JPH07193553A - 隣接チャネル障害の検出回路装置 - Google Patents
隣接チャネル障害の検出回路装置Info
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- JPH07193553A JPH07193553A JP6269983A JP26998394A JPH07193553A JP H07193553 A JPH07193553 A JP H07193553A JP 6269983 A JP6269983 A JP 6269983A JP 26998394 A JP26998394 A JP 26998394A JP H07193553 A JPH07193553 A JP H07193553A
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- detection circuit
- channel fault
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
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- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S977/00—Nanotechnology
- Y10S977/84—Manufacture, treatment, or detection of nanostructure
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- Y10S977/86—Scanning probe structure
- Y10S977/872—Positioner
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Stereophonic System (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 隣接チャネル障害を検出する。これを有利に
はディジタル回路により有利には集積回路技術で実現す
る。さらに隣接チャネル障害の主観的に感知される影響
を減少する。 【構成】 直流電圧成分に依存して及び６０ｋＨｚより
大きいスペクトル成分に依存して、隣接チャネル障害を
表す信号（隣接チャネル障害信号）を導出する
はディジタル回路により有利には集積回路技術で実現す
る。さらに隣接チャネル障害の主観的に感知される影響
を減少する。 【構成】 直流電圧成分に依存して及び６０ｋＨｚより
大きいスペクトル成分に依存して、隣接チャネル障害を
表す信号（隣接チャネル障害信号）を導出する
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ステレオマルチプレク
ス信号が存在するステレオラジオ受信機の中の隣接チャ
ネル障害の検出回路装置に関する。さらに本発明は、隣
接チャネル障害の主観的に感知される影響を減少する手
段に関する。
ス信号が存在するステレオラジオ受信機の中の隣接チャ
ネル障害の検出回路装置に関する。さらに本発明は、隣
接チャネル障害の主観的に感知される影響を減少する手
段に関する。
【０００２】
【従来の技術】隣接チャネルからの信号は、超短波受信
の場合に高周波入力段及び中間周波レベルの範囲内で不
十分なろ波に起因してそれぞれの受信チャネルの中で障
害が発生することがある。
の場合に高周波入力段及び中間周波レベルの範囲内で不
十分なろ波に起因してそれぞれの受信チャネルの中で障
害が発生することがある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、この
ような障害を検出することにあり、これを有利にはディ
ジタル回路により有利には集積回路技術で実現する。さ
らに本発明は隣接チャネル障害の主観的に感知される影
響を減少する手段を提供することである。。
ような障害を検出することにあり、これを有利にはディ
ジタル回路により有利には集積回路技術で実現する。さ
らに本発明は隣接チャネル障害の主観的に感知される影
響を減少する手段を提供することである。。
【０００４】
【課題を解決するための手段】隣接チャネル障害の検出
は本発明回路装置では、直流電圧成分に依存して及び６
０ｋＨｚより大きいスペクトル成分に依存して、隣接チ
ャネル障害を表す信号（隣接チャネル障害信号）を導出
することにより行われる。
は本発明回路装置では、直流電圧成分に依存して及び６
０ｋＨｚより大きいスペクトル成分に依存して、隣接チ
ャネル障害を表す信号（隣接チャネル障害信号）を導出
することにより行われる。
【０００５】隣接チャネル障害を検出するための２つの
基準を使用することにより本発明の回路装置では、隣接
チャネル障害と、同様にステレオマルチプレクス信号の
中の高域周波数のスペクトル成分に影響する別の種類の
障害とを区別することが可能である。このような障害に
は、例えば多重路受信又は点火ノイズがある。
基準を使用することにより本発明の回路装置では、隣接
チャネル障害と、同様にステレオマルチプレクス信号の
中の高域周波数のスペクトル成分に影響する別の種類の
障害とを区別することが可能である。このような障害に
は、例えば多重路受信又は点火ノイズがある。
【０００６】本発明の範囲内で隣接チャネル障害信号と
して別の信号も導出できるにもかかわらず、隣接チャネ
ル障害が存在するかしないかのみを表す２進信号の導出
は、多くの場合にさらに信号処理する上で有利である。
して別の信号も導出できるにもかかわらず、隣接チャネ
ル障害が存在するかしないかのみを表す２進信号の導出
は、多くの場合にさらに信号処理する上で有利である。
【０００７】従って本発明の回路装置の１つの有利な実
施例では、第１の補助信号を、ステレオマルチプレクス
信号の直流成分が第１の基準値より大きい場合に導出
し、第２の補助信号を、６０ｋＨｚより大きいスペクト
ル成分の振幅が第２の基準値より大きい場合に形成し、
第１の補助信号及び第２の補助信号をＡＮＤ論理結合し
て隣接チャネル障害信号を形成する。
