とを調整してIF段３
２を介して基準発振器１７に関するこのロツクが
成されるようにする。
Ｉ検出器４７およびパイロツトトーン検出器４
８を含む他の要素も図示してある。これらの要素
の存在とその機能はよく理解されており、それら
に関する付加的な情報は、例えば米国特許第
4377728号および第4489431号により得ることがで
きる。
８を含む他の要素も図示してある。これらの要素
の存在とその機能はよく理解されており、それら
に関する付加的な情報は、例えば米国特許第
4377728号および第4489431号により得ることがで
きる。
［発明の効果］
この構成により多くの利点が得られる。先ず、
標準の放送で生じ得る搬送波に対する非対称位相
偏移をともなう単チヤネル変調と共に標準のフエ
ーズロツクループを用いた場合に起るステレオ信
号分離の悪化とひずみを回避できる。さらに、
IF信号に対するように入り信号にロツクするこ
とにより、システム全体がIFの中心にてロツク
された状態になり、性能が向上する。
標準の放送で生じ得る搬送波に対する非対称位相
偏移をともなう単チヤネル変調と共に標準のフエ
ーズロツクループを用いた場合に起るステレオ信
号分離の悪化とひずみを回避できる。さらに、
IF信号に対するように入り信号にロツクするこ
とにより、システム全体がIFの中心にてロツク
された状態になり、性能が向上する。
当業者は本発明の精神と範囲を逸脱することな
く本発明の多くの修正が可能であることを理解し
よう。したがつて請求項は、実施例に対して明白
な限定性をともなわずに開示された実施例に厳密
に限定されるものとみなすべきではない。
く本発明の多くの修正が可能であることを理解し
よう。したがつて請求項は、実施例に対して明白
な限定性をともなわずに開示された実施例に厳密
に限定されるものとみなすべきではない。
第１図は、本発明の１実施例に係る正接ロツク
制御回路を示すブロツク回路図、そして第２図
は、本発明に係る正接ロツク制御回路を含むラジ
オ受信機を示すブロツク回路図である。 １０……正接ロツク制御回路、１１……入力、
１２……FTU（周波数変換装置）、１３……RSU
（基準信号装置）、１４……IF信号、１６……
SDU（信号復調装置）、１７……基準発振器、２
１……マトリクス、２２……TPU（正接処理装
置）、２３……制御信号、２４……復調信号、３
１……連結コンデンサ同調機構、３２……IF段、
３３……ミキサ／AGC（自動利得制御）、３４…
…IFフイルタ、３６……IF利得AGC、３７……
AGC駆動機構、３８……制限器、３９……検出
器／フイルタ、４１……アナログ分割器、４２…
…Ｑ検出器／フイルタ、４３……直角位相生成
器、４６……ループ分割器、４７……Ｉ検出器、
４８……パイロツトトーン検出器。
制御回路を示すブロツク回路図、そして第２図
は、本発明に係る正接ロツク制御回路を含むラジ
オ受信機を示すブロツク回路図である。 １０……正接ロツク制御回路、１１……入力、
１２……FTU（周波数変換装置）、１３……RSU
（基準信号装置）、１４……IF信号、１６……
SDU（信号復調装置）、１７……基準発振器、２
１……マトリクス、２２……TPU（正接処理装
置）、２３……制御信号、２４……復調信号、３
１……連結コンデンサ同調機構、３２……IF段、
３３……ミキサ／AGC（自動利得制御）、３４…
…IFフイルタ、３６……IF利得AGC、３７……
AGC駆動機構、３８……制限器、３９……検出
器／フイルタ、４１……アナログ分割器、４２…
…Ｑ検出器／フイルタ、４３……直角位相生成
器、４６……ループ分割器、４７……Ｉ検出器、
４８……パイロツトトーン検出器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 振幅変調された情報信号を有する第１の搬送
波信号から成る入力信号を受信する入力装置と、
前記入力信号を受信しかつ前記入力信号を前記第
１の搬送波信号とは異なる周波数を有しかつ振幅
変調された前記情報信号を有する第２の搬送波信
号から成るIF信号へと変換するIF装置と、前記
IF信号を受信しかつ該IF信号を復調して前記情
報信号の少なくとも一部を含む復調された信号を
提供する復調装置とを有し、 該復調装置はさらに、前記復調された信号の少
なくとも一部の正接関数として変化する制御信号
を生成する正接処理装置を含んでおり、 前記IF装置はさらに、前記制御信号を受信し
かつ少なくとも部分的に該制御信号により決定さ
れる周波数および位相を有する基準信号を提供す
る基準信号装置と、前記基準信号と前記入力信号
とを受信しかつ前記基準信号により変換された前
記第１搬送波信号に関連する周波数および位相を
有する導出信号を提供する周波数変換器とを含ん
でおり、前記導出信号は前記IF信号から成つて
おり、かつ 前記正接処理装置は前記基準信号装置に前記制
御信号を提供することによつて少なくとも部分的
に前記復調された信号に応答することを特徴とす
る無線受信機。 ２ 前記復調装置はさらに前記IF信号を復調す
るため前記復調装置により用いられる復調用信号
を提供する基準発振器を含み、かつ前記正接処理
装置は前記復調された信号と前記復調用信号の双
方の正接関数として前記制御信号を提供する請求
項１記載の無線受信機。 ３ 前記正接処理装置は、前記第１の搬送波信号
と、前記復調用信号の平均の周波数および位相と
大むね等しい前記基準信号との間の平均位相差を
生成するため前記制御信号を提供する請求項１記
載の無線受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/038,563 US4782532A (en) | 1987-04-15 | 1987-04-15 | Automatic IF tangent lock control circuit |
| US38563 | 1987-04-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63263926A JPS63263926A (ja) | 1988-10-31 |
