JPH0723010A - 受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信号の導出回路装置 - Google Patents
受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信号の導出回路装置Info
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- JPH0723010A JPH0723010A JP6043652A JP4365294A JPH0723010A JP H0723010 A JPH0723010 A JP H0723010A JP 6043652 A JP6043652 A JP 6043652A JP 4365294 A JP4365294 A JP 4365294A JP H0723010 A JPH0723010 A JP H0723010A
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- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Holo Graphy (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 種々異なる障害のそれぞれに対して少なくと
も１つの品質信号をを導出する回路を提供する。 【構成】 復調された受信信号ＡＭ１から、電界強度に
依存する副信号ＡＭＣと別の副信号ＤＤ２とを導出し、
両副信号を組み合わせて品質信号ＡＭＵを形成する。
も１つの品質信号をを導出する回路を提供する。 【構成】 復調された受信信号ＡＭ１から、電界強度に
依存する副信号ＡＭＣと別の副信号ＤＤ２とを導出し、
両副信号を組み合わせて品質信号ＡＭＵを形成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、受信信号を復調する、
受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信号の
導出回路装置に関する。
受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信号の
導出回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えばカーラジオにおいては受信品質
は、例えば受信電界強度の落ち込み又は多重受信又は障
害信号の受信により強く変動することがある。これによ
り発生する障害をできるだけ小さく保持するために、低
周波信号の中のこれらの障害をマスキングする異なる手
段が公知である。例えば劣悪な受信では低周波を一時的
に減衰する又はステレオチャネル分離度を低下すること
が可能である。しかしこれらの公知の手段は、信号品質
を支障なく求めることができることを前提とする。
は、例えば受信電界強度の落ち込み又は多重受信又は障
害信号の受信により強く変動することがある。これによ
り発生する障害をできるだけ小さく保持するために、低
周波信号の中のこれらの障害をマスキングする異なる手
段が公知である。例えば劣悪な受信では低周波を一時的
に減衰する又はステレオチャネル分離度を低下すること
が可能である。しかしこれらの公知の手段は、信号品質
を支障なく求めることができることを前提とする。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、受信
信号の品質に依存する少なくとも１つの信号を導出する
ための回路を提供することにある。
信号の品質に依存する少なくとも１つの信号を導出する
ための回路を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、電界強度に依存する副信号と別の副信号とを復調受
信信号から導出し、電界強度に依存する副信号と別の副
信号とを組合せて品質信号を形成することにより解決さ
れる。
り、電界強度に依存する副信号と別の副信号とを復調受
信信号から導出し、電界強度に依存する副信号と別の副
信号とを組合せて品質信号を形成することにより解決さ
れる。
【０００５】本発明の回路装置の１つの有利な実施例で
は、別の副信号が、復調受信信号の有効周波数領域の上
に位置する成分の振幅に依存する。有利には、ラジオデ
ータ信号を有するステレオマルチプレクス信号において
高域周波数成分が６０ｋＨｚより上に位置する。
は、別の副信号が、復調受信信号の有効周波数領域の上
に位置する成分の振幅に依存する。有利には、ラジオデ
ータ信号を有するステレオマルチプレクス信号において
高域周波数成分が６０ｋＨｚより上に位置する。
【０００６】この実施例は、迅速かつ敏感に障害に応動