施例では、第１の補助信号を、ステレオマルチプレクス
信号の直流成分が第１の基準値より大きい場合に導出
し、第２の補助信号を、６０ｋＨｚより大きいスペクト
ル成分の振幅が第２の基準値より大きい場合に形成し、
第１の補助信号及び第２の補助信号をＡＮＤ論理結合し
て隣接チャネル障害信号を形成する。
【０００８】本発明の回路装置の有利な実施例は、第１
の補助信号を、ステレオマルチプレクス信号を低域フィ
ルタによりろ波し及び整流し、次いで整流した信号を第
１の基準値と比較することにより導出し、高域フィルタ
でろ波されたステレオマルチプレクス信号を整流し低域
フィルタでろ波し、低域フィルタでろ波された信号を第
２の基準値と比較することから成る。
の補助信号を、ステレオマルチプレクス信号を低域フィ
ルタによりろ波し及び整流し、次いで整流した信号を第
１の基準値と比較することにより導出し、高域フィルタ
でろ波されたステレオマルチプレクス信号を整流し低域
フィルタでろ波し、低域フィルタでろ波された信号を第
２の基準値と比較することから成る。
【０００９】隣接チャネル障害信号を用いて障害の主観
的に感知される影響を減少することは、オーディオ信号
を例えば１０ｄＢ〜２０ｄＢ減衰することにより実現で
きる。しかし、障害の影響を減少する有利な１つの方法
は、隣接チャネル障害信号を、隣接チャネル障害が存在
する場合には一方の方向で積分し隣接チャネル障害が存
在しない場合には反対の方向で積分する積分器に供給可
能であり、積分器の出力信号が、ステレオマルチプレク
ス信号から得られたオーディオ信号の減衰量を、反対の
方向での積分の際に減衰量が増加するように制御するこ
とから成る。
的に感知される影響を減少することは、オーディオ信号
を例えば１０ｄＢ〜２０ｄＢ減衰することにより実現で
きる。しかし、障害の影響を減少する有利な１つの方法
は、隣接チャネル障害信号を、隣接チャネル障害が存在
する場合には一方の方向で積分し隣接チャネル障害が存
在しない場合には反対の方向で積分する積分器に供給可
能であり、積分器の出力信号が、ステレオマルチプレク
ス信号から得られたオーディオ信号の減衰量を、反対の
方向での積分の際に減衰量が増加するように制御するこ
とから成る。
【００１０】この有利な実施例では隣接チャネル障害の
持続時間が考慮されており、有利である。この場合、積
分器の時定数が、一方の方向において反対の方向に比し
て小さいか、又は積分器の時定数が、一方の方向で零で
あると有利である。過度の減衰を回避するために、積分
器の出力信号を制限器を介して導く。
持続時間が考慮されており、有利である。この場合、積
分器の時定数が、一方の方向において反対の方向に比し
て小さいか、又は積分器の時定数が、一方の方向で零で
あると有利である。過度の減衰を回避するために、積分
器の出力信号を制限器を介して導く。
【００１１】本発明の回路装置の別の１つの有利な実施
例は、受信品質を表す別の信号を導出する際に隣接チャ
ネル障害信号をこれらの受信品質信号に重畳し、これに
より形成された信号を次いで制限する。
例は、受信品質を表す別の信号を導出する際に隣接チャ
ネル障害信号をこれらの受信品質信号に重畳し、これに
より形成された信号を次いで制限する。
【００１２】
【実施例】次に本発明を実施例に基づき図を用いて詳細
に説明する。
に説明する。
【００１３】異なる図で同一部分は同一の参照番号によ
り示されている。本発明の回路装置は、異なる方法で実
現できる。例えば図示のブロックは個々に又は群毎に、
適切な回路例えば集積回路により実現できる。集積度が
非常に高い場合、受信機のディジタル信号処理全体を１
つの集積回路の中で実現でき、この場合、信号処理ステ
ップ例えばフィルタリング又は非線形重み付けは、演算
により実行される。集積回路の中で、本発明の回路装置
を有する受信機を実現するためにディジタル信号プロセ
ッサ及びその他のディジタル回路例えばシフトレジス
タ、フリップフロップ等を一緒に集積することも可能で
ある。
り示されている。本発明の回路装置は、異なる方法で実
現できる。例えば図示のブロックは個々に又は群毎に、
適切な回路例えば集積回路により実現できる。集積度が
非常に高い場合、受信機のディジタル信号処理全体を１
つの集積回路の中で実現でき、この場合、信号処理ステ
ップ例えばフィルタリング又は非線形重み付けは、演算
により実行される。集積回路の中で、本発明の回路装置
を有する受信機を実現するためにディジタル信号プロセ
ッサ及びその他のディジタル回路例えばシフトレジス
タ、フリップフロップ等を一緒に集積することも可能で
ある。
【００１４】図１の回路装置は、本出願人のドイツ連邦
共和国特許出願第４３１１９３３．６号明細書に記載の
ように送信機サーチ操作のためのストップ信号を導出す
るための外に、第１の補助信号ＳＫＵを導出するために
も用いられる。入力側１に、先行のディジタル信号処理
において有利であることが分かった２２８ｋＨｚの標本
化周波数を有するステレオマルチプレクス信号ＭＰＸが
供給される。第１の補助信号ＳＫＵを形成するためには
大幅により小さい標本化周波数で十分であるので、ステ
レオマルチプレクス信号ＭＰＸは低域フィルタ２を介し
て分周係数２４の標本化周波数分周器回路３に供給され
る。
共和国特許出願第４３１１９３３．６号明細書に記載の
ように送信機サーチ操作のためのストップ信号を導出す
るための外に、第１の補助信号ＳＫＵを導出するために
も用いられる。入力側１に、先行のディジタル信号処理
において有利であることが分かった２２８ｋＨｚの標本
化周波数を有するステレオマルチプレクス信号ＭＰＸが
供給される。第１の補助信号ＳＫＵを形成するためには
大幅により小さい標本化周波数で十分であるので、ステ
レオマルチプレクス信号ＭＰＸは低域フィルタ２を介し
て分周係数２４の標本化周波数分周器回路３に供給され
る。
【００１５】次いで、標本化周波数分周器回路３から出
力された信号は、別の低域フィルタ４に供給され、この
低域フィルタ４の遮断周波数は非常に低く、従ってその
出力側からは直流電圧成分のみが出力され、この直流電
圧成分は、絶対値形成器５において絶対値を形成され
る。この絶対値は比較器６で、定数信号発生器７から供
