JPS5951184B2 - Ａｍステレオ変調信号のサブ信号検波装置 - Google Patents
Ａｍステレオ変調信号のサブ信号検波装置Info
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- JPS5951184B2 JPS5951184B2 JP55013963A JP1396380A JPS5951184B2 JP S5951184 B2 JPS5951184 B2 JP S5951184B2 JP 55013963 A JP55013963 A JP 55013963A JP 1396380 A JP1396380 A JP 1396380A JP S5951184 B2 JPS5951184 B2 JP S5951184B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明はＡＭステレオ変調信号のサブ信号検波装置に
関し、特にステレオ及びモノラルＡＭ受信機において両
立性のあるいわゆるコンパチブル・クワドラチャ・ＡＭ
ステレオ信号の復調回路に用いるサブ信号の検波装置に
関する。
関し、特にステレオ及びモノラルＡＭ受信機において両
立性のあるいわゆるコンパチブル・クワドラチャ・ＡＭ
ステレオ信号の復調回路に用いるサブ信号の検波装置に
関する。
ＡＭステレオ信号としてコンパチブル・クワドラチャ・
ＰＭ方式によるＡＭステレオ変調信号がある。
ＰＭ方式によるＡＭステレオ変調信号がある。
か・るＡＭステレオ信号ｅｓ（ｔ）は一般に次式％式％
）
（１）
（））
（２）
こ・にＬ（ｔ）及びＲ（ｔ）はそれぞれ左右チャンネル
信号、ωＣは搬送波の角周波数を示している。
信号、ωＣは搬送波の角周波数を示している。
上記の（耘（２）式にて示されるＡＭステレオ変調信号
の復調方式として、例えばメイン信号すなわちＬ（ｔ）
＋Ｒ（ｔ）をエンベロープ検波方式により検波し、一方
サブ信号すなわちＬ（ｔ）−Ｒ（ｔ）を同期検波方式に
よって検波する方法がある。
の復調方式として、例えばメイン信号すなわちＬ（ｔ）
＋Ｒ（ｔ）をエンベロープ検波方式により検波し、一方
サブ信号すなわちＬ（ｔ）−Ｒ（ｔ）を同期検波方式に
よって検波する方法がある。
か・る検波方式を第１図に示す。
（耘（２）式で示される高周波受信信号は図示せぬ周波
数交換回路によ））ＩＦ（中間周波）信号ｅｉに変換さ
れてＩＦアンプ３にて増幅される。
数交換回路によ））ＩＦ（中間周波）信号ｅｉに変換さ
れてＩＦアンプ３にて増幅される。
このＩＦ倍信号ｉはエンベロープ検波器４へ印加されて
その振幅成分のみが検波されよってＬ（ｔ）十Ｒ（ｔ）
なるメイン信号が導出される。
その振幅成分のみが検波されよってＬ（ｔ）十Ｒ（ｔ）
なるメイン信号が導出される。
更にＩＦ倍信号ｉは除算回路５へ印加されて後述する如
くその位相変調分（ＣＯＳφ）が除去されて同期検波器
１に入力される。
くその位相変調分（ＣＯＳφ）が除去されて同期検波器
１に入力される。
この同期検波器１においては、除算器５の出力が搬送波
と９０°位相差を有する信号（ｓｉｎωｉｔ）により同
期検波されてＬ（ｔ）−Ｒ（ｔ）なるサブ信号が得られ
、これらメイン及びサブ信号がマトリックス回路２へ入
力されて左右チャンネル信号として復調される。
と９０°位相差を有する信号（ｓｉｎωｉｔ）により同
期検波されてＬ（ｔ）−Ｒ（ｔ）なるサブ信号が得られ
、これらメイン及びサブ信号がマトリックス回路２へ入
力されて左右チャンネル信号として復調される。
上記の除算器５及び同期検波器１におけるｃｏｓφ及び
ｓｉｎωｉｔ成分を得るためにＰＬＬ （フェイズ・ロ
ックド・ループ）回路１０が設けられている。
ｓｉｎωｉｔ成分を得るためにＰＬＬ （フェイズ・ロ