する利点を有する。さらに、この実施例は、例えば副搬
送波周波数のステレオ差信号等の変調された副搬送波を
含まない信号を受信する場合に利用できる。
する利点を有する。さらに、この実施例は、例えば副搬
送波周波数のステレオ差信号等の変調された副搬送波を
含まない信号を受信する場合に利用できる。
【０００７】本発明の回路装置の別の１つの有利な実施
例では、別の副信号が、復調受信信号の中に含まれる変
調された副搬送波の側波帯の対称性に依存する。これに
より障害は、低周波信号を実際に損なう場合のみ検出さ
れる。本発明の１つの有利な実施例では、変調された副
搬送波が副搬送波のステレオ差信号である。
例では、別の副信号が、復調受信信号の中に含まれる変
調された副搬送波の側波帯の対称性に依存する。これに
より障害は、低周波信号を実際に損なう場合のみ検出さ
れる。本発明の１つの有利な実施例では、変調された副
搬送波が副搬送波のステレオ差信号である。
【０００８】異なる公知のステレオデコーダに適する本
発明の別の１つの有利な実施例では、側波帯の対称性に
依存する別の副信号を導出するために、副搬送波周波数
のステレオ差信号に、９０゜位相のずれている基準搬送
波を乗算して得た信号の絶対値を形成し、絶対値を閾値
と比較する。
発明の別の１つの有利な実施例では、側波帯の対称性に
依存する別の副信号を導出するために、副搬送波周波数
のステレオ差信号に、９０゜位相のずれている基準搬送
波を乗算して得た信号の絶対値を形成し、絶対値を閾値
と比較する。
【０００９】本出願人のドイツ特許出願第Ｐ４３０３３
８７．３号明細書には、基準搬送波が、受信ラジオデー
タ信号の副搬送波に結合されていないステレオデコーダ
が開示されている。その実現のために適する１つの別の
実施例では、側波帯の対称性に依存する別の副信号を導
出するために、副搬送波周波数のステレオ差信号に２つ
の互いに９０゜位相のずれた基準搬送波を乗算して得た
２つの信号のそれぞれに、副搬送波とそれぞれの基準搬
送波との間の位相ずれから導出された修正信号をそれぞ
れ１つ乗算し、これにより得た２つの値を加算し、加算
により得た信号の絶対値を形成し、絶対値を閾値と比較
する。
８７．３号明細書には、基準搬送波が、受信ラジオデー
タ信号の副搬送波に結合されていないステレオデコーダ
が開示されている。その実現のために適する１つの別の
実施例では、側波帯の対称性に依存する別の副信号を導
出するために、副搬送波周波数のステレオ差信号に２つ
の互いに９０゜位相のずれた基準搬送波を乗算して得た
２つの信号のそれぞれに、副搬送波とそれぞれの基準搬
送波との間の位相ずれから導出された修正信号をそれぞ
れ１つ乗算し、これにより得た２つの値を加算し、加算
により得た信号の絶対値を形成し、絶対値を閾値と比較
する。
【００１０】復調された信号が、ラジオデータ信号を有
するステレオマルチプレクス信号である本発明の別の１
つの有利な実施例では、第１の信号を、ステレオマルチ
プレクス信号の６０ｋＨｚより上の成分から導出し、第
２の信号を、搬送波周波数のステレオ差信号の側波帯を
互いに比較することにより導出し、第１の信号及び第２
の信号を、別の副信号を形成するために論理回路及びパ
ルス幅弁別器を介して伝送する。
するステレオマルチプレクス信号である本発明の別の１
つの有利な実施例では、第１の信号を、ステレオマルチ
プレクス信号の６０ｋＨｚより上の成分から導出し、第
２の信号を、搬送波周波数のステレオ差信号の側波帯を
互いに比較することにより導出し、第１の信号及び第２
の信号を、別の副信号を形成するために論理回路及びパ
ルス幅弁別器を介して伝送する。
【００１１】この実施例では、ステレオ受信の場合でも
モノーラル受信の場合でも受信品質の検出が可能であ
る。異なるステレオ方式が使用されている国でもこの回
路装置の使用が可能である。この場合、別の副信号を導
出するためには、有効領域の上に位置する周波数を評価
するだけでよい。
モノーラル受信の場合でも受信品質の検出が可能であ
る。異なるステレオ方式が使用されている国でもこの回
路装置の使用が可能である。この場合、別の副信号を導
出するためには、有効領域の上に位置する周波数を評価
するだけでよい。
【００１２】本発明の回路装置は、受信信号の品質を損
なう種類に依存して低周波信号の異なるマスキングを行
うことを可能にする。低周波信号の付加的な減衰量を一
時的に調整するために本発明の別の１つの有利な実施例
では、振幅復調した受信信号を、異なる遮断周波数を有
する２つの低域フィルタに供給でき、低域フィルタの出
力側を、別の副信号により制御できる切換えスイッチの
入力側に接続した。本発明の別の１つの有利な実施例で
は、さらに切換えスイッチの出力信号を重み付けして、
非対称積分器を介して伝送した副信号と乗算して品質信