給された（最大振幅を基準として）例えば０．０７の定
数信号Ｃ１と比較される。直流電圧成分の絶対値が、Ｃ
１より小さいと、比較器６の出力側ｘ≧ｙから論理値１
が出力され、論理値１はＡＮＤ回路８の１つの入力側に
供給される。
力された信号は、別の低域フィルタ４に供給され、この
低域フィルタ４の遮断周波数は非常に低く、従ってその
出力側からは直流電圧成分のみが出力され、この直流電
圧成分は、絶対値形成器５において絶対値を形成され
る。この絶対値は比較器６で、定数信号発生器７から供
給された（最大振幅を基準として）例えば０．０７の定
数信号Ｃ１と比較される。直流電圧成分の絶対値が、Ｃ
１より小さいと、比較器６の出力側ｘ≧ｙから論理値１
が出力され、論理値１はＡＮＤ回路８の１つの入力側に
供給される。
【００１６】第１図の回路装置の別の入力側９に、その
都度の受信信号の電界強度に相応する信号ＦＳＴが供給
される。この信号ＦＳＴは、低域フィルタ１０でろ波さ
れ、比較器１１で定数Ｃ２と比較される。電界強度が、
定数Ｃ２により前もって定められている値より大きい
と、比較器１１の出力側ｘ≧ｙから論理値１が出力さ
れ、論理値１もＡＮＤ回路８に供給される。双方の条件
が満足されると、送信機サーチ操作ストップ信号ＳＬＳ
はＡＮＤ回路８の出力側１２からも論理値１が出力され
る。
都度の受信信号の電界強度に相応する信号ＦＳＴが供給
される。この信号ＦＳＴは、低域フィルタ１０でろ波さ
れ、比較器１１で定数Ｃ２と比較される。電界強度が、
定数Ｃ２により前もって定められている値より大きい
と、比較器１１の出力側ｘ≧ｙから論理値１が出力さ
れ、論理値１もＡＮＤ回路８に供給される。双方の条件
が満足されると、送信機サーチ操作ストップ信号ＳＬＳ
はＡＮＤ回路８の出力側１２からも論理値１が出力され
る。
【００１７】補助信号ＳＫＵを導出するために、基準値
として定数信号Ｃ３が供給される別の比較器１３が設け
られている。絶対値形成器５から供給された直流電圧成
分の値が定数信号Ｃ３の値以上である場合、出力側１４
から出力される第１の補助信号ＳＫＵは論理値１をと
る。
として定数信号Ｃ３が供給される別の比較器１３が設け
られている。絶対値形成器５から供給された直流電圧成
分の値が定数信号Ｃ３の値以上である場合、出力側１４
から出力される第１の補助信号ＳＫＵは論理値１をと
る。
【００１８】図２は、マルチプレクス信号ＭＰＸ１を処
理して４つのチャネルのためのオーディオ信号を形成す
るまでの回路装置を示す。入力側４３にＦＭ復調器から
ディジタルステレオマルチプレクス信号ＭＰＸ１が供給
され、別の入力側４４はＡＭ復調器から信号ＡＭ１を受
取る。実際的に実施されている実施例では信号ＭＰＸ１
の標本化周波数は４５６ｋＨｚであり、これは、ラジオ
データ信号（５７ｋＨｚ）の搬送波の整数倍である。
理して４つのチャネルのためのオーディオ信号を形成す
るまでの回路装置を示す。入力側４３にＦＭ復調器から
ディジタルステレオマルチプレクス信号ＭＰＸ１が供給
され、別の入力側４４はＡＭ復調器から信号ＡＭ１を受
取る。実際的に実施されている実施例では信号ＭＰＸ１
の標本化周波数は４５６ｋＨｚであり、これは、ラジオ
データ信号（５７ｋＨｚ）の搬送波の整数倍である。
【００１９】しかし、この高い標本化周波数は、１秒当
り多数の演算を必要とする。図示のラジオ受信機では、
その都度の信号の帯域幅に整合されているできるだけ小
さい標本化周波数で動作することに努力が払われてい
る。従って信号ＭＰＸ１は標本化周波数１／２分周器４
５で分周され、このためには信号ＭＰＸ１は、その前に
低域フィルタ４６でろ波される必要がある。しかし、通
過領域の大部分にわたり直線形の周波数特性を有し、標
本化周波数の１／２の領域内では急峻な下降を有するそ
れ自体は必要な低域フィルタ４６は、非常にコスト高で
あり、緩慢な下降を有する低域フィルタが使用される。
しかし、反対の周波数特性を有する補償フィルタ４７
が、これにより発生する誤差を補償する。
り多数の演算を必要とする。図示のラジオ受信機では、
その都度の信号の帯域幅に整合されているできるだけ小
さい標本化周波数で動作することに努力が払われてい
る。従って信号ＭＰＸ１は標本化周波数１／２分周器４
５で分周され、このためには信号ＭＰＸ１は、その前に
低域フィルタ４６でろ波される必要がある。しかし、通
過領域の大部分にわたり直線形の周波数特性を有し、標
本化周波数の１／２の領域内では急峻な下降を有するそ
れ自体は必要な低域フィルタ４６は、非常にコスト高で
あり、緩慢な下降を有する低域フィルタが使用される。
しかし、反対の周波数特性を有する補償フィルタ４７
が、これにより発生する誤差を補償する。
【００２０】２２８ｋＨｚの標本化周波数を有する信号
ＭＰＸ２は、自動障害抑圧回路４８に供給される。この
ような回路は短いパルス状の障害を抑圧し、ＡＳＵとの
略称で知られている。回路４８の出力信号ＭＰＸ３はス
テレオデコーダ４９に供給され、ステレオデコーダ４９
は、２つのオーディオ信号Ｌ１及びＲ１（左及び右）を
発生し、これらの信号は、分周係数５の標本化周波数分
周器５０に供給される。これにより発生するオーディオ
信号Ｌ２，Ｒ２は、制御可能な減衰量を有する回路５１
を介して信号ＬＦＭ及びＲＦＭとしてソース切換えスイ
ッチ５２に供給される。図示されていない方法でソース
切換えスイッチ５２に、例えばＣＤプレーヤ又はテープ
レコーダから別のオーディオ信号を供給できる。
ＭＰＸ２は、自動障害抑圧回路４８に供給される。この
ような回路は短いパルス状の障害を抑圧し、ＡＳＵとの
略称で知られている。回路４８の出力信号ＭＰＸ３はス
テレオデコーダ４９に供給され、ステレオデコーダ４９
は、２つのオーディオ信号Ｌ１及びＲ１（左及び右）を
発生し、これらの信号は、分周係数５の標本化周波数分
周器５０に供給される。これにより発生するオーディオ
信号Ｌ２，Ｒ２は、制御可能な減衰量を有する回路５１
を介して信号ＬＦＭ及びＲＦＭとしてソース切換えスイ
ッチ５２に供給される。図示されていない方法でソース
切換えスイッチ５２に、例えばＣＤプレーヤ又はテープ
レコーダから別のオーディオ信号を供給できる。
【００２１】ソース切換えスイッチ５２の出力信号は、