ックド・ループ）回路１０が設けられている。
すなわち、ＩＦ倍信号ｉはリミッタ６にて振幅制限をう
け、その振幅変調成分が除去された略矩形状の信号ＣＯ
Ｓ （ωｉｔ十φ）となる。
け、その振幅変調成分が除去された略矩形状の信号ＣＯ
Ｓ （ωｉｔ十φ）となる。
この信号は９０°位相差比較器７へ加えられて、ＶＣＯ
（電圧制御型発振器）１１の出力ｅｏと周波数及び位相
比較される。
（電圧制御型発振器）１１の出力ｅｏと周波数及び位相
比較される。
この比較出力ｖ１はＬＰＦ （ローパスフィルタ）８を
経てＤＣアンプ９により増幅され、ＶＣＯｌｌの制御電
圧として用いられる。
経てＤＣアンプ９により増幅され、ＶＣＯｌｌの制御電
圧として用いられる。
こ・でｖＣＯｌｌの自走発振角周波数はＩＦ倍信号ｉの
それと等しく選定されており、よってＰＬＬ回路１０は
入力角周波数ωｉにロックしかつ入力信号と９０°位相
差を有してロックしていることになる。
それと等しく選定されており、よってＰＬＬ回路１０は
入力角周波数ωｉにロックしかつ入力信号と９０°位相
差を有してロックしていることになる。
従って、ＶＣＯＩＩの出力ｅｏはｓｉｎω江となってい
るから、この信号を同期検波器１のスイッチング信号と
して用いている。
るから、この信号を同期検波器１のスイッチング信号と
して用いている。
またこの信号を９０°移相器１２により移相してｃｏｓ
ω江信号全信号この信号ｃｏｓωｉｔは先のリミッタ６
の出力ＣＯＳ （ωｉｔ＋φ）を１人力とする同期位相
検波器１３に入力されて、ｃｏｓφ成分が得られ除算信
号となる。
ω江信号全信号この信号ｃｏｓωｉｔは先のリミッタ６
の出力ＣＯＳ （ωｉｔ＋φ）を１人力とする同期位相
検波器１３に入力されて、ｃｏｓφ成分が得られ除算信
号となる。
更に詳述すれば、同期位相検波器１３においては、次式
が成立する。
が成立する。
ｃｏｓ （ωｉｔ十φ）・ｃｏｓω１ｔ
＝１／２ （ＣＯ８φ＋ｃｏｓ（２ωｉｔ十φ）） ・
・・・・・（３）従って、ｃｏｓ（２ωｉｔ十φ）なる
成分をフィルタにて除去すればＣＯＳφ成分が導出され
ることになる。
・・・・・（３）従って、ｃｏｓ（２ωｉｔ十φ）なる
成分をフィルタにて除去すればＣＯＳφ成分が導出され
ることになる。
一方、（１）、 （２）式を基本とするＩＦ倍信号ｉは
次式の如き変形が可能である。
次式の如き変形が可能である。
ｅｉ＝ （１＋Ｌ＋Ｒ） ｃｏｓ （ωｉｔ十φ）＝
（１＋Ｌ＋Ｒ） ｃｏｓ （ω１ｔ−ｃｏｓφ十Ｓｉ
ｎω） １ｔ−ｓｉｎφ） ＝ （（１＋Ｌ＋Ｒ） ｃｏｓωｉｔ＋ （Ｌ−Ｒ）
ｓｉｎωｉｔ） ｃｏｓφ ・・・・・・け） 尚、時間の函数であることを示す（１）なる符号は省−
略して示されている。
（１＋Ｌ＋Ｒ） ｃｏｓ （ω１ｔ−ｃｏｓφ十Ｓｉ
ｎω） １ｔ−ｓｉｎφ） ＝ （（１＋Ｌ＋Ｒ） ｃｏｓωｉｔ＋ （Ｌ−Ｒ）
ｓｉｎωｉｔ） ｃｏｓφ ・・・・・・け） 尚、時間の函数であることを示す（１）なる符号は省−
略して示されている。
そして除算回路５においては同期位相検波出力ｃｏｓφ
により（４）式で示されるＩＦ倍信号ｉを除算すること
によりｃｏｓφ成分が除去されて次式となる。
により（４）式で示されるＩＦ倍信号ｉを除算すること
によりｃｏｓφ成分が除去されて次式となる。
ｅｉ／ｃｏｓφ＝ （１＋Ｌ＋Ｒ）ｃｏｓωｉｔ＋ （
Ｌ−１Ｒ）Ｓｉｎωｉｔ ・・・・・・（５） この（５）式で示される除算出力を同期検波器１におい
てｓｉｎωｉｔなる信号によりスイッチングすることに
より （Ｌ−Ｒ）信号すなわちサブ信号が得られる。
Ｌ−１Ｒ）Ｓｉｎωｉｔ ・・・・・・（５） この（５）式で示される除算出力を同期検波器１におい
てｓｉｎωｉｔなる信号によりスイッチングすることに
より （Ｌ−Ｒ）信号すなわちサブ信号が得られる。
こ・で、ＰＬＬ回路１０における位相比較器７として２
入力角号の位相差の余弦に比例した出力電圧Ｖ１が出力
されている場合、両人力信号の位相差Δφｅは次式で示
される。
入力角号の位相差の余弦に比例した出力電圧Ｖ１が出力
されている場合、両人力信号の位相差Δφｅは次式で示
される。
Δφｅ ＝ｃｏｓ−１Δω／Ｋｄ・・・・・・（６）こ
・にＫｄはＰＬＬ回路のループゲインで・あり、Δωは
入力信号ｅｉの角周波数ωｉとＶＣＯｌｌの自走周波数
ωＯとの差を示している。
・にＫｄはＰＬＬ回路のループゲインで・あり、Δωは
入力信号ｅｉの角周波数ωｉとＶＣＯｌｌの自走周波数
ωＯとの差を示している。
従って、この（６）式より明白な如く、Δωが零の場合
すなわち入力信号ｅｉがｖＣＯの自走周波数に等しい場
合には、Δφｅは９０° となってＶＣＯｌｌの出力ｅ
Ｏは上述したように入力信号ｅｉの位相に対して９０°
ずれた位相となって正確なサブ信号の検波が行われる。
すなわち入力信号ｅｉがｖＣＯの自走周波数に等しい場
合には、Δφｅは９０° となってＶＣＯｌｌの出力ｅ
Ｏは上述したように入力信号ｅｉの位相に対して９０°
ずれた位相となって正確なサブ信号の検波が行われる。
しかしながら、例えば局発信号が温度ドリフト等により
若干その周波数がずれると、ＩＦ倍信号それもずれるこ
とになり、その結果（６）式のΔωは零とならない。
若干その周波数がずれると、ＩＦ倍信号それもずれるこ
とになり、その結果（６）式のΔωは零とならない。
この場合のΔφｅは（６）式で示す如くΔωに応じて変
化するものでその関係は第２図の実線２０１にて示す如
くなる。
化するものでその関係は第２図の実線２０１にて示す如
くなる。
このようにＶＣＯの自走周波数と入力信号ｅｉの周波数
との間に差があると、■Ｃ０１１の出力ｅｏは入力周波
数に追従してロックするが、位相は入力信号に対して所
定量Δφｅだけずれた状態にてロックすることになる。
との間に差があると、■Ｃ０１１の出力ｅｏは入力周波
数に追従してロックするが、位相は入力信号に対して所
定量Δφｅだけずれた状態にてロックすることになる。
そのために、サブ信号の正確な検波が不可能となって好
ましくない。
ましくない。
従って本発明の目的は簡単な構成にてサブ信号の検波が
正確に行われるＡＭステレオ変調信号のサブ信号検波装
置を提供することである。
正確に行われるＡＭステレオ変調信号のサブ信号検波装
置を提供することである。
本発明のサブ信号検波装置は、ＡＭステレオ変調信号の
振幅制限信号を入力とするＰＬＬ回路のｖＣＯの出力位
相を制御電圧に応じて移相する可変移相器により制御し
、この位相制御された出力をサブ信号検波用の同期検波
信号として用いるものであり、当該制御電圧としてこの
位相制御された信号とＡＭステレオ信号の搬送信号との
位相差に応じた信号を用いるようにしたものである。
振幅制限信号を入力とするＰＬＬ回路のｖＣＯの出力位
相を制御電圧に応じて移相する可変移相器により制御し
、この位相制御された出力をサブ信号検波用の同期検波
信号として用いるものであり、当該制御電圧としてこの
位相制御された信号とＡＭステレオ信号の搬送信号との
位相差に応じた信号を用いるようにしたものである。
以下に本発明を図面を用いて説明する。
第３図は本発明の一実施例のブロック図であり、第１図
と同等部分は同一符号により示されている。
と同等部分は同一符号により示されている。
第１図と異なる部分についてのみ説明するに、ＶＣＯＩ
Ｉの出力ｅｏは位相比較器７の入力となると共に電圧制
御型の可変移相器１６の入力へ印加される。
Ｉの出力ｅｏは位相比較器７の入力となると共に電圧制
御型の可変移相器１６の入力へ印加される。
移相器１６の出力ｅｓは位相比較器１７の１人力となり
、その他人力には除算器５の出力が印加されてこれら両
人力の位相差に応じた差信号が発生される。
、その他人力には除算器５の出力が印加されてこれら両
人力の位相差に応じた差信号が発生される。
この差信号はＤＣアンプ１８及びＬＰＦ１９により直流
電圧Ｖｃとなって、可変移相器１６の制御電圧Ｖｃとな
る。
電圧Ｖｃとなって、可変移相器１６の制御電圧Ｖｃとな
る。
そしてこの移相器１６の出力ｅｓがサブ信号の同期検波
器１のスイッチング信号として用いられる。
器１のスイッチング信号として用いられる。
こ・で、ＩＦ倍信ｅｉがｖＣＯｌｌの自走周波数と等し
い時に当該信号ｅｉの搬送波とＶＣＯｌｌの出力ｅｏと
の位相差は９０° となるがこの時の可変移相器１６の
移相は零となるように構成されているものとする。
い時に当該信号ｅｉの搬送波とＶＣＯｌｌの出力ｅｏと
の位相差は９０° となるがこの時の可変移相器１６の
移相は零となるように構成されているものとする。
この状態において、何等かの原因により入力信号ｅｉの
周波数ｆｉがＶＣＯの自走周波数ｆＯからずれると、Ｐ
ＬＬ回路１０の動作によってＶＣＯＩＩはすぐに追従し
てその出力ｅＯの周波数はｆｉとなり、その位相はは１
−ｆｏｌに比例して変化し、人力信号のそれに対して９
０°±αとなってロックする。
周波数ｆｉがＶＣＯの自走周波数ｆＯからずれると、Ｐ
ＬＬ回路１０の動作によってＶＣＯＩＩはすぐに追従し
てその出力ｅＯの周波数はｆｉとなり、その位相はは１
−ｆｏｌに比例して変化し、人力信号のそれに対して９
０°±αとなってロックする。
従って、位相比較器１７の出力には９０°±αに比例し
た出力が発生されて、ＤＣアンプ１８゜ＬＰＦ１９によ
り制御電圧Ｖｉが生じて可変移相器１６の移相量を制御
する。
た出力が発生されて、ＤＣアンプ１８゜ＬＰＦ１９によ
り制御電圧Ｖｉが生じて可変移相器１６の移相量を制御
する。
その結果出力ｅｓと人力信号ｅｉとの位相差が９０°に
なるようにｖＣＯｌｌの出力ｅＯが移相器により制御さ
れることになる。
なるようにｖＣＯｌｌの出力ｅＯが移相器により制御さ
れることになる。
その結果、第２図の一点鎖線２０２にて示す如く、ＰＬ
Ｌ回路１０のロックレンジ（±Δωｉの範囲内に相当）
内で入力信号ｅｉと常に略９０°の位相差を有しかつ等
しい周波数の信号ｅｓが得られることになり、よって常
に入力信号ｅｉと同相及び９０°位相差を有する各信号
が正確に得られてサブ信号の正確な検波が可能である。
Ｌ回路１０のロックレンジ（±Δωｉの範囲内に相当）
内で入力信号ｅｉと常に略９０°の位相差を有しかつ等
しい周波数の信号ｅｓが得られることになり、よって常
に入力信号ｅｉと同相及び９０°位相差を有する各信号
が正確に得られてサブ信号の正確な検波が可能である。
第４図は本発明の具体例の一部回路図であり、第３図と
同等部分は同一符号により示されている。
同等部分は同一符号により示されている。
先ず除算器５はトランジスタＱ１．Ｑ２及び電源流１１
より成る差動回路構成を有し、更に電流源Ｉ２ を有
し、この電流は同期位相検波器１３の出力ＣＯＳφ信号
成分に比例した量となっている。
より成る差動回路構成を有し、更に電流源Ｉ２ を有
し、この電流は同期位相検波器１３の出力ＣＯＳφ信号
成分に比例した量となっている。
この電流がダイオードＤ１．Ｄ２のＰＮ接合素子（トラ
ンジスタのダイオード接続でも可）を夫々介して両トラ
ンジスタＱ工、Ｑ２のベース入力へ印加されている。
ンジスタのダイオード接続でも可）を夫々介して両トラ
ンジスタＱ工、Ｑ２のベース入力へ印加されている。
そしてトランジスタＱ１のベースにはＩＦ倍信ｅｉが抵
抗Ｒ１を介して印加されており、トランジスタＱ２のベ
ースには基準電圧Ｂ１が抵抗Ｒ２を介して印加されてお
り、トランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタ出力には±ｅｉ
／ｃｏｓφ信号成分が導出される。
抗Ｒ１を介して印加されており、トランジスタＱ２のベ
ースには基準電圧Ｂ１が抵抗Ｒ２を介して印加されてお
り、トランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタ出力には±ｅｉ
／ｃｏｓφ信号成分が導出される。
尚、その原理については周知であって特に説明しない。
その結果、差動回路の出力には（５）式からも明白な如
く、位相変調成分が除去された除算出力が得られる。
く、位相変調成分が除去された除算出力が得られる。
この除算出力の一方、すなわちトランジスタＱ１に流れ
る電流を電流源とするトランジスタＱ３．Ｑ４より成る
差動回路が設けられており、この回路が位相比較器１７
を構成している。
る電流を電流源とするトランジスタＱ３．Ｑ４より成る
差動回路が設けられており、この回路が位相比較器１７
を構成している。
従って、可変移相器１６の出力がコンデンサＣ１を介し
てトランジスタＱ３のベース入力となっており、もって
マルチプライヤ構成となっている。
てトランジスタＱ３のベース入力となっており、もって
マルチプライヤ構成となっている。
尚、抵抗Ｒ４，Ｒ５はコレクタ負荷抵抗である。
か・る構成により、両コレクタ出力間にｅｉ／ｃｏｓφ
信号と可変移相器１６の出力信号との移相差に対応した
信号が得られることになり、この信号が抵抗Ｒ６，Ｒ７
及び演算増幅器ＯＰよりなるＤＣアンプ１８の差動入力
となって増幅され、抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ２による
ＬＰＦ１９を経て可変移相器１６の制御電圧Ｖｃとして
用いられている。
信号と可変移相器１６の出力信号との移相差に対応した
信号が得られることになり、この信号が抵抗Ｒ６，Ｒ７
及び演算増幅器ＯＰよりなるＤＣアンプ１８の差動入力
となって増幅され、抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ２による
ＬＰＦ１９を経て可変移相器１６の制御電圧Ｖｃとして
用いられている。
また、除算回路５の差動出力の他方すなわちトランジス
タＱ２のコレクタ電流を電流源とするトランジスタＱ５
．Ｑ６より成る差動回路が設けられて同期検波器１が構
成されている。
タＱ２のコレクタ電流を電流源とするトランジスタＱ５
．Ｑ６より成る差動回路が設けられて同期検波器１が構
成されている。
トランジスタＱ６のベースには同期検波用スイッチング
信号として可変移相器１６の出力が印加されており、こ
れまたマルチプライヤ構成となっている。
信号として可変移相器１６の出力が印加されており、こ
れまたマルチプライヤ構成となっている。
尚、Ｒｌｏ、Ｒ１□はコレクタ負荷抵抗である。
か・る構成において（５）式で示される電流源ｓｉｎω
ｉｔでスイッチングすることになって、（５）式中のｓ
ｉｎωｉｔに同期した信号振幅すなわち（Ｌ−Ｒ）なる
サブ信号が得られることになる。
ｉｔでスイッチングすることになって、（５）式中のｓ
ｉｎωｉｔに同期した信号振幅すなわち（Ｌ−Ｒ）なる
サブ信号が得られることになる。
尚、基準電圧Ｂ２及び抵抗Ｒ３，Ｒ９は各差動トランジ
スタのベースバイアス用の回路を構成している。
スタのベースバイアス用の回路を構成している。
この第４図に示す如く極めて簡単な構成でかつ集積回路
化容易な回路としうるために極めて小型の装置となりう
るちのである。
化容易な回路としうるために極めて小型の装置となりう
るちのである。
以上述べた如く、本発明によれば受信機のＩＦ信号周波