号を形成し、品質信号を、復調された信号から得られた
低周波信号を障害中に減衰するために用いる。
なう種類に依存して低周波信号の異なるマスキングを行
うことを可能にする。低周波信号の付加的な減衰量を一
時的に調整するために本発明の別の１つの有利な実施例
では、振幅復調した受信信号を、異なる遮断周波数を有
する２つの低域フィルタに供給でき、低域フィルタの出
力側を、別の副信号により制御できる切換えスイッチの
入力側に接続した。本発明の別の１つの有利な実施例で
は、さらに切換えスイッチの出力信号を重み付けして、
非対称積分器を介して伝送した副信号と乗算して品質信
号を形成し、品質信号を、復調された信号から得られた
低周波信号を障害中に減衰するために用いる。
【００１３】本発明の別の１つの有利な実施例では、副
信号を重み付けし、この重み付けされた副信号に、非対
称積分器を介して伝送された別の副信号を乗算して品質
信号を形成し、品質信号を、障害中にステレオチャネル
分離度を低下するために用いる。
信号を重み付けし、この重み付けされた副信号に、非対
称積分器を介して伝送された別の副信号を乗算して品質
信号を形成し、品質信号を、障害中にステレオチャネル
分離度を低下するために用いる。
【００１４】本発明の有利な実施例がその他の請求項に
記載されている。
記載されている。
【００１５】
【実施例】次に本発明を実施例に基づき図を用いて詳し
く説明する。異なる図に示されている同一部分は同一の
参照番号により示す。本発明の回路装置は、異なる方法
で実現できる。例えば図示の個々のブロック又はブロッ
ク群は、回路例えば集積回路により実現できる。非常に
高い集積度の場合、受信機のデジタル信号処理全体を１
つの集積回路で実現できる。この場合、信号処理段階例
えばフィルタリング又は非線形重み付けは演算により行
う。１つの集積回路の中に、本発明の回路装置を有する
受信機を実現するためにデジタルプロセッサ及び例えば
シフトレジスタ、フリップフロップ等のその他の回路も
一緒に配置できる。
く説明する。異なる図に示されている同一部分は同一の
参照番号により示す。本発明の回路装置は、異なる方法
で実現できる。例えば図示の個々のブロック又はブロッ
ク群は、回路例えば集積回路により実現できる。非常に
高い集積度の場合、受信機のデジタル信号処理全体を１
つの集積回路で実現できる。この場合、信号処理段階例
えばフィルタリング又は非線形重み付けは演算により行
う。１つの集積回路の中に、本発明の回路装置を有する
受信機を実現するためにデジタルプロセッサ及び例えば
シフトレジスタ、フリップフロップ等のその他の回路も
一緒に配置できる。
【００１６】図１の回路装置には１に、図示されていな
い振幅復調器の出力信号ＡＭ１が供給される。出力信号
ＡＭ１は電界強度の尺度として用いられる。４５６ｋＨ
ｚの標本化周波数を有する信号ＡＭ１は、まず初めにく
し形フィルタ２でろ波される。これは、次いで３におい
て分周係数２により標本化周波数を分周する場合及び後
に４において分周係数２４により標本化周波数を分周す
る場合に高域周波数のスペクトル成分が直流成分に入り
込み、これにより直流成分に許容されない変質が生じる
ことを阻止する。低域フィルタ５が分周器３と４との間
に設けられている。
い振幅復調器の出力信号ＡＭ１が供給される。出力信号
ＡＭ１は電界強度の尺度として用いられる。４５６ｋＨ
ｚの標本化周波数を有する信号ＡＭ１は、まず初めにく
し形フィルタ２でろ波される。これは、次いで３におい
て分周係数２により標本化周波数を分周する場合及び後
に４において分周係数２４により標本化周波数を分周す
る場合に高域周波数のスペクトル成分が直流成分に入り
込み、これにより直流成分に許容されない変質が生じる
ことを阻止する。低域フィルタ５が分周器３と４との間
に設けられている。
【００１７】このようにして標本化周波数を分周された
電界強度信号は、２つの低域フィルタ６，７で異なる時
定数により平均化される。切換えスイッチ８は信号ＤＤ
２に依存して低域信号６，７の出力信号のうちの１つを
信号ＡＭＣとしてさらに伝送する。信号ＡＭＣは９で、
発生雑音減衰量ＡFEを発生するための発生雑音曲線の形
で重み付けされる。さらに、より小さい時定数の電界強
度信号すなわち低域フィルタ６の出力側における”迅速
な”電界強度信号ＦＳＴ１６は、電界強度の低下の際に
ステレオチャネル分離度Ｄを低下するために用いられ
る。信号ＡFE及びＦＳＴ１６の処理については後述す
る。
電界強度信号は、２つの低域フィルタ６，７で異なる時
定数により平均化される。切換えスイッチ８は信号ＤＤ
２に依存して低域信号６，７の出力信号のうちの１つを
信号ＡＭＣとしてさらに伝送する。信号ＡＭＣは９で、
発生雑音減衰量ＡFEを発生するための発生雑音曲線の形