| JPH0580177B2 true JPH0580177B2 (ja) | 1993-11-08 |
Family
ID=21900649
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63088344A Granted JPS63263926A (ja) | 1987-04-15 | 1988-04-12 | 自動ｉｆ正接ロック制御回路を備えた無線受信機 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4782532A (ja) |
| JP (1) | JPS63263926A (ja) |
| KR (1) | KR960003836B1 (ja) |
| CN (1) | CN1015854B (ja) |
| AU (1) | AU594286B2 (ja) |
| BR (1) | BR8801268A (ja) |
| CA (1) | CA1296776C (ja) |
| GB (1) | GB2203908B (ja) |
| HK (1) | HK11094A (ja) |
| IN (1) | IN170411B (ja) |
| MX (1) | MX168451B (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5222144A (en) * | 1991-10-28 | 1993-06-22 | Ford Motor Company | Digital quadrature radio receiver with two-step processing |
| IL132161A (en) | 1999-09-30 | 2002-09-12 | Netmor Ltd | Digital coherent envelope demodulation of fdma signals |
| EP2725712A1 (fr) * | 2012-10-26 | 2014-04-30 | EM Microelectronic-Marin SA | Système récepteur amélioré |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4583244A (en) * | 1984-06-21 | 1986-04-15 | Motorola, Inc. | Automatic frequency control for local oscillator used with an AM stereo decoder |
| CA1238953A (en) * | 1985-02-01 | 1988-07-05 | Nec Corporation | Mixer circuit |
-
1987
- 1987-04-15 US US07/038,563 patent/US4782532A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-01-21 IN IN44/MAS/88A patent/IN170411B/en unknown
- 1988-01-22 CA CA000557148A patent/CA1296776C/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-02-08 AU AU11406/88A patent/AU594286B2/en not_active Ceased
- 1988-02-18 GB GB8803777A patent/GB2203908B/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-03-05 CN CN88101130A patent/CN1015854B/zh not_active Expired
- 1988-03-07 MX MX010679A patent/MX168451B/es unknown
- 1988-03-21 BR BR8801268A patent/BR8801268A/pt not_active IP Right Cessation
- 1988-04-12 JP JP63088344A patent/JPS63263926A/ja active Granted
- 1988-04-14 KR KR1019880004236A patent/KR960003836B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1994
- 1994-02-02 HK HK110/94A patent/HK11094A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU594286B2 (en) | 1990-03-01 |
| CN1015854B (zh) | 1992-03-11 |
| GB2203908A (en) | 1988-10-26 |
| GB2203908B (en) | 1991-10-23 |
| KR960003836B1 (ko) | 1996-03-22 |
| CA1296776C (en) | 1992-03-03 |
| AU1140688A (en) | 1988-10-20 |
| GB8803777D0 (en) | 1988-03-16 |
| CN88101130A (zh) | 1988-10-26 |
| JPS63263926A (ja) | 1988-10-31 |
| KR880013332A (ko) | 1988-11-30 |
| IN170411B (ja) | 1992-03-21 |
| MX168451B (es) | 1993-05-25 |
| US4782532A (en) | 1988-11-01 |
| HK11094A (en) | 1994-02-09 |
| BR8801268A (pt) | 1988-10-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |