JP3220220B2 - ステレオ受信の可聴雑音の減少 - Google Patents

ステレオ受信の可聴雑音の減少

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JP3220220B2
JP3220220B2 JP09836492A JP9836492A JP3220220B2 JP 3220220 B2 JP3220220 B2 JP 3220220B2 JP 09836492 A JP09836492 A JP 09836492A JP 9836492 A JP9836492 A JP 9836492A JP 3220220 B2 JP3220220 B2 JP 3220220B2
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  • Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波搬送波を変調す
る低周波数情報振幅の受信に関する。
【０００２】
【従来の技術】振幅変調（ＡＭ）放送チャンネル割当て
は典型的に１０キロヘルツの隣接のチャンネルの搬送周
波数間の周波数間隔を設定し、各チャンネルにおける変
調信号が１０キロヘルツ内のスペクトル成分を有するこ
とができる。ＡＭ２重側波帯信号の帯域幅は変調信号の
最高スペクトル成分の２倍である。例えば、ＡＭ搬送周
波数がＦc であり、最高変調周波数がＦm であるなら
ば、ＡＭ信号の帯域幅はＦc −Ｆm 乃至Ｆc ＋Ｆm の周
波数範囲の上方および下方側波帯を含む。広帯域幅伝送
の干渉を減少するために、ローカル区域に割当てられた
ＡＭチャンネルは広く間隔を隔てられる。しかしなが
ら、夜間のように伝送条件が有利なとき、遠隔ＡＭ信号
はローカル信号としばしば干渉する。この型式の干渉は
普通１０キロヘルツのビートを生じ、または干渉ステー
ションの搬送波を有するビート周波数に対応する笛音お
よび「モンキーチャッター」をもたらす。この干渉の可
聴能力を減少するために、ＡＭ受信機は典型的にＩＦ増
幅器の中間周波周波数から或いは復調段の後において３
キロヘルツを越える可聴周波数を遮断するフィルタを含
む。このフィルタは高忠実度に望ましい高い周波数のス
ペクトル成分の再生を阻止する。したがって、典型的な
受信機は高忠実度の再生に必要な高い周波数のスペクト
ル成分を再生しない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】「モンキーチャッタ
ー」は約１０キロヘルツに反転されたスペクトルを有す
る隣接チャンネルの可聴信号を再生する可聴の結果をも
たらす。音声および音楽のほとんどのエネルギは低域お
よび中域周波数に位置する傾向があるので、結果的に生
じたモンキーチャッターのほとんどのエネルギは高周波
数に位置する傾向がある。モンキーチャッターは不所望
のモンキーチャッターを音響的にマスクするために所望
のステーションの復調された可聴信号の非常に高い周波
数エネルギが存在するので本質的な問題である。３キロ
ヘルツのカットオフを有するフィルタはモンキーチャッ
ターの最も問題な部分を排除するが、所望の可聴信号の
忠実度を犠牲にする。
【０００４】変調された信号はいずれかの側波帯から再
生されることができる。単一側波帯（ＳＳＢ）受信機は
雑音を減少するためにいずれかの側波帯を独立して選択
することを可能にする。他のＡＭ受信機は側波帯を別々
に復調し、復調された信号を付加する。さらに別のＡＭ
受信機は干渉ステーションの搬送波を検出するために各
側波帯の１０キロヘルツのバンドパスフィルタを有し、
干渉チャンネルに隣接する側波帯の高周波雑音を減少す
るために可変バンド排除フィルタを備える。
【０００５】ステレオＡＭシステムは２つの側波帯で異
なるスペクトル分布を有する信号を伝送する。Ｋａｈｎ
氏の米国特許3,218,393 号、4,018.994 号、および4,64
1,341 号明細書およびＥｋｌｕｎｄ氏の米国特許4,489,
431 号明細書では、異なるＡＭステレオシステムが開示
されている。前者のシステムは２つの側波帯の左方およ
び右方ステレオ情報を別々に伝送する。後者のシステム
（ＣＺＵＡＭステレオシステム）はステレオ信号の和お
よび差によって搬送波をそれぞれ振幅および位相変調す
る。
【０００６】隣接のチャンネル干渉の影響を減少するい
くつかの方法は２つの側波帯を独立して受信し処理する
ことに依存する。Ｋａｈｎ氏の米国特許4,192,970 号お
よび4,206,317 号明細書では、側波帯を独立して受信し
（彼の方法を使用するステレオ受信機に必要なとき
に）、各側波帯中の干渉の量を測定し、そこで発見され
た干渉レベルと同一程度に両側波帯の周波数特性を変更
する過程が開示されている。本出願人（Ｂｏｓｅ）によ
る米国特許5,008,939 号明細書では、独立側波帯（ＩＳ
Ｂ）受信機によって側波帯を独立して受信し、各側波帯
を復調してその干渉レベルを測定し、可聴再生に対する
低レベルの干渉を有する側波帯を選択する過程が開示さ
れている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によると、上方お
よび下方側波帯信号を生成する独立側波帯回路を含む変
調信号を伝送する上方および下方側波帯を有するステレ
オ信号を受信する受信機が提供される。選択回路は上方
および下方の各側波帯信号の可聴雑音のレベルに応答し
て、他方に関して低レベルの可聴雑音を有する側波帯信
号の１つを選択する。独立側波帯（ＩＳＢ）ハイパスフ
ィルタはハイパスフィルタされた側波帯信号を生成する
ために後者の側波帯信号をフィルタする。ステレオ検出
器回路は左右のステレオ可聴信号を生成する。少なくと
も１つの可聴ローパスフィルタは対応するローパスフィ
ルタされた左右のステレオ可聴信号を生成するために左
右のステレオ信号をフィルタする。少なくとも１つの信
号結合器は対応する複合左方および右方可聴信号を生成
するためにハイパスフィルタされた側波帯信号を各ロー
パスフィルタされた左方および右方ステレオ信号と結合
する。
【０００８】選択回路は上方および下方側波帯信号に応
答してそのそれぞれに現れる可聴雑音のレベルを示す対
応する上方および下方側波帯品質信号を生成する前置フ
ィルタ回路から構成される。上方および下方側波帯品質
信号のレベルに応答する信号比較器は他方よりも大きい
信号レベルを有する側波帯品質信号をそれぞれ表す少な
くとも２つの状態の１つを有する論理制御信号を供給す
ることができる。スイッチは論理制御信号の状態に応答
して上方および下方側波帯信号の１つを生成することが
できる。前置フィルタは米国ＡＭ放送帯域において１０
キロヘルツのような隣接のチャンネルの搬送周波数間の
間隔に対応する周波数を中心とした高いＱのバンドパス
フィルタから構成できる。スイッチは交差フェード回路
から構成できる。交差フェード回路は上方および下方の
各側波帯信号を増幅して上方および下方側波帯品質信号
に関係した制御信号に応答する利得をそれぞれ有する少
なくとも１つの可変利得増幅器および、可変利得増幅器
の出力を結合する加算器を含むことができる。交差フェ
ード回路はさらに側波帯品質信号に応答して制御信号を
生成する論理装置および可変利得増幅器を制御する制御
信号を積分する少なくとも１つの積分器を含むことがで
きる。
【０００９】本発明の概念によると、ＩＳＢハイパスフ
ィルタの低域遮断周波数および少なくとも１つの可聴ロ
ーパスフィルタの高域遮断周波数は実質上同じ周波数に
あり、それは交差周波数である。ＩＳＢハイパスフィル
タはさらに第１の制御信号に応答する低域遮断周波数を
有する可変ハイパスフィルタから構成できる。可聴ロー
パスフィルタはさらに第１の制御信号に応答する高域遮
断周波数を有する可変ローパスフィルタを具備する。受
信機はステレオ検出器から出力された各左方および右方
ステレオ可聴信号の可聴雑音を検出する第１の干渉検出
器を含み、少なくとも１つの可聴ローパスフィルタの高
域遮断周波数が可聴ローパスフィルタから出力された各
フィルタされた左方および右方ステレオ可聴信号中の可
聴雑音を減少させるように検出された可聴雑音に応答す
る第１の制御信号を生成することができる。ＩＳＢハイ
パスフィルタおよび可聴ローパスフィルタは相補対の可
変２次フィルタから構成できる。可聴ローパスフィルタ
は実数極を有する第１の可変２次ローパスフィルタから
構成できる。ＩＳＢハイパスフィルタは第１の可変２次
ローパスフィルタと同じフィルタ特性を有する実数極を
備えた第２の可変２次ローパスフィルタと並列のオール
パスフィルタおよび、可変オールパスフィルタの出力か
ら実数極を有する第２の可変２次ローパスフィルタの出
力を減算する差信号結合器から構成できる。
【００１０】選択された左方および右方可聴品質信号の
１つを第１の制御信号に変換し、非線形回路を構成する
信号変換器が設けられている。
【００１１】
【実施例】図１を参照すると、本発明の１実施例のステ
レオＡＭ受信システムのブロック図が示されている。こ
の受信システムは無線増幅器2 に接続されたアンテナ1
を含む。無線増幅器2 の出力はミキサ3 に接続される。
ミキサ3 の他方の入力は局部発振器4 に接続される。ミ