数がずれても常に正確なサブ信号の検波が可能となる利
点か゛ある。
数がずれても常に正確なサブ信号の検波が可能となる利
点か゛ある。
第１図は従来のＡＭステレオ信号の受信機の一部ブロッ
ク図、第２図は第１図の回路と本発明の回路の特性を比
較する図、第３図は本発明の一実施例のブロック図、第
４図は第３図の回路の一部具体例を示す図である。 主要部分の符号の説明、１・・・・・・同期検波器、５
・・・・・・除算器、６・・・・・・リミッタ、１０・
・・・・・ＰＬＬ回路、１１・・・・・・■Ｃ０１１６
・・・・・・可変移相器、１７・・・・・・位相比較器
。
ク図、第２図は第１図の回路と本発明の回路の特性を比
較する図、第３図は本発明の一実施例のブロック図、第
４図は第３図の回路の一部具体例を示す図である。 主要部分の符号の説明、１・・・・・・同期検波器、５
・・・・・・除算器、６・・・・・・リミッタ、１０・
・・・・・ＰＬＬ回路、１１・・・・・・■Ｃ０１１６
・・・・・・可変移相器、１７・・・・・・位相比較器
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１及び第２チヤンネル信号の和に応じた信号によ
り搬送波を振幅変調すると共にこれら両チャンネル信号
の所定函数により位相変調したＡＭステレオ変調信号を
うけて前記搬送波と９０°位相差を有する信号を発生す
る９０°位相差信号発生手段と、この９０°位相差信号
を移相して前記搬送波と同相信号を発生する同相信号発
生手段と、これら９０°位相差信号及び同相信号を用い
て前記ＡＭステレオ変調信号を検波して前記第１及び第
２チヤンネル信号の差信号であるサブ信号を検波する検
波手段とを含むサブ信号検波装置であって、前記９０°
位相差信号発生手段は前記ＡＭステレオ変調信号の振幅
制限信号を入力とするフェイズロックドループ回路と、
このフェイズロックドルーフ。 回路の電圧制御発振器の出力位相を所定制御電圧に応じ
て移相する可変移相器と、この可変移相器の出力と前記
ＡＭステレオ変調信号の搬送信号との位相を比較してそ
の位相差に応じて前記所定制御電圧を発生する位相比較
器とを有し、前記可変移相器の出力から前記９０°位相
差信号を導出するようにしたサブ信号検波装置。 ２ 前記検波手段は前記同相信号及び前記ＡＭステレオ
変調信号を用いてこのステレオ変調信号の位相変調成分
を検波する同期位相検波器と、この同期位相検波成分に
より前記ＡＭステレオ変調信号を除算する除算器と、こ
の除算出力を前記９０゜位相差信号で同期検波して前記
サブ信号を出力する同期検波器とを有する特許請求の範
囲第１項記載の装置。 ３ 前記除算器は前記ＡＭステレオ変調信号を入力とす
る差動回路と、前記同期位相検波成分に応じて変化する
電流源とを有し、この電流源の出力を前記差動回路の差
動入力へ夫々ＰＭ接合素子を介して印加するよう構成さ
れており、前記位相比較器は前記可変移相器の出力を入
力とし前記除算器の差動回路の１出力を電流源とする差
動回路より成り、前記同期検波器は前記可変移相器の出
力を人力とし前記除算器の差動回路の他出力を電流源と
する差動回路より成る特許請求の範囲第２項記載の装置
。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55013963A JPS5951184B2 (ja) | 1980-02-07 | 1980-02-07 | Ａｍステレオ変調信号のサブ信号検波装置 |