信号Ｌ，Ｒとしてオーディオプロセッサ５３に供給さ
れ、オーディオプロセッサ５３を用いて音量、フェー
ダ、バランス、高域周波数特性及び低域周波数特性のエ
ンファシス又はデエンファシスが行われる。オーディオ
プロセッサ５３は、４つの出力側５４，５５，５６，５
７を有し、それぞれの出力側から出力される信号ＬＦ，
ＬＲ，ＲＦ及びＲＲは、４つのスピーカのための図示さ
れていないそれぞれ１つの出力段に供給される。
信号Ｌ，Ｒとしてオーディオプロセッサ５３に供給さ
れ、オーディオプロセッサ５３を用いて音量、フェー
ダ、バランス、高域周波数特性及び低域周波数特性のエ
ンファシス又はデエンファシスが行われる。オーディオ
プロセッサ５３は、４つの出力側５４，５５，５６，５
７を有し、それぞれの出力側から出力される信号ＬＦ，
ＬＲ，ＲＦ及びＲＲは、４つのスピーカのための図示さ
れていないそれぞれ１つの出力段に供給される。
【００２２】さらにステレオマルチプレクス信号ＭＰＸ
２は、交通無線通信信号及び／又はラジオデータ信号の
ためのデコーダ５８に供給される。さらに信号ＭＰＸ２
は、回路５９により送信機サーチ操作ストップ信号ＳＬ
Ｓ及び第１の補助信号のために必要とされる。この回路
の実施例は図１に関連して説明した。
２は、交通無線通信信号及び／又はラジオデータ信号の
ためのデコーダ５８に供給される。さらに信号ＭＰＸ２
は、回路５９により送信機サーチ操作ストップ信号ＳＬ
Ｓ及び第１の補助信号のために必要とされる。この回路
の実施例は図１に関連して説明した。
【００２３】制御装置６０は、回路５８，５９及び４２
及びステレオデコーダ４９から信号を受取る。制御装置
６０は、回路４２，ソース切換えスイッチ５２及びオー
ディオプロセッサ５３に信号を供給する。例えば操作及
び表示装置等との制御装置６０の接続等は、図２に示さ
れていない。
及びステレオデコーダ４９から信号を受取る。制御装置
６０は、回路４２，ソース切換えスイッチ５２及びオー
ディオプロセッサ５３に信号を供給する。例えば操作及
び表示装置等との制御装置６０の接続等は、図２に示さ
れていない。
【００２４】第２の補助信号を導出するために、ステレ
オマルチプレクス信号の６０ｋＨｚより高い成分から成
る信号が必要である。この信号は、信号ＭＰＸ１及びＭ
ＰＸ２が供給される回路４１で形成される。回路４１の
実施例はドイツ連邦共和国特許出願第４３０９５１８．
６号明細書に、図２及び図３のブロック回路図のその他
の詳細と一緒に詳しく説明されている。
オマルチプレクス信号の６０ｋＨｚより高い成分から成
る信号が必要である。この信号は、信号ＭＰＸ１及びＭ
ＰＸ２が供給される回路４１で形成される。回路４１の
実施例はドイツ連邦共和国特許出願第４３０９５１８．
６号明細書に、図２及び図３のブロック回路図のその他
の詳細と一緒に詳しく説明されている。
【００２５】図３は、受信信号の品質を表す信号を導出
するために用いられる回路４２（図２）の詳細を示す。
入力側６１に、図示されていない振幅復調器の出力信号
ＡＭ１が供給される。出力信号ＡＭ１は、電界強度の尺
度に用いられる。４５６ｋＨｚの標本化周波数を有する
信号ＡＭ１はまず初めに、低域フィルタ６２でろ波され
る。低域フィルタ６２はくし形フィルタ６５と共働し
て、後続の分周係数２の標本化周波数分周器６３及び後
続の分周係数２４の標本化周波数分周器６４で高域周波
数のスペクトル成分が直流成分に入り込んで、直流成分
を許容されないように変質することを阻止する。別の低
域フィルタ（くし形フィルタ）６５が、標本化周波数分
周器６３と６４との間に設けられている。
するために用いられる回路４２（図２）の詳細を示す。
入力側６１に、図示されていない振幅復調器の出力信号
ＡＭ１が供給される。出力信号ＡＭ１は、電界強度の尺
度に用いられる。４５６ｋＨｚの標本化周波数を有する
信号ＡＭ１はまず初めに、低域フィルタ６２でろ波され
る。低域フィルタ６２はくし形フィルタ６５と共働し
て、後続の分周係数２の標本化周波数分周器６３及び後
続の分周係数２４の標本化周波数分周器６４で高域周波
数のスペクトル成分が直流成分に入り込んで、直流成分
を許容されないように変質することを阻止する。別の低
域フィルタ（くし形フィルタ）６５が、標本化周波数分
周器６３と６４との間に設けられている。
【００２６】従って標本化周波数に関連して低下された
電界強度信号は、２つの低域フィルタ６６，６７で、異
なる時定数により平均化される。切換えスイッチ６８
は、信号ＤＤ２に依存して低域フィルタ６６，６７の出
力信号のうちの１つの出力信号を信号ＡＭＣとしてさら
に伝送する。この信号ＡＭＣは発生雑音曲線の形で発生
雑音減衰量ＡFEを形成するために重み付けされる。さら
に、小さい時定数の電界強度信号すなわち低域フィルタ
６６の出力側から出力される”急速な”電界強度信号Ｆ
ＳＴ１６は、電界強度が低下した際にステレオチャネル
セパレーションＤを低減するために用いられる。信号Ａ
FE及びＦＳＴ１６をさらに処理することは、本出願人の
ドイツ連邦共和国特許出願第４３０９５１８．６号明細
書に説明されている。
電界強度信号は、２つの低域フィルタ６６，６７で、異
なる時定数により平均化される。切換えスイッチ６８
は、信号ＤＤ２に依存して低域フィルタ６６，６７の出
力信号のうちの１つの出力信号を信号ＡＭＣとしてさら
に伝送する。この信号ＡＭＣは発生雑音曲線の形で発生
雑音減衰量ＡFEを形成するために重み付けされる。さら
に、小さい時定数の電界強度信号すなわち低域フィルタ
６６の出力側から出力される”急速な”電界強度信号Ｆ
ＳＴ１６は、電界強度が低下した際にステレオチャネル
セパレーションＤを低減するために用いられる。信号Ａ
FE及びＦＳＴ１６をさらに処理することは、本出願人の
ドイツ連邦共和国特許出願第４３０９５１８．６号明細
書に説明されている。
【００２７】別の信号ＤＤ２を形成するために高域フィ
ルタ検出器７０、対称性検出器７１及び論理回路網７２
が用いられ、論理回路網７２の出力信号ＤＤ１はパルス
幅弁別器７３を介して導かれる。図４に詳細に示されて
いる高域フィルタ検出器７０に入力側７４及び標本化周
波数分周器７５を介して、ステレオマルチプレクス信号
の６０ｋＨｚより高いがしかしすでにベースバンドの中
にシフトされている成分を含む信号ＭＰＸ５が供給され
る。
ルタ検出器７０、対称性検出器７１及び論理回路網７２
が用いられ、論理回路網７２の出力信号ＤＤ１はパルス
幅弁別器７３を介して導かれる。図４に詳細に示されて
いる高域フィルタ検出器７０に入力側７４及び標本化周
波数分周器７５を介して、ステレオマルチプレクス信号
の６０ｋＨｚより高いがしかしすでにベースバンドの中
にシフトされている成分を含む信号ＭＰＸ５が供給され
る。
【００２８】高域フィルタ検出器７０でとりわけ第２の
補助信号ＢＨＤが、６０ｋＨｚより高いスペクトル成分
が存在する場合に論理値１にセットされる。この第２の
補助信号ＢＨＤは、入力側９５に供給された第１の補助
信号ＳＫＵと一緒にＮＡＮＤ回路９６に供給され、これ
により、隣接チャネルに障害が発生した場合に論理値０
をとる隣接チャネル障害信号ＤＤ３が形成される。この
隣接チャネル障害信号ＤＤ３は、積分器８１の入力側に
供給される。
補助信号ＢＨＤが、６０ｋＨｚより高いスペクトル成分
が存在する場合に論理値１にセットされる。この第２の
補助信号ＢＨＤは、入力側９５に供給された第１の補助
信号ＳＫＵと一緒にＮＡＮＤ回路９６に供給され、これ
により、隣接チャネルに障害が発生した場合に論理値０
をとる隣接チャネル障害信号ＤＤ３が形成される。この
隣接チャネル障害信号ＤＤ３は、積分器８１の入力側に
供給される。
【００２９】高域フィルタ検出器７０の別の出力信号Ａ
ＨＤは、６０ｋＨｚより高い信号成分の振幅が閾値より
大きい場合に論理値１をとる。これは、どのような種類
の障害すなわち多重路障害でない障害にでもすばやく応
動する基本的な利点を有する。しかし極端な場合、障害
が通報されたが、しかし受信機の出力側の低周波信号の
中にはまだ可聴障害が発生していないことがある。それ
にもかかわらずこの場合、障害のマスキングのために設
けられている手法が導入される。
ＨＤは、６０ｋＨｚより高い信号成分の振幅が閾値より
大きい場合に論理値１をとる。これは、どのような種類
の障害すなわち多重路障害でない障害にでもすばやく応
動する基本的な利点を有する。しかし極端な場合、障害
が通報されたが、しかし受信機の出力側の低周波信号の
中にはまだ可聴障害が発生していないことがある。それ
にもかかわらずこの場合、障害のマスキングのために設
けられている手法が導入される。
【００３０】隣接チャネル障害ではない可聴障害を検出
するために、搬送波周波数のステレオ差信号の対称性の
評価が行われる。この対策に重要なことは、障害のない
信号は、両側波帯変調に起因して搬送波に対して対称で
なければならず、他方でこの場合には直接に有効信号が
観察されることにある。従って非対称性が検出される
と、低周波信号の中にも可聴障害が存在することが推測
できる。入力側７６〜７９を介して対称性検出器７１に
ステレオデコーダ（図２）から、実質的に搬送波周波数
のステレオ差信号と補助搬送波に直交する基準搬送波と
の積を表す信号が供給される。対称性検出器の出力信号
ＡＳＤは、非対称性が存在する場合には論理値１をと
る。
するために、搬送波周波数のステレオ差信号の対称性の
評価が行われる。この対策に重要なことは、障害のない
信号は、両側波帯変調に起因して搬送波に対して対称で
なければならず、他方でこの場合には直接に有効信号が
観察されることにある。従って非対称性が検出される
と、低周波信号の中にも可聴障害が存在することが推測
できる。入力側７６〜７９を介して対称性検出器７１に
ステレオデコーダ（図２）から、実質的に搬送波周波数
のステレオ差信号と補助搬送波に直交する基準搬送波と
の積を表す信号が供給される。対称性検出器の出力信号
ＡＳＤは、非対称性が存在する場合には論理値１をと
る。
【００３１】多くの用途では、信号ＡＨＤ及びＡＳＤの
うちの１つの信号を信号ＤＤ２として使用するだけで有
利である。しかし、図示の実施例では２つの検出器７
０，７１が設けられ、出力信号ＡＨＤ及びＡＳＤは論理
回路７２を介して導かれる。これは一方では、搬送波周
波のステレオ差信号が送信される純粋なモノーラル放送
では別の補助信号ＤＤ２の導出が、高域フィルタ検出器
７０により行われる利点を有する。同様に、別の信号Ｄ
Ｄ２の導出は、ヨーロッパ規格からずれているステレオ
信号伝送方式例えば米国のＦＭＸ方式でも可能である。
うちの１つの信号を信号ＤＤ２として使用するだけで有
利である。しかし、図示の実施例では２つの検出器７
０，７１が設けられ、出力信号ＡＨＤ及びＡＳＤは論理
回路７２を介して導かれる。これは一方では、搬送波周
波のステレオ差信号が送信される純粋なモノーラル放送
では別の補助信号ＤＤ２の導出が、高域フィルタ検出器
７０により行われる利点を有する。同様に、別の信号Ｄ
Ｄ２の導出は、ヨーロッパ規格からずれているステレオ
信号伝送方式例えば米国のＦＭＸ方式でも可能である。
【００３２】論理回路網は、２つの信号ＡＨＤ及びＡＳ
Ｄを論理結合して信号ＤＤ１を形成する際の論理結合の
選択又は形式を可能にする。信号ＤＤ１は、パルス幅弁
別器７３を介して導かれ、パルス幅弁別器７３は出力信
号ＤＤ２が、設定可能な最低持続時間にわたり入力信号
ＤＤ１がアクティブであると初めて障害を指示する。す
でに説明したように信号ＤＤ２は、電界強度信号が形成
される際に大きい時定数と小さい時定数との間で切換わ
る。さらに信号ＤＤ２は、図５に実施例が示されている
２つの非対称形積分器８０，８１のためのトリガ信号と
して用いられる。
Ｄを論理結合して信号ＤＤ１を形成する際の論理結合の
選択又は形式を可能にする。信号ＤＤ１は、パルス幅弁
別器７３を介して導かれ、パルス幅弁別器７３は出力信
号ＤＤ２が、設定可能な最低持続時間にわたり入力信号
ＤＤ１がアクティブであると初めて障害を指示する。す
でに説明したように信号ＤＤ２は、電界強度信号が形成
される際に大きい時定数と小さい時定数との間で切換わ
る。さらに信号ＤＤ２は、図５に実施例が示されている
２つの非対称形積分器８０，８１のためのトリガ信号と
して用いられる。
【００３３】非対称形積分器８０，８１の出力信号ＡＴ
１及びＡＴ２は、トリガの瞬間に論理値０又は０と１と