キサ3 の出力は中間周波数増幅器5 に接続される。中間
周波数増幅器5 は独立側波帯検出器6 に接続される。独
立側波帯検出器6 の出力はそれぞれライン7 と8 の上方
および下方側波帯可聴信号である。ライン7の上方側波
帯可聴信号は可聴選択装置11の１入力および干渉検出器
9 の１入力に接続される。ライン8 の下方側波帯可聴信
号は可聴選択装置11の別の入力および干渉検出器9 の別
の入力に接続される。干渉検出器9 は可聴選択装置11を
制御するライン10の論理制御信号ＶCTL1を出力する。可
聴選択装置11は論理制御信号ＶCTL1の状態に依存してラ
イン7 で得られる上方側波帯可聴信号またはライン8 で
得られる下方側波帯可聴信号のいずれかを選択する。可
聴選択装置11の出力は電圧制御されたハイパスフィルタ
12の入力に接続される。
【００１２】中間周波数増幅器5 の出力はまたライン17
に左方ステレオ可聴信号を、またライン18に右方ステレ
オ可聴信号を生成するＣＱＵＡＭステレオ検出器15に接
続される。ライン17の左方可聴信号は電圧制御されたロ
ーパスフィルタ19の入力および干渉検出器21の１入力に
接続される。ライン18の右方可聴信号は電圧制御された
ローパスフィルタ20の入力および電圧制御された干渉検
出器21の別の入力に接続される。干渉検出器21は電圧制
御されたハイパスフィルタ12および電圧制御されたロー
パスフィルタ19,20 のパスバンド特性を制御するために
ライン22に電圧制御信号ＶCTL2を生成する。
【００１３】可聴選択装置11によって選択された上方ま
たは下方の側波帯可聴信号からのエネルギを含む電圧制
御されたハイパスフィルタ12の出力は加算器23と24の各
入力に接続される。電圧制御されたローパスフィルタか
ら出力されたフィルタされた左方可聴信号は加算器23の
別の入力に接続される。電圧制御されたローパスフィル
タ20から出力された右方可聴信号は加算器24の別の入力
に接続される。加算器23はハイパスフィルタされた上方
または下方の側波帯可聴信号とローパスフィルタされた
左方ステレオ可聴信号の和であるライン25の複合左方可
聴信号を生成する。同様に、加算器24はハイパスフィル
タされた上方または下方の側波帯可聴信号とローパスフ
ィルタされた右方ステレオ可聴信号の和であるライン26
の複合右方可聴信号を生成する。
【００１４】ライン25の左方複合可聴信号は電圧制御さ
れたローパスフィルタ27の入力およびい干渉検出器28の
１入力に接続される。ライン26の右方複合可聴信号は電
圧制御されたローパスフィルタ29の入力および干渉検出
器28の別の入力に接続される。干渉検出器28は電圧制御
されたローパスフィルタ27と29のパスバンド特性を制御
するためにライン30に電圧制御信号ＶCTL3を生成する。
ローパスフィルタ27から出力された左方複合可聴信号は
左方チャンネルスピーカ32を駆動する可聴増幅器31に接
続される。ローパスフィルタ29から出力された右方複合
可聴信号は右方チャンネルスピーカ34を駆動する可聴増
幅器33に接続される。
【００１５】図２を参照すると、図１の干渉検出器9 の
１実施例のブロック図が示されている。図１のＩＳＢ検
出器6 から共に出力されたライン7 の上方側波帯可聴信
号およびライン8 の下方側波帯可聴信号は干渉検出器9
に入力される。これらの信号は２つの１０キロヘルツの
高いＱのバンドパスフィルタ40,42 によって並列にフィ
ルタされる。バンドパスフィルタ40,42 の出力はそれぞ
れレベル検出器44,46に接続される。レベル検出器44は
下方側波帯可聴信号に現れる１０キロヘルツのエネルギ
レベルを示す下方側波帯品質信号をライン48に生成す
る。同様に、レベル検出器46は上方側波帯可聴信号に現
れる１０キロヘルツのエネルギレベルを示す上方側波帯
品質信号をライン50に生成する。ライン48の下方側波帯
品質信号およびライン50の上方側波帯品質信号はそれぞ
れ比較器52の１入力に接続される。比較器52は上方およ
び下方の側波帯品質信号のレベルを比較し、可聴選択ス
イッチ11を駆動するライン10に論理電圧制御信号ＶCTL1
を供給する。
【００１６】図３を参照すると、図１の干渉検出器21
（または28）の１実施例のブロック図が示されている。
ライン17（25）の左方可聴信号およびライン18（26）の
右方可聴信号は干渉検出器21（28）に入力される。図２
の干渉検出器9 と同様に、これらの信号は２つの１０キ
ロヘルツの高いＱのバンドパスフィルタ40,42 によって
並列にフィルタされる。バンドバスフィルタ40,42 の出
力はそれぞれレベル検出器44,46 に接続される。レベル
検出器44は右方可聴信号に現れる１０キロヘルツのエネ
ルギレベルを示す右方可聴品質信号をライン48に生成す
る。同様に、レベル検出器46は左方可聴信号に現れる１
０キロヘルツのエネルギレベルを示す左方可聴品質信号
をライン50に生成する。ライン48の右方可聴品質信号お
よびライン50の左方可聴品質信号はそれぞれ最大選択装
置53の入力に接続される。最大選択装置53は左方可聴品
質信号のレベルと右方可聴品質信号のレベルを比較し、
出力ライン54にこれらの２つの品質信号の大きいほうを
選択し送信する。ライン54上の選択された品質信号は電
圧制御されたローパスフィルタ19（27）と20（29）およ
び電圧制御されたハイパスフィルタ12のパスバンド特性
を制御するためにライン22（30）に電圧制御信号ＶCTL2
（ＶCTL3）を生成する非線形回路56の入力に接続され
る。
【００１７】図４を参照すると、電圧制御されたローパ
スフィルタ19（27）と20（29）のパスバンド特性の閉ル
ープ制御を行う図１の干渉検出器21（28）の別の実施例
のブロック図が示されている。ここで、干渉検出器21'
（28' ）への１入力はライン35（37）のローパスフィル
タ19（27）から出力された左方可聴信号に接続され、別
の入力はライン36（38）のローパスフィルタ20（29）か
ら出力された右方可聴信号に接続される。図３の干渉検
出器21（28）と同様に、これらの信号は２つの１０キロ
ヘルツの高いＱのバンドパスフィルタ40,42 によって並
列にフィルタされ、その出力はレベル検出器44,46 にそ
れぞれ接続される。再び、レベル検出器44は右方可聴信
号に現れる１０キロヘルツのエネルギレベルを示す右方
可聴品質信号をライン48に生成し、レベル検出器46は左
方可聴信号に現れる１０キロヘルツのエネルギレベルを
示す左方可聴品質信号をライン50に生成する。最大選択
装置は左方可聴品質信号と右方可聴品質信号のレベルを
比較し、出力ライン54にこれらの２つの品質信号の大き
いほうを選択し送信する。ライン54の選択された品質信
号は加算器58の１入力に接続される。ポテンショメータ
60は加算器58の別の入力に接続されるＤＣ設定点電圧Ｖ
s をライン61上に発生する。ＤＣ設定点電圧Ｖs'によっ
てオフセットされたライン54の選択された品質信号であ
る加算器58の出力は負帰還補償回路62に接続される。負
帰還補償回路62の出力は電圧制御されたローパスフィル
タ19（27）と20（29）および電圧制御されたハイパスフ
ィルタ12のパスバンド特性を制御するためにライン22
（30）に電圧制御信号ＶCTL2（ＶCTL3）を生成する。
【００１８】図５を参照すると、本発明の別の実施例の
ＡＭステレオ受信システムのブロック図が示されてい
る。ここで、図１の干渉検出器9,21,28 は単一干渉検出
器70と置換されている。ＩＳＢ検出器6 から共に出力さ
れたライン7 上の上方側波帯可聴信号およびライン8 上
の下方側波帯可聴信号は干渉検出器70に入力される。再
び、これらの信号は２つの１０キロヘルツの高いＱのバ
ンドパスフィルタ40,42によって並列にフィルタされ、
その出力はライン48の下方側波帯品質信号およびライン
50の上方側波帯品質信号を生成するレベル検出器44,46
にそれぞれ接続される。上方および下方の側波帯品質信
号は品質信号のレベルを比較し、信号選択装置を制御す
るために出力ライン10に論理制御信号ＶCTL1を供給する
比較器52の入力に接続される。上方および下方の側波帯
品質信号はまた出力ライン54に２つの品質信号の大きい
ほうを選択し送信する最大信号選択装置53の入力に接続
される。ライン54に出力された選択された品質信号は電
圧制御されたハイパスフィルタ12および電圧制御された
ローパスフィルタ19,20 のパスバンド特性を制御するた
めにライン22に制御電圧信号ＶCTL2を生成するために非
線形回路56の入力に接続される。上方および下方の側波
帯品質信号はさらに最小信号選択装置72の入力に接続さ
れる。最小信号選択装置72は上方側波帯品質信号と下方
側波帯品質信号のレベルを比較し、出力ライン74のこれ
らの２つの品質信号の小さいほうを選択して送信する。
ライン74上の選択された品質信号は電圧制御されたロー
パスフィルタ27,29 のパスバンド特性を制御するために
ライン30に電圧制御信号ＶCTL3を生成する非線形回路76
の入力に接続される。
【００１９】図６を参照すると、同期独立側波帯（ＩＳ
Ｂ）検出器6 を有する図１の受信システムの１実施例が
示されている。中間周波数増幅器5 の出力は同位相
（Ｉ）可聴信号をライン82に、および直角位相（Ｑ）可