| US06/232,270 US4404428A (en) | 1980-02-07 | 1981-02-06 | Detector for sub signal of modulated AM stereophonic signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55013963A JPS5951184B2 (ja) | 1980-02-07 | 1980-02-07 | Ａｍステレオ変調信号のサブ信号検波装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56111342A JPS56111342A (en) | 1981-09-03 |
| JPS5951184B2 true JPS5951184B2 (ja) | 1984-12-12 |
Family
ID=11847859
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55013963A Expired JPS5951184B2 (ja) | 1980-02-07 | 1980-02-07 | Ａｍステレオ変調信号のサブ信号検波装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4404428A (ja) |
| JP (1) | JPS5951184B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58206250A (ja) * | 1982-05-27 | 1983-12-01 | Sony Corp | Ａｍステレオ受信機 |
| CH659140A5 (de) * | 1982-11-30 | 1986-12-31 | Landis & Gyr Ag | Mark-space-amplituden-modulator zur ermittlung eines verbrauchs von blindleistung oder von blindenergie. |
| JP2001177376A (ja) * | 1999-12-16 | 2001-06-29 | General Res Of Electronics Inc | 可変容量回路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4159398A (en) * | 1977-09-27 | 1979-06-26 | Motorola, Inc. | Stereo presence signal for an AM stereo system |
| JPS5455301A (en) * | 1977-10-12 | 1979-05-02 | Pioneer Electronic Corp | Stereo signal demodulator |
| JPS5853527B2 (ja) * | 1978-12-01 | 1983-11-30 | パイオニア株式会社 | 位相制御装置 |
| JPS5575359A (en) * | 1978-12-01 | 1980-06-06 | Pioneer Electronic Corp | Phase control unit |
-
1980
- 1980-02-07 JP JP55013963A patent/JPS5951184B2/ja not_active Expired
-
1981
- 1981-02-06 US US06/232,270 patent/US4404428A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56111342A (en) | 1981-09-03 |
| US4404428A (en) | 1983-09-13 |
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