の間のプリセットされた論理値に跳躍し、ＤＤ２及びＤ
Ｄ３が０に位置し次いで設定可能な時定数で線形で最大
値に上昇する間はその論理値のままである。信号ＡＴ１
は、重み付け器８２で重み付けされた電界強度信号ＷＦ
２と一緒に乗算器８３に供給される。これにより、低周
波信号の中の障害のマスキングを、ステレオチャネルセ
パレーションを低減して行う信号が形成される。この信
号は、別の乗算器８４で、入力側８５に供給された信号
ＦＭＯと乗算される。信号ＦＭＯは、ステレオチャネル
セパレーションを強制的に高めするために設けられてい
る。出力側８６からは信号Ｄが出力されてステレオデコ
ーダに供給される。
１及びＡＴ２は、トリガの瞬間に論理値０又は０と１と
の間のプリセットされた論理値に跳躍し、ＤＤ２及びＤ
Ｄ３が０に位置し次いで設定可能な時定数で線形で最大
値に上昇する間はその論理値のままである。信号ＡＴ１
は、重み付け器８２で重み付けされた電界強度信号ＷＦ
２と一緒に乗算器８３に供給される。これにより、低周
波信号の中の障害のマスキングを、ステレオチャネルセ
パレーションを低減して行う信号が形成される。この信
号は、別の乗算器８４で、入力側８５に供給された信号
ＦＭＯと乗算される。信号ＦＭＯは、ステレオチャネル
セパレーションを強制的に高めするために設けられてい
る。出力側８６からは信号Ｄが出力されてステレオデコ
ーダに供給される。
【００３４】非対称形積分器８１の出力信号ＡＭＵは信
号ＡFEと一緒に、別の乗算器８７に供給され、これによ
り、制限器９７及び標本化周波数変換器９８及び９９を
介して信号ＡＦＥ＿ＡＭＵが出力され、信号ＡＦＥ＿Ａ
ＭＵは出力側８８から出力され、低周波信号の減衰が最
大でも、制限器により定められた値だけ生ずる。
号ＡFEと一緒に、別の乗算器８７に供給され、これによ
り、制限器９７及び標本化周波数変換器９８及び９９を
介して信号ＡＦＥ＿ＡＭＵが出力され、信号ＡＦＥ＿Ａ
ＭＵは出力側８８から出力され、低周波信号の減衰が最
大でも、制限器により定められた値だけ生ずる。
【００３５】ディジタルラジオ受信機では多数の個所で
電界強度情報が必要とされる。このために図３の回路装
置は、電界強度を表す信号が出力される別の出力側８
９，９０，９１を有する。信号ＦＳＴ１６は正確に１６
ｂｉｔである。従って多くの目的のために圧縮特性曲線
器９２を用いて、８のビット幅を有する電界強度信号Ｆ
ＳＴ８が発生される。
電界強度情報が必要とされる。このために図３の回路装
置は、電界強度を表す信号が出力される別の出力側８
９，９０，９１を有する。信号ＦＳＴ１６は正確に１６
ｂｉｔである。従って多くの目的のために圧縮特性曲線
器９２を用いて、８のビット幅を有する電界強度信号Ｆ
ＳＴ８が発生される。
【００３６】信号ＦＳＴ１６及びＦＳＴ８は、信号品質
を検出するためには十分に迅速であるが、しかし、図３
との関連で説明したフィルタにより及び場合に応じて振
幅復調に起因してある程度の時間遅れを有することは不
可避である。入力側９３を介して、図示されていないマ
イクロ制御器から信号ＶＦＳＴが供給される。この信号
及び信号ＦＳＴ１６から比較器９４を用いて信号ＤＦＳ
Ｔが発生され、信号ＤＦＳＴのその都度の論理値（０又
は１）は、信号ＶＦＳＴと信号ＦＳＴ１６とのどちらが
より大きいかに依存する。これにより、出力側８９から
出力される信号ＤＦＳＴは、電界強度の変化方向を示
す。
を検出するためには十分に迅速であるが、しかし、図３
との関連で説明したフィルタにより及び場合に応じて振
幅復調に起因してある程度の時間遅れを有することは不
可避である。入力側９３を介して、図示されていないマ
イクロ制御器から信号ＶＦＳＴが供給される。この信号
及び信号ＦＳＴ１６から比較器９４を用いて信号ＤＦＳ
Ｔが発生され、信号ＤＦＳＴのその都度の論理値（０又
は１）は、信号ＶＦＳＴと信号ＦＳＴ１６とのどちらが
より大きいかに依存する。これにより、出力側８９から
出力される信号ＤＦＳＴは、電界強度の変化方向を示
す。
【００３７】次に高域フィルタ検出器７０を図４に基づ
いて詳細に説明する。図４の高域フィルタ検出器の入力
側１００に信号ＭＰＸ５が供給され、信号ＭＰＸは絶対
値形成器１０１を通過した後に低域フィルタ１０２を用
いて平均化される。平均信号が閾値ＨＤＳを越えると、
減算器１０３及び正負の符号検出器１０４，１０５から
成る比較器の出力信号は論理値１をとる。出力側１０６
から出力される信号ＡＨＤは、減算器１０３の出力信号
の正負の符号が正の場合には論理値１をとる。別の比較
器が、別の減算器１０７及び別の正負の符号検出器１０
８，１０９により形成されている。出力側１１０から出
力される第２の補助信号ＢＨＤは、高域周波のスペクト
ル成分が基準値ＨＤＴを越えると論理値１をとる。
いて詳細に説明する。図４の高域フィルタ検出器の入力
側１００に信号ＭＰＸ５が供給され、信号ＭＰＸは絶対
値形成器１０１を通過した後に低域フィルタ１０２を用
いて平均化される。平均信号が閾値ＨＤＳを越えると、
減算器１０３及び正負の符号検出器１０４，１０５から
成る比較器の出力信号は論理値１をとる。出力側１０６
から出力される信号ＡＨＤは、減算器１０３の出力信号
の正負の符号が正の場合には論理値１をとる。別の比較
器が、別の減算器１０７及び別の正負の符号検出器１０
８，１０９により形成されている。出力側１１０から出
力される第２の補助信号ＢＨＤは、高域周波のスペクト
ル成分が基準値ＨＤＴを越えると論理値１をとる。
【００３８】図３の非対称形積分器８１のための１つの
実施例が、図５に示されている。この場合、入力側１１
１及び１１２を介してそれぞれ信号ＤＤ２又はＤＤ３が
供給される２つの積分器が設けられている。それぞれの
積分器は、１つの加算器１１３，１１４と、２つのフォ
ーマット変換器１１５，１１６および１１９，１２０
と、乗算器１１７，１１８と、１つの標本化周期だけ遅
延する遅延回路１２１，１２２とから成る。入力側１２
３，１２４に積分定数ＡＳＴ２及びＡＳＴ５が供給され
る。隣接チャネル障害の発生開始時には信号ＤＤ３は論
理値０に切換わる。これにより、隣接チャネル障害信号
ＤＤ３のための積分器は、論理値０にセットされる。こ