聴信号をライン84に生成する通常の同期検出器80に接続
される。ライン82上のＩ可聴信号は位相シフトφを有す
る位相シフト回路網86の入力に接続され、ライン84上の
Ｑ可聴信号は位相シフトφ＋９０°を有する位相シフト
回路網88の入力に接続される。位相シフト回路網86,88
から出力された位相シフトされたＩおよびＱ可聴信号は
それぞれ加算器90,92 の入力に接続される。加算器90は
上方側波帯可聴信号をライン7 に再生するために位相シ
フトされたＩおよびＱ可聴信号を加算する。加算器92は
下方側波帯可聴信号をライン8 に再生するために位相シ
フトされたＱ可聴信号を位相シフトされたＩ可聴信号か
ら減算する。ＣＱＵＡＭ検出器15からの左方および右方
の可聴出力は位相シフト回路網86と同じ位相シフトφを
有する位相シフト回路網94,96の入力にそれぞれ接続さ
れる。位相シフト回路網94,96 からの左方および右方の
位相シフトされた可聴出力は電圧制御されたローパスフ
ィルタ19,20 の入力にそれぞれ接続される。
【００２０】図７を参照すると、図１の受信システムの
１実施例の電圧制御されたハイパスフィルタ12および電
圧制御されたローパスフィルタ19,20 のブロック図が示
されている。電圧制御されたローパスフィルタ19,20 は
ライン22上の電圧制御信号ＶCTL2によって制御された２
次実数極対をそれぞれ有する。電圧制御されたハイパス
フィルタ12は電圧制御されたローパスフィルタ19,20 と
同じバンドパス特性を有する２次ローパスフィルタ102
と並列に接続された１次オールパスフィルタ100 を有
し、それもまた電圧制御信号ＶCTL2によって制御され
る。ライン104 のオールパスフィルタ100 の出力は加算
器106 の非反転入力に接続される。ローパスフィルタ10
2 の出力は加算器106 の反転入力に接続される。加算器
106 の出力は上述のように加算器23,24 に接続される電
圧制御されたハイパスフィルタ12の出力を供給する。
【００２１】構造的な装置を説明したので、次に動作モ
ードを説明する。本発明は隣接の周波数により送信する
ステーションによって生じるようなＡＭ干渉の影響を減
少させる。標準のＡＭモノラル放送において、上方側波
帯および下方側波帯は同一の情報を伝送する。両側波帯
から再生された可聴周波は同一であるべきである。ＡＭ
ＣＱＵＡＭ放送において、２つの側波帯は同一でな
い。しかしながら、上方側波帯可聴周波または下方側波
帯可聴周波のいずれかは元の放送のモノラル部分に近似
するものとして使用できる。この近似は完璧ではない
が、実用上許容できることが発見された。しかしなが
ら、干渉の存在下にある１つの側波帯の干渉は他の側波
帯の干渉と全く異なることが多い。例えば、所望のステ
ーションの搬送周波数の上に位置されたチャンネルに干
渉ステーションはあるが所望のステーションの下に位置
されるチャンネルには干渉は全くないことがある。この
場合、上方および下方の側波帯信号は共に同じ所望のプ
ログラム可聴周波を伝送するが、上方側波帯は下方側波
帯に発見されない雑音成分を伝送する。
【００２２】本発明は隣接のチャンネルの干渉の可聴効
果が最小になるように選定された可聴帯域幅に及ぶ標準
のＣＱＵＡＭステレオ信号を再生する。この帯域幅より
も上では、最も少ない干渉を有する側波帯からのモノラ
ル信号が再生される。ステレオＣＱＵＡＭ受信からモノ
ラルＩＳＢ受信までの交差周波数は干渉条件または変調
条件に応じて動的に変化される。したがって、ステレオ
可聴周波は干渉条件が許容できるほど高い周波数まで再
生され、モノラルＩＳＢ受信の使用による広帯域の高忠
実度再生はその周波数より上で生じる。
【００２３】通常のＩＳＢ検出器は上方および下方側波
帯モノラル可聴信号を復調し分離するために使用され
る。上方または下方の側波帯可聴信号のいずれかにおけ
る可聴干渉は可聴選択装置を制御する干渉検出器によっ
て検出される。可聴選択装置は検出された最低干渉レベ
ルを有する側波帯可聴信号を選択し、その信号を可変ハ
イパスフィルタに送る。
【００２４】通常のＣＱＵＡＭ検出器は全帯域幅ＡＭス
テレオ信号を左方および右方可聴信号チャンネルに復調
するために使用される。これらの左方および右方可聴信
号は隣接のチャンネル干渉の可聴効果が最小になるよう
に選定された可聴帯域幅まで再生される。左方または右
方可聴信号の可聴干渉は左方および右方の各可聴信号チ
ャンネルの可変ローパスフィルタのパスバンド特性およ
び、選択された上方または下方モノラル可聴側波帯信号
が送られる可変ハイパスフィルタのパスバンド特性を設
定する干渉検出器によって検出される。ローパスフィル
タおよびハイパスフィルタのパスバンド特性は可変交差
周波数を設定するために互いに補足する、すなわちロー
パスフィルタの高域遮断周波数はハイパスフィルタの低
域遮断周波数と実質上同じである。
【００２５】ローパスフィルタから出力された左方およ
び右方の可聴信号は左方および右方の複合可聴信号を生
成するためにハイパスフィルタから出力された選択され
た上方または下方モノラル側波帯可聴信号とそれぞれ加
算される。したがって、交差周波数より上では、左方お
よび右方の複合可聴信号はそれぞれ最少干渉を有する側
波帯からのモノラル信号を含む。交差周波数の下では、
左方および右方の複合可聴信号はＣＱＵＡＭ検出器によ
って検出された左方および右方ステレオ可聴信号をそれ
ぞれ含む。
【００２６】可聴隣接チャンネル干渉のない強力なロー
カルステーションの場合において、これらの原理を使用
する受信機は最高可聴周波数で或いはそれより上になる
ように交差周波数を調節する。この場合、本質的に、モ
ノラルＩＳＢ信号は再生されず、全範囲ステレオＣＱＵ
ＡＭ左方および右方可聴信号が再生される。一方の側波
帯においてかなりの干渉を有するステーションの場合に
おいて、受信機は最低可聴周波数で或いはそれより下に
なるようにその交差周波数を調節する。この場合、本質
的にステレオＣＱＵＡＭ信号は再生されず、全帯域幅モ
ノラルＩＳＢ信号が再生される。この場合、ローパスフ
ィルタはさらに干渉が両側波帯に現れるならばＩＳＢ信
号に適用できる。これらの２つの場合の間の状態におい
て、受信機は可聴交差周波数までのステレオＣＱＵＡＭ
受信機として、また同じ交差周波数より上でモノラルＩ
ＳＢ受信機として動作する。
【００２７】再び図１を参照すると、改良されたステレ
オ受信機はＩＦ増幅器5 を通る通常のＡＭ受信機形態を
含む。この形態は通常のＲＦ増幅器2 、局部発振器4 、
ミキサ3 、およびＩＦ増幅器段5 を含む。局部発振器4
はＩＳＢ検出回路6 中に可聴雑音を導入させないために
全く位相雑音がない。
【００２８】ＩＳＢ検出器6 は幾つかの良く知られてい
る方法の１つを用いてＩＦ増幅器5から出力された信号
に現れる２つの側波帯を独立して検出する。２つの一般
的な方法はフィルタ方法および位相方法である。これら
の両方法は“ARRL Radio Amateur's Handbook ”のよう
な参考書に記載されている。さらに、一般に利用される
集積回路はＫａｈｎ氏の米国特許4,641,341 号明細書に
開示されている。1991年４月16日のＢｏｓｅ氏他の米国
特許5,008,939 号明細書では、ライン7,8 の復調された
上方および下方の側波帯信号をそれぞれ生成するために
独立側波帯検出回路を構成する別の方法が開示されてい
る。
【００２９】ライン7,8 の上方および下方の側波帯信号
は各側波帯の隣接のチャンネル干渉の量を測定する干渉
検出器9 を励起し、可聴選択装置に所定時間に最少量の
干渉を有する上方または下方の側波帯から可聴周波を選
択させるライン10の制御信号ＶCTL1を生成する。可聴選
択装置11は干渉条件の変化するとき一方の可聴側波帯か
ら他方の可聴側波帯へのクロスフェードを許容するフェ
ード回路を含むことができるので、可聴側波帯間のスイ
ッチングに関連する可聴雑音を減少する。選択された可
聴側波帯は可変ハイパスフィルタ12を通過する。
【００３０】中間周波数増幅器5 の出力はまた受信され
たＡＭ信号を通常のＣＱＵＡＭ検出器15に供給し、ライ
ン17,18 のその左方および右方の可聴出力はそれぞれ干
渉検出器21に供給される。干渉検出器21は左方および右
方の可聴ローパスフィルタ19,20 およびＩＳＢ側波帯可
聴ハイパスフィルタ12の交差周波数を制御するライン22
に電圧制御信号ＶCTL2を発生する。ハイパスフィルタ12
の低域遮断周波数は単独の交差周波数を設定するために
ローフィルタ19,20 の高域遮断周波数に対応して信号Ｖ
CTL2を制御して応答する。交差周波数はできるだけ多く
のステレオ分離を維持しながら瞬間に現れる干渉の可聴
状態を最小にするために制御される。
【００３１】ローパスフィルタ19,20 から出力されたＣ
ＱＵＡＭ左方および右方ステレオ可聴信号およびハイパ
スフィルタ12から出力された上方または下方側波帯信号
は減少した隣接のチャンネル干渉をそれぞれ有するライ
ン25,26 の左方および右方の広帯域幅の複合可聴信号を
生成するために加算器23,25 において加算される。
【００３２】左方および右方の複合可聴信号はさらに隣
接の両チャンネルの干渉信号の場合のような可聴干渉を
有することができる。この場合における可聴干渉を減少
するために、ライン25,26 の左方および右方の複合可聴
信号はそれぞれ干渉検出器28を付勢する。干渉検出器28
は左方および右方の複合可聴信号中に残存する干渉の量
を測定し、瞬間的に干渉の可聴状態を最小にするために
ローパスフィルタ27,29 の高域遮断周波数を設定する制
御電圧ＶCTL3を発生する。ローパスフィルタ27,29 から
出力された左方および右方の複合可聴信号は通常の増幅
器31,33 およびスピーカー32,34 によって再生される。
【００３３】再び図２を参照すると、図１にブロック図
で示された干渉検出器9 は復調された上方および下方側
波帯可聴信号によって動作する。干渉検出器9 は隣接の
チャンネル干渉の存在下にある１０キロヘルツのビート
ノートエネルギ（１０キロヘルツのチャンネル間隔を有
する米国ステーションに対して）の存在に対してライン
7 の上方側波帯可聴信号およびライン8 の下方側波帯可
聴信号を独立して検査する。１０キロヘルツの高いＱの
バンドパスフィルタ40,42 はそれぞれ下方または上方の
側波帯可聴信号に現れる１０キロヘルツのビートノート
エネルギを送る。高いレベルの１０キロヘルツのエネル
ギを有する側波帯可聴信号は低いレベルの１０キロヘル
ツのエネルギを有する側波帯より高いレベルの隣接のチ
ャンネル干渉を有しやすい。下方および上方側波帯可聴
信号に現れる１０キロヘルツのエネルギレベルはそれぞ
れレベル検出器44,46 によって検出される。ライン48の
レベル検出器44から出力された下方側波帯品質信号およ
びライン50のレベル検出器46から出力された上方側波帯
品質信号はそれぞれの側波帯の１０キロヘルツのエネル
ギレベルを比例して示す。比較器52は上方側波帯品質信
号と下方側波帯品質信号を比較し、可聴選択装置11に低
いレベルの１０キロヘルツのエネルギを有する、すなわ
ち隣接のチャンネル干渉の少ない下方または上方可聴側
波帯を選択して出力させる制御信号ＶCTL1を生成するこ
とによって応答する。
【００３４】再び図３を参照すると、図１にブロック図
で示された干渉検出器21(28)はＣＱＵＡＭ検出器から出
力されたライン17(25)およびライン18(26)上の左方およ
び右方の可聴信号を監視する。左方または右方の可聴信
号に現れる最大レベルの１０キロヘルツのエネルギは電
圧制御信号ＶCTL2（ＶCTL3）によってローパスフィルタ
19(27)と20(29)およびハイパスフィルタ12のパスバンド
特性を決定する。したがって、最も多い干渉を含む可聴
信号は両可聴信号に対してローパスフィルタの高域遮断
周波数およびハイパスフィルタの低い整合遮断周波数を
決定する。
【００３５】図２の干渉検出器と同様に、干渉検出器21
(28)は２つの１０キロヘルツの高いＱのバンドパスフィ
ルタ40,42 および右方および左方の各可聴信号に現れる
１０キロヘルツのエネルギのレベルをそれぞれ検出する
２つのレベル検出器44,46 を含む。レベル検出器44から
出力されたライン48の右方可聴品質信号およびレベル検
出器46から出力されたライン50の左方可聴品質信号はそ
れぞれの可聴信号中の１０キロヘルツのエネルギレベル
を比例して示す。最大信号選択装置53はライン48の右方
可聴品質信号とライン50の左方可聴品質信号の大きいほ
うの信号を選択し、電圧制御信号ＶCTL2（ＶCTL3）を生
成するために選択された信号を非線形回路56に送る。区
分的線形近似によって典型的に実現された非線形回路56
または連続非線形回路はライン54の選択された可聴品質
信号と、ローパスフィルタ19(27)と20(29)の高域遮断周
波数と、ハイパスフィルタ12の低域遮断周波数との関係
を決定する。
【００３６】再び図４を参照すると、閉ループ法はロー
パスフィルタ19(27)と20(29)の高域遮断周波数特性およ
びハイパスフィルタの低域遮断周波数特性を調節するた
めに使用される。ここで、干渉検出器21'(28')はローパ
スフィルタ19(27)と20(29)からの出力ライン35(37)と36
(38)の左方および右方可聴チャンネルをそれぞれサンプ
ルする。１０キロヘルツの高いＱのバンドパスフィルタ
40,42 、レベル検出器44,46 、および最大信号選択装置
53は図３の干渉検出器21と同一の動作をし、ライン54上
に選択された可聴品質信号を生成する。ライン54上の選
択された可聴品質信号によって示された測定された最大
干渉レベルは加算器58を用いてライン61のＤＣ設定点電
圧Ｖs により示された予め設定された干渉レベルと比較
される。通常予め設定された干渉レベルは典型的な条件
下で聴くことのできない干渉レベルに対応する。加算器
58の出力は補償回路62に送られ、閉ループシステムの安
定性を保証し、ライン22(30)上に電圧制御信号Ｖ
CTL2（ＶCTL3）を生成する。
【００３７】例えば、もし上述の閉ループシステムにお
いて、ローパスフィルタ19(27)と20(29)の高域遮断周波
数が可聴干渉雑音が通過できるように非常に高く設定さ
れると、ライン54上の測定された最大干渉量はライン61
の設定点電圧Ｖs を超過し、加算器58は制御電圧を補償
回路62に出力する。補償回路62から出力されたライン22
(30)の制御電圧ＶCTL2（ＶCTL3）は、ローパスフィルタ
に高域遮断周波数が測定された干渉雑音をＤＣ設定点電
圧Ｖs により示された予め設定されたレベルと整合する
点に周波数を減少させる（上述のように、電圧ＶCTL2は
またハイパスフィルタ12の低域遮断周波数に影響を与え
るので、ローパスフィルタ19,20 の高域遮断周波数を追
跡する）。通常のサーボ設計は許容可能な干渉レベルが
図３の干渉検出器21(28)の開ループシステムの非線形回
路56のような非線形回路なしに通過できるようにフィル
タ帯域幅を迅速に自動的に調節するシステムを許容す
る。再び図５を参照すると、単一干渉検出器70は図１の
ブロック図で示された受信システムの干渉検出器9,21,2
8 と置換でき、従来の受信機にまさる改良された特性を
有する低コストの方法を提供する。ここで、干渉検出器
70はＩＳＢ検出器から出力されたライン7,8 の上方およ
び下方側波帯可聴信号をそれぞれサンプルする。１０キ
ロヘルツの高いＱのバンドパスフィルタ40,42 およびレ
ベル検出器44,46 は図２の干渉検出器9 と同一の動作を
し、それぞれライン50,48 の上方および下方の側波帯品
質信号を生成する。干渉検出器9 と同一の動作をする比
較器52は上方と下方の側波帯可聴品質信号を比較し、上
述のように可聴選択装置11を制御するために制御信号Ｖ
CTL1を生成することによって応答する。
【００３８】図３の干渉検出器21と同一の動作をする最
大信号選択装置53はライン48の下方側波帯可聴品質信号
とライン50の上方側波帯可聴品質信号の大きいほうの信
号を選択し、電圧制御信号ＶCTL2を生成するために選択
された信号を非線形回路56に送る。ＣＱＵＡＭ検出器か
ら出力された左方または右方の可聴信号ではなくＩＳＢ
検出器から出力された上方または下方の可聴側波帯に現
れる１０キロヘルツの最大エネルギレベルは、電圧制御
信号ＶCTL2によってローパスフィルタ19,20 およびハイ
パスフィルタ12のパスバンド特性を決定する。したがっ
て、最大量の干渉を含むモノラル可聴側波帯信号は左方
および右方の両ステレオ可聴信号に対するローパスフィ
ルタの高域遮断周波数およびモノラルハイパスフィルタ
の整合する低域遮断周波数を決定する。
【００３９】最小信号選択装置72はライン48の下方側波
帯可聴品質信号とライン50の上方側波帯可聴品質信号の
小さいほうの信号を選択し、その選択された信号を非線
形回路76に送り、電圧制御信号ＶCTL3を生成する。図１
の加算器23,25 から出力された左方または右方の複合可
聴信号に現れる最大レベルではなくＩＳＢ検出器から出
力された上方または下方の可聴側波帯に現れる１０キロ
ヘルツの最小エネルギレベルは電圧制御信号ＶCTL3によ
って可聴出力段のローパスフィルタ27,29 のパスバンド
特性を決定する。したがって、最少干渉を含むモノラル
可聴側波帯信号は左方または右方の両複合可聴信号に対
するローパスフィルタの高域遮断周波数を決定する。
【００４０】再び図６を参照すると、ＩＳＢ検出器6 は
それぞれライン7,8 に出力された上方および下方モノラ
ル可聴側波帯を再生するために位相方法を使用する。同
期検出器80はＩおよびＱ可聴信号をＩＦ増幅器5 から出
力された信号から再生する。ＩおよびＱ信号は位相シフ
ト回路網86,88 によって互いに９０°位相シフトされ
る。これらの位相シフト回路網は典型的に平坦振幅応答
特性および周波数により次第に増加する負の位相シフト
を有するオールパスフィルタを含むが、所定の周波数で
互いに９０°ずれている。位相シフトされたＩおよびＱ
信号はライン7 の上方側波帯可聴信号を生成するために
加算器90によって加算され、ライン8 の下方側波帯可聴
信号を生成するために加算器92によって減算される。
【００４１】Ｉ信号の位相シフト回路網86と同じ位相応
答特性をそれぞれ有する位相シフト回路網94,96 はＣＱ
ＵＡＭ検出器15から出力された左方および右方ステレオ
可聴信号で動作する。通常、ＣＱＵＡＭ検出器から出力
された可聴信号は位相シフトを必要としない。しかしな
がら、可聴振幅応答特性異常を損なわずに左方および右
方ステレオ可聴信号がハイパスフィルタ12から出力され
た選択されたモノラル側波帯信号と共に加算器23,24 に
よってコヒーレントに加算するために、左方または右方
ステレオ可聴信号はＩ信号と同一の位相シフトされる。
位相シフト回路網94,96 は左方または右方可聴信号に対
して所要の位相シフトする。
【００４２】ハイパスフィルタ12から出力された選択さ
れたモノラル側波帯信号とローパスフィルタ19,20 から
出力された左方および右方可聴信号の間に生じた他の位
相シフトまたは時間遅延は加算器23,24 により加算され
た可聴信号が可変ハイパスおよびローパスフィルタの交
差周波数で同位相で加算されるように補償される。この
ために、ハイパスフィルタ12の応答特性はローパスフィ
ルタ19,20 の応答特性に対応する。
【００４３】例えば、モノラル放送信号の場合におい
て、Ｉ信号は放送可聴周波を含み、Ｑ信号は公称的にゼ
ロである。ライン7,8 の上方および下方の側波帯信号は
同一である。ＣＱＵＡＭ検出器から出力されたライン1
7,18 の左方および右方可聴信号は公称的に同一であ
り、上方および下方側波帯可聴信号に等しい。上方また
は下方の側波帯信号は左方および右方の各ＣＱＵＡＭ可
聴信号に加算される。左方および右方のＣＱＵＡＭ可聴
信号の任意の振幅変化、位相シフトまたは時間遅延は上
方および下方側波帯信号のそれと実質上同一している。
もしこれらのパラメータが同一でないならば、結果的に
生じた合計は種々の周波数における２つの可聴信号の構
成および破壊的干渉により平坦な振幅応答特性を有しな
い。したがって、位相回路網94,96 によって整合された
ＣＱＵＡＭおよびＩＳＢ可聴通路のみならず電圧制御さ
れたハイパスおよびローパスフィルタもまた、ハイパス
およびローパスフィルタの両者の入力に供給された共通
信号がフィルタの設定される交差周波数に関係なく平坦
な振幅応答特性を有する加算器の出力における信号を供
給するように整合され補足される。
【００４４】許容可能な特性を有する安価で複雑でない
相補フィルタの１種は２次フィルタである。許容可能な
特性を有するが高価で複雑である別の種類の相補フィル
タは奇数オーダのバッタワースフィルタである。偶数オ
ーダのバッタワースフィルタはその加算がフィルタ応答
特性の位相シフトにより交差周波数で深いノッチを生じ
るので好ましくない。したがって、相補対として使用す
るのを困難にさせる。１次バッタワースフィルタ対は普
通良好な特性を与えるのに十分な排除がない。３次バッ
タワースフィルタは許容可能な特性を提供するが、さら
に高価で複雑である。
【００４５】再び図７を参照すると、電圧制御されたロ
ーパスフィルタ19,20 および電圧制御されたハイパスフ
ィルタ12は２次相補フィルタを構成する。ＣＱＵＡＭ左
方および右方可聴ローパスフィルタ19,20 はそれぞれ本
質的に同一のフィルタ応答特性を有する通常の電圧制御
された２次ローパスフィルタを構成する。ＩＳＢ側波帯
ハイパスフィルタ12はフィルタ19,20 と同じ応答特性を
有する電圧制御された２次ローパスフィルタ102 と並列
な電圧制御された１次オールパスフィルタ100を有す
る。オールパスフィルタ102 およびローパスフィルタ10
0 の出力は実数極を有する２次フィルタの振幅応答特性
を有するが異なる位相応答特性を有するハイパスフィル
タを形成するために減算される。結果として、フィルタ
19または20の２次ローパス出力はフィルタ12の１次ハイ
パス出力に加算されるとき、たとえ位相応答特性が平坦
でなくても振幅応答特性は平坦である。この方法が同様
に高いオーダのフィルタに拡張できることが認識され
る。電圧制御されたオールパスフィルタ100 はその極の
負の周波数およびそのゼロの正の周波数がライン22の制
御電圧ＶCTL2の全電圧値に対してローパスフィルタ102
の極の対の負の周波数と実質上同じである。
【００４６】図８を参照すると、本発明の別の実施例の
ブロック図が示されている。ＡＭチューナ（図示せず）
はそれぞれライン17,18 上の左方および右方ステレオ可
聴信号を生成するＣＱＵＡＭ検出器（図６の符号15）お
よび、それぞれライン82,84のＩおよびＱ可聴信号を生
成する同期検出器（図６の符号80）を有する。オールフ
ィルタ200 のバンクはライン17',18' 上に位相シフトさ
れた左方および右方可聴信号をそれぞれ生成するために
位相シフト回路網86,88,94,96 および図６の加算器90,9
2 を備え、ライン7,8 のＵＳＢおよびＬＳＢ可聴側波帯
信号を検出する。
【００４７】図９の（ａ）乃至（ｄ）は１実施例のオー
ルパスフィルタバンク200 の概略的な電子回路図を示
す。図９の（ａ）は図８のライン17,18,82,84 の各入力
に対する入力端子302 および出力端子304 を有する入力
バッファ段300 を示す。図９の（ｂ）は図６の各位相シ
フト回路網86,88,94,96 を構成するために使用される位
相シフトフィルタ段310 を示す。各位相シフトフィルタ
段310 は対応する入力バッファ段300 の出力端子304 に
接続する入力端子312 および位相シフトされた信号を出
力する出力端子314 を有する。入力段300 の可変抵抗30
6 は入力段の利得を調節し、３０％の変調が対応する位
相シフトフィルタ段310 の出力314 における１Ｖrms 信
号レベルを生成するように設定される。
【００４８】図９の（ｂ）に示す位相シフトフィルタ段
310 の部品の数値を例として示すと、各位相シフト回路
網86,94,96を構成する部品の数値の１例は次の通りであ
る。
【００４９】 Ｒ1 Ｃ1 Ｒ2 Ｃ2 Ｒ3 Ｃ3 Ｒ4 Ｃ4 39.1 KΩ 0.33 10 KΩ 0.1 10 KΩ 0.01 2.43 KΩ 0.0047 付加的な９０°位相シフトを有する位相シフト回路網88
を構成する部品の数値の１例は次の通りである。
【００５０】 Ｒ1 Ｃ1 Ｒ2 Ｃ2 Ｒ3 Ｃ3 Ｒ4 Ｃ4 15 KΩ 0.22 6.81 KΩ 0.047 6.81 KΩ 0.0047 681Ω 0.0047 図９の（ｃ）はライン7 のＵＳＢ可聴信号を生成するた
めに位相シフト回路網86,88 にそれぞれ対応する位相シ
フトフィルタ段310 から出力されたＩおよびＱ可聴信号
を加算する図６の加算器90に対応する加算器回路を示
す。図９の（ｄ）はライン8 のＬＳＢ可聴信号を生成す
るために位相シフト回路網86,88 にそれぞれ対応する位
相シフトフィルタ段310 から出力されたＩおよびＱ可聴
信号の差を計算する図６の加算器92に対応する回路を示
す。
【００５１】図１０および図１２は図８（および図５）
の干渉検出器70の１実施例の詳細なブロック図を示す。
図１１の（ａ）は干渉検出器70の１０キロヘルツのバン
ドパスフィルタ40,42 を構成するＱ＝５０で、中心周波
数ｆo'を有する４次バッタワースバンドパスフィルタの
１実施例の概略的な電子回路図を示す。
【００５２】再び図１０を参照すると、干渉レベル検出
器44,46 は概略的な電子回路図が図１１（ｂ）に示され
る平均レベル検出器500 および１．２ヘルツのローパス
フィルタ502 をそれぞれ含む。最大品質検出回路53（図
１０）から出力されたライン54の最大側波帯品質信号は
除算器回路600 に入力される。最大品質検出器53の１実
施例の概略的な電子回路図が図１１の（ｃ）に示されて
いる。
【００５３】再び図１２を参照すると、ライン48のＵＳ
Ｂ品質信号およびライン50のＬＳＢ品質信号はライン10
に制御信号ＶCTL1を生成する比較器52の入力にそれぞれ
供給される。ライン10の制御信号ＶCTL1はここでは上方
側波帯と下方側波帯の可聴信号間で段階的にスイッチン
グする交差フェードとして構成されている側波帯選択装
置11に入力されるので、ライン14の側波帯選択装置11の
出力におけるスイッチング雑音を減少させる。３デシベ
ルのヒステリシス比較器として構成された比較器52はラ
イン10上の制御信号ＶCTL1の論理レベルを生成し、それ
はライン505 によって第１の積分器506 に供給され、そ
のライン509 上の出力が電圧制御された増幅器508 を制
御する。ライン7 のＵＳＢ可聴信号は電圧制御された増
幅器508に入力され、この増幅器508 はライン509 の制
御信号に応じてライン513 の振幅を調節した上方側波帯
可聴信号を出力する。ライン10の制御信号ＶCTL1はまた
デジタルインバータ504 を通って供給され、そのライン
507 上の出力は第２の積分器512 に入力され、そのライ
ン511 上の出力は第２の電圧制御された増幅器516を制
御する。ライン8 のＬＳＢ可聴信号は電圧制御された増
幅器516 に入力され、この増幅器516 はライン511 の制
御信号に応じてライン515 に振幅を調節した上方側波帯
可聴信号を出力する。信号加算器510 はライン14の加算
器510 の出力における選択された可聴側波帯を生成する
ためにライン513 の振幅を調節したＵＳＢ可聴信号とラ
イン515 の振幅を調節したＬＳＢ可聴信号を加算する。
【００５４】図１３の（ａ）乃至（ｄ）は比較器52およ
び図１２に示された交差フェード側波帯選択装置11の１
実施例の概略的な電子回路図を示す。図１３の（ａ）は
ライン48のＵＳＢ品質信号入力およびライン50のＬＳＢ
品質信号入力を有し、ライン505 に非反転制御信号Ｖ
CTL1を、またライン507 に反転制御信号を生成する比較
器52を示す。図１３の（ｂ）はライン505(507)の入力お
よびライン509(511)の出力を有する積分器506 または51
2 を構成する積分器回路を示す。図１３の（ｃ）はライ
ン7(8)の側波帯可聴入力およびライン513(515)の振幅を
調節した側波帯可聴出力信号を有し、その出力信号の振
幅がライン509(511)の積分器出力信号によって制御され
る電圧制御された増幅器508 または516 を構成する電圧
制御された増幅器回路を示す。図１３の（ｄ）はライン
14上に選択された側波帯出力信号を生成するためにライ
ン513 の電圧制御された増幅器508 の出力とライン515
の電圧制御された増幅器516 の出力とを加算する側波帯
信号加算器510 の回路を示す。
【００５５】再び図１２を参照すると、ライン22にフィ
ルタ制御信号ＶCTL2を生成する干渉検出器70の非線形回
路56の１実施例のブロック図が示されている。最大品質
検出器53（図１０）から出力されたライン54上の最大側
波帯品質信号は除算器回路600 に入力される。除算器回
路は定電圧を入力電圧で除算することによって入力と出
力の所望の非線形関係を生成する。結果的に生じた商は
ライン602 の電圧として利得およびオフセット回路604
に供給され、そのライン606 上の出力は最大信号検出器
608 の１つの入力を供給される。ライン610 の予め設定
されたＤＣ電圧レベルは最大信号検出器608 の別の入力
を励起する。最大信号検出器608 はライン606 の信号レ
ベルとライン610 のＤＣ電圧レベルとを比較し、ライン
22上のフィルタ制御信号ＶCTL2として出力するため２つ
の信号の大きいほうを選択する。図１４は除算器回路60
0 および利得およびオフセット回路604 の１実施例の概
略的な電子回路図を示す。
【００５６】図１５を参照すると、図８の実施例の干渉
検出器70のＶCTL3発生器700 の１実施例のブロック図が
示されている。ライン54の最大側波帯品質信号は非線形
回路702 に入力され、そのライン706 上の出力は最小／
最大信号検出器710 の１つの入力に入力される。図１６
の（ａ）は非線形回路702 の１実施例の概略的な電子回
路図を示す。チューナにおけるＲＦ信号レベルを示すＡ
ＧＣ信号ＶAGC はライン701 上を非線形回路704 に入力
される。ライン708 の非線形回路704 の出力は最小／最
大検出器710 の他方の入力を駆動する。図１６の（ｂ）
は非線形回路704 の回路図を示す。図１６の（ｃ）は非
線形回路702 からのライン706 上の１つの入力、非線形
回路704 からのライン708 上の別の入力およびライン71
5 上の出力を有する最小／最大選択装置710 の概略的な
電子回路図を示す。ライン715 上の最小／最大選択装置
710 からの出力はライン30上の制御信号ＶCTL3を生成す
る迅速なディケイ／遅いアタックのレベル調節回路714
を駆動する。
【００５７】図１７の（ａ）を参照すると、図８の電圧
制御されたローパスフィルタ19または20の１実施例の概
略的な電子回路図が示されている。この回路は図７に示
された２次ローパスフィルタを構成する。ローパスフィ
ルタ19(20)はライン17'(18')の左方または右方ステレオ
可聴入力、ライン35(36)上の対応する左方または右方の
フィルタされたステレオ出力、および回路に入力された
ライン22上の制御信号ＶCTL2を有する。
【００５８】図１７の（ｂ）には図８の電圧制御された
ハイパスフィルタ12の１実施例の概略的な電子回路図が
示されている。この回路は２次ローパスフィルタ102 を
減算される１次オールパスフィルタ100 を有する図７の
電圧制御されたハイパスフィルタ12を構成する。２次ロ
ーパスフィルタセクション102 は本質的に図１７の
（ａ）に示されるのと同じローパスフィルタであり、ラ
イン22に入力された制御信号ＶCTL2によって制御され、
最大許容可能な雑音レベルが選択された側波帯可聴信号
において検出されることを制御信号ＶCTL2が示すとき
に、遮断周波数ｆo＝１０キロヘルツを有するように調
節される。１次オールパスフィルタは２次ローパスフィ
ルタの第１のセクションから構成される。入力電圧がロ
ーパスフィルタの第１のセクションの出力電圧の２倍か
ら減算されるとローパスと同じ周波数を有する１次オー
ルパスフィルタが得られる。この減算動作は２次ローパ
スフィルタ出力をオールパスフィルタ出力から減算する
同じ加算増幅器によって行われる。
【００５９】図１７の（ｃ）は回路への１つの入力とし
てライン35上の電圧制御されたローパスフィルタ19(20)
からのフィルタされた左方または右方ステレオ可聴出力
を、また回路への第２の入力としてライン21上の電圧制
御されたハイパスフィルタ12から出力されたフィルタさ
れた選択された側波帯信号を有する図８の加算器23また
は24の１実施例の概略的な電子回路図を示す。加算され
た複合の左方または右方ステレオ可聴出力はライン25(2
6)に現れる。
【００６０】図１８は図８の電圧制御されたローパスフ
ィルタ27または29の１実施例の概略的な電子回路図を示
す。ローパスフィルタ27(29)は入力としてライン25(26)
上の左方または右方の複合ステレオ可聴出力、ライン74
8(749)上の対応する左方または右方フィルタステレオ出
力、およびライン30上の制御信号ＶCTL3を有する。
【００６１】図１９の（ａ）は受信機の出力段における
左方または右方の複合ステレオ可聴信号中に残留する１
０キロヘルツのエネルギをそれぞれ除去するための図８
の可聴出力段に示されたバーディ（birdie）フィルタ75
0,752 の１実施例の概略的な電子回路図を示す。図１９
の（ｂ）は図８の左方または右方のステレオ可聴出力増
幅器754,756 の１実施例の概略的な電子回路図を示す。
【００６２】図２０は交差フェードＩＳＢ側波帯選択装
置の論理装置を示すブロック図を示す。上述のように、
１０キロヘルツのバンドパスフィルタ40,42 およびレベ
ル検出器44,46 は下方側波帯ライン8 および上方側波帯
ライン7 のそれぞれにおける干渉信号を検出する。出力
48,50 におけるこれらの干渉レベル信号はライン10に制
御信号を生成するためにＵＳＢおよびＬＳＢラインを横
切って接続されたポテンショメータのワイパーアーム14
を移動するように差動的に結合される。１つの側波帯の
干渉レベルが増加するときに、ワイパーアームはその側
波帯から送る可聴信号を減少させ、別の側波帯からの可
聴信号を増加させてＩＳＢ出力ライン14に送るように移
動される。他の技術が２つの電圧制御された利得ブロッ
クおよび加算回路のように制御信号ＶCTL1の制御下で２
つの側波帯可聴信号を結合するために使用できる。
【００６３】その他の実施例も特許請求の範囲に記載さ
れた本発明の技術的範囲内に含まれるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のステレオＡＭ受信システムのブロック
図。
【図２】図１の干渉検出器9 の１実施例のブロック図。
【図３】図１の干渉検出器21または28の１実施例のブロ
ック図。
【図４】電圧制御されたローパスフィルタのパスバンド
特性の閉ループ制御を行う干渉検出器21または28の別の
実施例のブロック図。
【図５】本発明の１実施例のＡＭステレオ受信システム
のブロック図。
【図６】同期独立側波帯検出器を有する図１の受信シス
テムの１実施例のブロック図。
【図７】図１の受信システムの電圧制御されたハイパス
フィルタ12および電圧制御されたローパスフィルタ19,2
0 の実施例のブロック図。
【図８】本発明の別の実施例のブロック図。
【図９】オールパスフィルタバンク200 の概略的な実施
例の電子回路図。
【図１０】図５および図８の干渉検出器70の１実施例の
詳細なブロック図。
【図１１】干渉検出器70のバンドパスフィルタ40,42 の
ためのＱ＝５０および１００キロヘルツの中心周波数を
有する４次バッタワースバンドパスフィルタの１実施例
の電子回路の概略図および、１．２ヘルツローパスフィ
ルタの概略的な回路図および、最大品質検出器53の概略
的な回路図。
【図１２】図５および図８の干渉検出器70の１実施例の
詳細なブロック図。
【図１３】図１２の比較器52および交差フェード側波帯
選択装置11の概略的な回路図。
【図１４】除算回路600 と利得およびオフセット回路60
4 の概略的な回路図。
【図１５】図８の実施例中の干渉検出器70のＶCTL3発生
器700 の１実施例のブロック図。
【図１６】非線形回路702,704 および最小／最大選択装
置710 の概略的な回路図。
【図１７】電圧制御されたローパスフィルタ19,20 と、
図８の電圧制御されたハイパスフィルタ12と、加算器2
3,24 の実施例の概略的な回路図。
【図１８】図８の電圧制御されたローパスフィルタ27,2
9 の１実施例の概略的な回路図。
【図１９】図８の実施例の可聴出力段におけるバーディ
（birdy ）フィルタ750,752 および図８の可聴出力増幅
器754,756 の概略的な回路図。
【図２０】交差フェードＩＳＢ側波帯選択装置の論理装
置を示すブロック図。
【符号の説明】
6 …独立側波帯検出器、9 …干渉検出器、11…可聴選択
装置、12…電圧制御されたハイパスフィルタ、19,20 …
電圧制御されたローパスフィルタ、23,24,25…加算器、
31…可聴増幅器、40,42 …高いＱのバンドパスフィル
タ、44,46 …レベル検出器、56…非線形回路、62…補償
回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04H 5/00 - 5/00 303 H04B 1/26

Claims (34)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 変調可聴信号を伝送する上方および下方
    側波帯を有するステレオ信号を受信する受信機におい
    て、 前記ステレオ信号に基づいて上方および下方側波帯信号
    を生成する独立側波帯回路と、 前記各上方および下方側波帯信号の可聴雑音のレベルに
    応答して、他方の側波帯信号に対してより低いレベルの
    可聴雑音を有する前記側波帯信号の１つを選択する選択
    回路と、 前記選択された１つの側波帯信号をフィルタし、ハイパ
    スフィルタされた側波帯信号を生成するＩＳＢハイパス
    フィルタと、 前記ステレオ信号に基づいて左方および右方ステレオ可
    聴信号を生成するステレオ検出器回路と、 前記各左方および右方ステレオ可聴信号をフィルタし、
    対応するローパスフィルタされた左方および右方ステレ
    オ可聴信号を生成する１つ以上の可聴ローパスフィルタ
    と、 対応する複合の左右可聴信号を生成するために前記ハイ
    パスフィルタされた側波帯信号と前記各ローパスフィル
    タされた左方および右方ステレオ可聴信号とを結合する
    １つ以上の信号結合器とを具備していることを特徴とす
    る受信機。
  2. 【請求項２】 前記選択回路は、 前記上方および下方側波帯信号に応答してそれらにそれ
    ぞれ存在する可聴雑音のレベルを示す対応する上方およ
    び下方側波帯品質信号を生成する前置フィルタ回路と、 前記上方および下方側波帯品質信号のレベルに応答し
    て、他方よりも大きい信号レベルを有する前記１つの側
    波帯品質信号を示す２以上の状態の１つを有する論理制
    御信号を供給する信号比較器と、 前記論理制御信号の状態に応答して前記上方および下方
    側波帯信号の１つを供給するスイッチとを具備している
    請求項１記載の受信機。
  3. 【請求項３】 前記前置フィルタは隣接チャンネルの搬
    送周波数間の距離に対応する周波数を中心とする高いＱ
    のバンドパスフィルタを具備している請求項２記載の受
    信機。
  4. 【請求項４】 前記スイッチはクロスフェード回路であ
    り、 前記クロスフェード回路は、 前記各上方および下方の側波帯信号を増幅し、前記上方
    および下方側波帯品質信号に関係した制御信号に応答す
    る利得をそれぞれ有する１つ以上の可変利得増幅器と、 前記可変利得増幅器の出力を結合する加算器とを具備し
    ている請求項２記載の受信機。
  5. 【請求項５】 前記クロスフェード回路はさらに、 前記側波帯品質信号に応答して前記論理制御信号を供給
    する論理装置と、 前記可変利得増幅器を制御するために前記論理制御信号
    を積分して前記制御信号を供給する１つ以上の積分器と
    を具備している請求項４記載の受信機。
  6. 【請求項６】 前記ＩＳＢハイパスフィルタの低域遮断
    周波数および前記１つ以上の可聴ローパスフィルタの高
    域遮断周波数は交差周波数と実質上同じである請求項１
    記載の受信機。
  7. 【請求項７】 前記ＩＳＢハイパスフィルタは第１の制
    御信号に応答する低域遮断周波数を有する可変ハイパス
    フィルタを具備し、 前記可聴ローパスフィルタは前記第１の制御信号に応答
    する高域遮断周波数を有する可変ローパスフィルタを具
    備し、 前記受信機は、前記ステレオ検出器から出力された前記
    各左方および右方ステレオ可聴信号の可聴雑音を検出
    し、前記１つ以上の可聴ローパスフィルタの前記高域遮
    断周波数が前記可聴ローパスフィルタから出力された前
    記フィルタされた各左方および右方ステレオ可聴信号の
    前記可聴雑音を減少するように、検出された前記可聴雑
    音に応答して前記第１の制御信号を供給する第１の干渉
    検出器を具備している請求項６記載の受信機。
  8. 【請求項８】 前記ＩＳＢハイパスフィルタおよび前記
    可聴ローパスフィルタは相補対の可変２次フィルタを構
    成する請求項７記載の受信機。
  9. 【請求項９】 前記可聴ローパスフィルタは実数極を有
    する第１の可変２次ローパスフィルタから構成され、 前記ＩＳＢハイパスフィルタは実数極を有する前記第１
    の可変２次ローパスフィルタと同じフィルタ特性を有す
    る実数極を有する第２の可変２次ローパスフィルタと並
    列のオールパスフィルタから構成され、 実数極を有する前記第２の可変２次ローパスフィルタの
    出力を前記可変オールパスフィルタの出力から減算する
    差信号結合器を具備している請求項８記載の受信機。
  10. 【請求項１０】 前記第１の干渉検出器はさらに、 前記左方および右方ステレオ可聴信号に応答して、それ
    らにそれぞれ存在する可聴雑音のレベルを示す対応する
    左方および右方可聴品質信号を生成する前置フィルタ回
    路と、 前記左方および右方可聴品質信号のレベルに応答して、
    他方の可聴品質信号よりも大きい信号レベルを有する前
    記左方および右方可聴品質信号の１つを選択する最大信
    号選択装置と、 前記選択された左方および右方可聴品質信号の１つを前
    記第１の制御信号に変換する信号変換器とを具備してい
    る請求項７記載の受信機。
  11. 【請求項１１】 前記前置フィルタは隣接チャンネルの
    搬送周波数間の距離に対応する周波数を中心とする１０
    キロヘルツの高いＱのバンドパスフィルタを具備してい
    る請求項１０記載の受信機。
  12. 【請求項１２】 前記信号変換器は非線形回路を具備し
    ている請求項１０記載の受信機。
  13. 【請求項１３】 前記ＩＳＢハイパスフィルタは第１の
    制御信号に応答する低域遮断周波数を有する可変ハイパ
    スフィルタをさらに具備し、 前記可聴ローパスフィルタは前記第１の制御信号に応答
    する高域遮断周波数を有する可変ローパスフィルタをさ
    らに具備し、 前記受信機は、前記１つ以上の可聴ローパスフィルタか
    ら出力された前記ローパスフィルタされた各左方および
    右方ステレオ可聴信号中の可聴雑音を検出し、前記１つ
    以上の可聴ローパスフィルタの前記高域遮断周波数が前
    記ローパスフィルタされた各左方および右方ステレオ可
    聴信号の前記可聴雑音を減少するように、検出された前
    記可聴雑音に応答する前記第１の制御信号を供給する第
    １の干渉検出器を具備している請求項６記載の受信機。
  14. 【請求項１４】 前記第１の干渉検出器はさらに、 前記ローパスフィルタされた左方および右方ステレオ可
    聴信号に応答して、それらにそれぞれ存在する可聴雑音
    のレベルを示す対応する左方および右方可聴品質信号を
    生成する前置フィルタ回路と、 前記左方および右方可聴品質信号のレベルに応答して、
    他方の可聴品質信号よりも大きい信号レベルを有する前
    記左方および右方可聴品質信号の１つを選択する最大信
    号選択装置と、 前記選択された左方および右方可聴品質信号の１つを前
    記第１の制御信号に変換する信号変換器とを具備してい
    る請求項１３記載の受信機。
  15. 【請求項１５】 前記前置フィルタは隣接チャンネルの
    搬送周波数間の距離に対応する周波数を中心とする高い
    Ｑのバンドパスフィルタを具備している請求項１４記載
    の受信機。
  16. 【請求項１６】 前記信号変換器は、 許容可能な干渉レベルを示す予め設定されたレベル信号
    のソースと、 前記左方および右方可聴品質信号の１つのレベルと前記
    予め設定されたレベル信号のレベルを比較し、前記可聴
    品質信号の１つと前記予め設定されたレベル信号の間の
    差に応答して前記第１の制御信号を供給する設定点比較
    器とを具備している請求項１４記載の受信機。
  17. 【請求項１７】 前記第１の干渉検出器は、 閉ループ応答特性を有する閉ループ回路を具備し、 前記閉ループ回路は、閉ループ応答特性を安定化させる
    補償回路とレベル検出器により前記補償回路に結合され
    た少なくとも１つのバンドパスフィルタとを備えている
    請求項１４記載の受信機。
  18. 【請求項１８】 変調可聴信号を伝送する上方および下
    方側波帯を有するステレオ信号を受信する受信機におい
    て、 上方および下方側波帯可聴信号を生成する独立側波帯回
    路と、 第１の制御信号に応答して前記上方または下方の側波帯
    可聴信号を選択する選択回路と、 第２の制御信号に応答する低域遮断周波数を有し、前記
    選択された側波帯信号をフィルタし、ハイパスフィルタ
    された側波帯信号を生成する可変ハイパスフィルタと、 左方および右方ステレオ可聴信号を生成するステレオ検
    出器回路と、 前記第２の制御信号に応答する高域遮断周波数を有し、
    前記各左方および右方ステレオ可聴信号をフィルタし、
    対応するローパスフィルタされた左方および右方ステレ
    オ可聴信号を生成する１つ以上の可変ローパスフィルタ
    と、 前記独立側波帯回路から出力された前記各上方および下
    方側波帯可聴信号の可聴雑音を検出し、前記選択回路が
    他方の側波帯可聴信号に対してより低いレベルの可聴雑
    音を有する前記上方および下方側波帯可聴信号の１つを
    選択し、前記各可変ローパスフィルタの前記高域遮断周
    波数が前記１つ以上の可聴ローパスフィルタから出力さ
    れた前記各フィルタされた左方および右方ステレオ可聴
    信号の可聴雑音のレベルを減少させ、前記ハイパスフィ
    ルタの低域遮断周波数が前記ローパスフィルタの高域遮
    断周波数と実質上同じ周波数であるように、前記各上方
    および下方側波帯可聴信号の可聴雑音のレベルに応答し
    た前記第１および第２の制御信号を供給する第１および
    第２の制御信号のソースを備えた干渉検出器回路と、 対応する複合の左方および右方可聴信号を生成するため
    に前記ハイパスフィルタされた側波帯信号と前記各ロー
    パスフィルタされた左方および右方ステレオ可聴信号と
    を結合する１つ以上の信号結合器とを具備している受信
    機。
  19. 【請求項１９】 前記干渉検出器は、 前記上方および下方側波帯可聴信号に応答してそれらに
    それぞれ存在する可聴雑音のレベルを示す対応する上方
    および下方側波帯可聴品質信号を生成する前置フィルタ
    回路と、 前記上方および下方側波帯品質信号のレベルに応答し
    て、他方の側波帯品質信号よりも大きい信号レベルを有
    する前記上方および下方側波帯品質信号の１つを示す２
    以上の状態の１つを有する前記第１の制御信号を供給す
    る信号比較器と、 前記上方および下方側波帯品質信号のレベルに応答し
    て、他方の側波帯品質信号よりも大きい信号レベルを有
    する前記上方および下方側波帯品質信号の１つを選択す
    る最大信号選択装置と、 前記側波帯品質信号の１つを前記第２の制御信号に変換
    する信号変換器とを具備している請求項１８記載の受信
    機。
  20. 【請求項２０】 前記選択回路は、前記第１の制御信号
    の状態に応答して前記上方および下方側波帯信号の選択
    された１つを供給するスイッチを具備している請求項１
    ９記載の受信機。
  21. 【請求項２１】 前記前置フィルタは隣接チャンネルの
    搬送周波数間の距離に対応する周波数を中心とする高い
    Ｑのバンドパスフィルタを具備している請求項１９記載
    の受信機。
  22. 【請求項２２】 前記信号変換器は非線形回路を具備し
    ている請求項１９記載の受信機。
  23. 【請求項２３】 前記可変ハイパスフィルタおよび前記
    １つ以上の可変ローパスフィルタは相補対の可変２次フ
    ィルタを構成している請求項１８記載の受信機。
  24. 【請求項２４】 前記１つ以上の可変ローパスフィルタ
    は実数極を有する第１の可変２次ローパスフィルタを具
    備し、 前記可変ハイパスフィルタは実数極を有する前記第１の
    可変２次ローパスフィルタと同じフィルタ特性を有する
    実数極を有する第２の可変２次ローパスフィルタと並列
    のオールパスフィルタと、実数極を有する前記第２の可
    変２次ローパスフィルタの出力を前記オールパスフィル
    タの出力から減算する差信号結合器とを具備している請
    求項２３記載の受信機。
  25. 【請求項２５】 第３の制御信号のソースと、 第３の制御信号に応答する高域遮断周波数を有し、前記
    各複合の左方および右方ステレオ可聴信号をフィルタ
    し、対応するローパスフィルタされた複合の左方および
    右方ステレオ可聴信号を生成する１つ以上の第２の可変
    ローパスフィルタとをさらに具備し、 前記干渉検出器は第３の制御信号の前記ソースと、前記
    上方および下方側波帯品質信号のレベルに応答して他方
    の側波帯品質信号よりも小さい信号レベルを有する前記
    上方および下方側波帯品質信号の１つを選択する最小信
    号選択装置とをさらに備え、 前記最小信号選択装置によって選択された前記側波帯品
    質信号の１つを前記第３の制御信号に変換する第２の信
    号変換器をさらに具備している請求項１８記載の受信
    機。
  26. 【請求項２６】 前記第２の信号変換器は非線形回路を
    具備している請求項２５記載の受信機。
  27. 【請求項２７】 前記受信機は受信されたＲＦ信号のレ
    ベルを示す第４の制御信号のソースを含み、前記第２の
    信号変換器はまた前記第４の制御信号に応答する請求項
    ２５記載の受信機。
  28. 【請求項２８】 前記第２の可変ローパスフィルタは可
    変３次バッタワースローパスフィルタから構成されてい
    る請求項２５記載の受信機。
  29. 【請求項２９】 左方および右方ステレオ信号ならびに
    上方および下方側波帯信号を生成する検出器回路と、 左方および右方複合信号のそれぞれの左方および右方低
    周波数ステレオ部分を形成するために予め定められた可
    聴遮断周波数より下方の前記左方および右方ステレオ信
    号のスペクトル成分を選択的に伝送し、前記左方および
    右方複合信号の高周波数部分を形成するモノラル高周波
    数信号を形成するために前記予め定められた可聴遮断周
    波数より上方の前記上方および下方側波帯信号の１つの
    スペクトル成分を伝送し、前記左方および右方複合信号
    を生成するために前記モノラル高周波数信号と前記左方
    および右方低周波数部分をそれぞれ結合するフィルタお
    よび結合回路とを具備している振幅変調受信機。
  30. 【請求項３０】 前記受信機によって受信された雑音の
    レベルに応答して前記予め定められた遮断周波数を前記
    左方および右方複合信号の雑音レベルが実質上聴こえな
    い最高周波数に設定して、前記左方および右方複合信号
    が高忠実度ステレオ信号を形成しながら可聴雑音の存在
    下で高程度なステレオ分離を維持する制御装置をさらに
    具備する請求項２９記載の受信機。
  31. 【請求項３１】 前記検出器回路は予め定められた分離
    周波数だけ隣接チャンネルの搬送周波数から分離された
    放送帯域チャンネルの搬送波上で、選択された振幅変調
    信号を選択的に受信し、前記左方および右方ステレオ信
    号を供給するチューナを含み、前記フィルタおよび結合
    回路は、 前記左方および右方複合信号から実質上前記分離周波数
    におけるスペクトル成分を排除する帯域排除フィルタを
    具備している請求項３０記載の受信機。
  32. 【請求項３２】 前記上方および下方側波帯信号を有す
    る受信された振幅変調信号に応答して、より少ない雑音
    信号エネルギを有する前記側波帯信号の１つを供給する
    独立側波帯選択装置をさらに具備し、 前記側波帯信号の１つはモノラル高周波数信号を生成す
    るために前記フィルタおよび結合回路に結合されている
    請求項２９乃至３１のいずれか１項記載の受信機。
  33. 【請求項３３】 前記選択回路は、 前記上方および下方側波帯信号に応答してそれらにそれ
    ぞれ存在する可聴雑音のレベルを示す対応する上方およ
    び下方側波帯品質信号を生成する前置フィルタ回路と、 前記上方および下方側波帯品質信号のレベルに応答し
    て、他方の側波帯品質信号に対する前記側波帯品質信号
    の１つのレベルを示す制御信号を供給する信号比較器
    と、 前記制御信号に依存して前記上方および下方側波帯信号
    を相対的な比率で出力ラインに誘導する方向器とを具備
    している請求項１記載の受信機。
  34. 【請求項３４】 前記方向器はクロスフェード回路であ
    り、 前記クロスフェード回路は、 前記各上方および下方の側波帯信号を増幅し、前記上方
    および下方側波帯品質信号に関係した制御信号に応答す
    る利得をそれぞれ有する１つ以上の可変利得増幅器と、 前記可変利得増幅器の出力を結合する加算器とを具備し
    ている請求項３３記載の受信機。
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