の初期値を積分器は、隣接チャネル障害が存在する間す
なわちＤＤ３＝０である間は保持する。
実施例が、図５に示されている。この場合、入力側１１
１及び１１２を介してそれぞれ信号ＤＤ２又はＤＤ３が
供給される２つの積分器が設けられている。それぞれの
積分器は、１つの加算器１１３，１１４と、２つのフォ
ーマット変換器１１５，１１６および１１９，１２０
と、乗算器１１７，１１８と、１つの標本化周期だけ遅
延する遅延回路１２１，１２２とから成る。入力側１２
３，１２４に積分定数ＡＳＴ２及びＡＳＴ５が供給され
る。隣接チャネル障害の発生開始時には信号ＤＤ３は論
理値０に切換わる。これにより、隣接チャネル障害信号
ＤＤ３のための積分器は、論理値０にセットされる。こ
の初期値を積分器は、隣接チャネル障害が存在する間す
なわちＤＤ３＝０である間は保持する。
【００３９】隣接チャネル障害の終了時にＤＤ３は再び
論理値１をとり、これにより積分器は、定数ＡＳＴ５を
積分して論理値１を形成する。同様に信号ＤＤ２も処理
される。双方の積分器の出力信号は、それぞれの乗算器
１２５，１２６でそれぞれ１つの定数ＡＳＴ３，ＡＳＴ
６と乗算され、それぞれの加算器１２７，１２８でそれ
ぞれ１つの別の定数ＡＳＴ４，ＡＳＴ７を加算される。
これにより得られる信号は、乗算器１２９で互いに乗算
され、出力側１３０から信号ＡMUとして出力される。
論理値１をとり、これにより積分器は、定数ＡＳＴ５を
積分して論理値１を形成する。同様に信号ＤＤ２も処理
される。双方の積分器の出力信号は、それぞれの乗算器
１２５，１２６でそれぞれ１つの定数ＡＳＴ３，ＡＳＴ
６と乗算され、それぞれの加算器１２７，１２８でそれ
ぞれ１つの別の定数ＡＳＴ４，ＡＳＴ７を加算される。
これにより得られる信号は、乗算器１２９で互いに乗算
され、出力側１３０から信号ＡMUとして出力される。
【図１】本発明の回路装置における第１の補助信号を導
出するブロック回路図である。
出するブロック回路図である。
【図２】本発明の回路装置を有する高集積ステレオラジ
オ受信機のブロック回路図である。
オ受信機のブロック回路図である。
【図３】図２のブロック回路図の一部を詳細に示すブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図４】第２の補助信号を導出するための回路装置のブ
ロック回路図である。
ロック回路図である。
【図５】隣接チャネル障害信号と別の信号とからオーデ
ィオ信号の減衰量を制御する制御信号を形成する回路装
置のブロック回路図である。
ィオ信号の減衰量を制御する制御信号を形成する回路装
置のブロック回路図である。
１ 入力側 ２ 低域フィルタ ３ 標本化周波数１／２４分周器 ４ 低域フィルタ ５ 絶対値形成器 ６ 比較器 ７ 定数信号発生器 ８ ＡＮＤ回路 ９ 入力側 １０ 低域フィルタ １１ 比較器 １２ 出力側 １３ 比較器 １４ 出力側 ４１ 回路 ４２ 回路 ４３ 入力側 ４４ 入力側 ４５ 標本化周波数１／２分周器 ４６ 低域フィルタ ４７ 補償フィルタ ４８ 自動障害抑圧回路 ４９ ステレオデコーダ ５０ 標本化周波数１／５分周器 ５１ 制御可能な減衰量を有する回路 ５２ ソース切換えスイッチ ５３ オーディオプロセッサ ５４ 出力側 ５５ 出力側 ５６ 出力側 ５７ 出力側 ５８ デコーダ ５９ 回路 ６０ 制御器 ６１ 入力側 ６２ 低域フィルタ ６３ 標本化周波数１／２分周器 ６４ 回路 ６５ 低域フィルタ ６６ 低域フィルタ ６７ 低域フィルタ ６８ 切換えスイッチ ６９ 回路 ７０ 高域フィルタ検出器 ７１ 対称性検出器 ７２ 論理回路網 ７３ パルス幅弁別器 ７４ 入力側 ７５ 標本化周波数１／２４分周器 ７６ 入力側 ７７ 入力側 ７８ 入力側 ７９ 入力側 ８０ 積分器 ８１ 積分器 ８２ 重み付け器 ８３ 乗算器 ８４ 乗算器 ８５ 入力側 ８６ 出力側 ８７ 乗算器 ８８ 出力側 ８９ 出力側 ９０ 出力側 ９１ 出力側 ９２ 圧縮特性曲線器 ９３ 入力側 ９４ 比較器 ９５ 入力側 ９６ ＮＡＮＤ回路 ９７ 制限器 ９８ 標本化周波数２４倍周器 ９９ 標本化周波数１／５分周器 １００ 入力側 １０１ 絶対値形成器 １０２ 回路 １０３ 加算器 １０４ 正負の符号検出器 １０５ 正負の符号検出器 １０６ 出力側 １０７ 加算器 １０８ 正負の符号検出器 １０９ 正負の符号検出器 １１０ 出力側 １１１ 入力側 １１２ 入力側 １１３ 加算器 １１４ 加算器 １１５ フォーマット変換器 １１６ フォーマット変換器 １１７ 乗算器 １１８ 乗算器 １１９ フォーマット変換器 １２０ フォーマット変換器 １２１ 遅延器 １２２ 遅延器 １２３ 入力側 １２４ 入力側 １２５ 乗算器 １２６ 乗算器 １２７ 加算器 １２８ 加算器 １２９ 乗算器 １３０ 出力側 ＡFE 発生雑音減衰量 ＡＦＥ＿ＡＭＵ 信号 ＡＨＤ 出力信号 ＡＭ１ 信号 ＡMU 出力信号 ＡＳＤ 出力信号 ＡＳＴ２，５ 積分定数信号 ＡＴ１ 出力信号 ＢＨＤ 第２の補助信号 Ｃ１ 定数信号 Ｃ２ 定数信号 Ｃ３ 定数信号 Ｄ 信号 ＤＤ１，２，３ 信号 ＤＦＳＴ 信号 ＦＭＯ 信号 ＦＳＴ１６ 信号 Ｌ１，２ 左側オーディオ信号 ＬＦ 信号 ＬＲ 信号 ＭＰＸ１，２，３，４，５ ステレオマルチプレクス信
号 Ｒ１，２ 右側オーディオ信号 ＲＦ 信号 ＲＲ 信号 ＳＫＵ 第１の補助信号 ＳＬＳ 送信機サーチ走行ストップ信号 ＶＦＳＴ 信号 ＷＦ２ 電界強度信号
号 Ｒ１，２ 右側オーディオ信号 ＲＦ 信号 ＲＲ 信号 ＳＫＵ 第１の補助信号 ＳＬＳ 送信機サーチ走行ストップ信号 ＶＦＳＴ 信号 ＷＦ２ 電界強度信号
Claims (9)
- 【請求項１】 ステレオマルチプレクス信号が存在する
ステレオラジオ受信機の中の隣接チャネル障害の検出回
路装置において、 直流電圧成分に依存して及び６０ｋＨｚより大きいスペ
クトル成分に依存して、隣接チャネル障害を表す信号
（隣接チャネル障害信号）を導出することを特徴とする
隣接チャネル障害の検出回路装置。 - 【請求項２】 第１の補助信号（ＳＫＵ）を、ステレオ
マルチプレクス信号の直流成分が第１の基準値（Ｃ３）
より大きい場合に導出し、第２の補助信号（ＢＨＤ）
を、６０ｋＨｚより大きいスペクトル成分の振幅が第２
の基準値（ＨＤＴ）より大きい場合に形成し、前記第１
の補助信号及び前記第２の補助信号をＡＮＤ論理結合し
て隣接チャネル障害信号（ＤＤ３）を形成することを特
徴とする請求項１に記載の隣接チャネル障害の検出回路
装置。 - 【請求項３】 第１の補助信号（ＳＫＵ）を、ステレオ
マルチプレクス信号を低域フィルタによりろ波し及び整
流し、次いで整流した信号を第１の基準値（Ｃ３）と比
較することにより導出することを特徴とする請求項２に
記載の隣接チャネル障害の検出回路装置。 - 【請求項４】 高域フィルタでろ波されたステレオマル
チプレクス信号を整流し低域フィルタでろ波し、低域フ
ィルタでろ波された信号を第２の基準値（ＨＤＴ）と比
較することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の
隣接チャネル障害の検出回路装置。 - 【請求項５】 隣接チャネル障害信号（ＤＤ３）を、隣
接チャネル障害が存在する場合には１つの方向で積分し
隣接チャネル障害が存在しない場合には反対の方向で積
分する積分器（８１；１１４，１１６，１１８，１２
０，１２２）に供給可能であり、前記積分器（８１；１
１４，１１６，１１８，１２０，１２２）の出力信号
が、ステレオマルチプレクス信号から得られたオーディ
オ信号の減衰量を、反対の方向での積分の際に減衰量が
増加するように制御することを特徴とする請求項１から
請求項４のうちのいずれか１つの請求項に記載の隣接チ
ャネル障害の検出回路装置。 - 【請求項６】 積分器（８１；１１４，１１６，１１
８，１２０，１２２）の時定数が、一方の方向において
反対の方向に比して小さいことを特徴とする請求項５に
記載の隣接チャネル障害の検出回路装置。 - 【請求項７】 積分器（８１；１１４，１１６，１１
８，１２０，１２２）の時定数が、一方の方向で零であ
ることを特徴とする請求項６に記載の隣接チャネル障害
の検出回路装置。 - 【請求項８】 積分器（８１；１１４，１１６，１１
８，１２０，１２２）の出力信号を制限器（９７）を介
して導くことを特徴とする請求項５から請求項７のうち
のいずれか１つの請求項に記載の隣接チャネル障害の検
出回路装置。 - 【請求項９】 受信品質を表す別の信号（ＤＤ２）を導
出する際に隣接チャネル障害信号（ＤＤ３）を前記信号
（ＤＤ２）に重畳し、これにより形成された信号を次い
で制限することを特徴とする請求項８に記載の隣接チャ
ネル障害の検出回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4338700A DE4338700C2 (de) | 1993-11-12 | 1993-11-12 | Schaltungsanordnung zum Erkennen von Nachbarkanalstörungen in einem Stereo-Multiplex-Rundfunkempfänger |
| DE4338700.4 | 1993-11-12 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07193553A true JPH07193553A (ja) | 1995-07-28 |
Family
ID=6502466
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6269983A Pending JPH07193553A (ja) | 1993-11-12 | 1994-11-02 | 隣接チャネル障害の検出回路装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5631963A (ja) |
| EP (1) | EP0653850B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07193553A (ja) |
| AT (1) | ATE213883T1 (ja) |
| DE (2) | DE4338700C2 (ja) |
| ES (1) | ES2173104T3 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU222251U1 (ru) * | 2023-07-18 | 2023-12-15 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет имени В.Ф. Уткина" | Фильтр для компенсации помех |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4434451A1 (de) * | 1994-09-27 | 1996-03-28 | Blaupunkt Werke Gmbh | Amplitudendemodulator |
| JPH11501192A (ja) * | 1995-12-22 | 1999-01-26 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | 受信機 |
| US6453251B1 (en) * | 1999-10-07 | 2002-09-17 | Receptec Llc | Testing method for components with reception capabilities |
| US7127008B2 (en) | 2003-02-24 | 2006-10-24 | Ibiquity Digital Corporation | Coherent AM demodulator using a weighted LSB/USB sum for interference mitigation |
| JP4133604B2 (ja) * | 2003-06-10 | 2008-08-13 | アルパイン株式会社 | ラジオ受信機 |
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