で重み付けされる。さらに、より小さい時定数の電界強
度信号すなわち低域フィルタ６の出力側における”迅速
な”電界強度信号ＦＳＴ１６は、電界強度の低下の際に
ステレオチャネル分離度Ｄを低下するために用いられ
る。信号ＡFE及びＦＳＴ１６の処理については後述す
る。
【００１８】別の副信号ＤＤ２を発生するために高域フ
ィルタ検出器１０、対称性検出器１１及び論理回路網１
２が用いられ、論理回路網１２の出力信号ＤＤ１はパル
ス幅弁別器１３を介して伝送される。図４に関連して詳
細に説明する高域フィルタ検出器１０に入力側１４と標
本化周波数分周器１５とを介して、ステレオマルチプレ
クス信号の６０ｋＨｚより大きいがしかしすでにベース
バンドに変換されている成分を含む信号ＭＰＸ５が供給
される。このような回路は図３で詳細に説明される。
ィルタ検出器１０、対称性検出器１１及び論理回路網１
２が用いられ、論理回路網１２の出力信号ＤＤ１はパル
ス幅弁別器１３を介して伝送される。図４に関連して詳
細に説明する高域フィルタ検出器１０に入力側１４と標
本化周波数分周器１５とを介して、ステレオマルチプレ
クス信号の６０ｋＨｚより大きいがしかしすでにベース
バンドに変換されている成分を含む信号ＭＰＸ５が供給
される。このような回路は図３で詳細に説明される。
【００１９】高域フィルタ検出器１０の出力信号ＡＨＤ
は、６０ｋＨｚより大きい信号成分の振幅が閾値より大
きい場合には値１をとる。これは、非常に適切な時間に
いかなる種類の障害にも、すなわち多重路障害でない障
害にも応動する利点を有する。しかし極端な場合、障害
は通報されるがしかし受信機の出力側の低周波信号の中
に可聴の障害は発生しないことがある。それにもかかわ
らずこの場合、障害をマスキングするために設けられて
いる手段が導入される。
は、６０ｋＨｚより大きい信号成分の振幅が閾値より大
きい場合には値１をとる。これは、非常に適切な時間に
いかなる種類の障害にも、すなわち多重路障害でない障
害にも応動する利点を有する。しかし極端な場合、障害
は通報されるがしかし受信機の出力側の低周波信号の中
に可聴の障害は発生しないことがある。それにもかかわ
らずこの場合、障害をマスキングするために設けられて
いる手段が導入される。
【００２０】可聴の障害の検出に関する本発明の実施例
は、搬送波周波数のステレオ差信号の対称性を評価する
ことから成る。この操作の要旨は、一方では、障害のな
い信号が２側波帯振幅変調に起因して搬送波に対して対
称でなければならず、他方では、この場合直接に有効信
号が観察されることにある。従って、非対称である場
合、低周波信号の中にも可聴の障害が存在すると結論を
下すことができる。入力側１６〜１９を介して対称性検
出器１１にステレオ復号器（図２）から、本質的に搬送
波周波数ステレオ差信号と、副搬送波に対して９０゜位
相のずれた基準搬送波との積である信号が供給される。
対称性検出器の詳細は図５と関連して後述する。対称性
検出器の出力信号ＡＳＤは、非対称性が存在すると値１
をとる。
は、搬送波周波数のステレオ差信号の対称性を評価する
ことから成る。この操作の要旨は、一方では、障害のな
い信号が２側波帯振幅変調に起因して搬送波に対して対
称でなければならず、他方では、この場合直接に有効信
号が観察されることにある。従って、非対称である場
合、低周波信号の中にも可聴の障害が存在すると結論を
下すことができる。入力側１６〜１９を介して対称性検
出器１１にステレオ復号器（図２）から、本質的に搬送
波周波数ステレオ差信号と、副搬送波に対して９０゜位
相のずれた基準搬送波との積である信号が供給される。
対称性検出器の詳細は図５と関連して後述する。対称性
検出器の出力信号ＡＳＤは、非対称性が存在すると値１
をとる。
【００２１】多くの用途において、信号ＡＨＤ及びＡＳ
Ｄのうちの１つを別の副信号ＤＤ２として使用するだけ
で非常に有利になる。しかし図示の実施例ではその上２
つの検出器１０，１１が設けられている。この場合、出
力信号ＡＨＤ及びＡＳＤは論理回路網１２を介して伝送
される。これは一方では、搬送波周波数ステレオ差信号
が伝送されない純粋なモノーラル放送において別の副信
号ＤＤ２の導出が高域フィルタ検出器１０により行われ
る利点を有する。同様に、別の副信号ＤＤ２の導出が、
ヨーロッパ規格からずれているステレオ信号伝送方式例
えば米国のＦＭＸ方式でも可能である。
Ｄのうちの１つを別の副信号ＤＤ２として使用するだけ
で非常に有利になる。しかし図示の実施例ではその上２
つの検出器１０，１１が設けられている。この場合、出
力信号ＡＨＤ及びＡＳＤは論理回路網１２を介して伝送
される。これは一方では、搬送波周波数ステレオ差信号
が伝送されない純粋なモノーラル放送において別の副信
号ＤＤ２の導出が高域フィルタ検出器１０により行われ
る利点を有する。同様に、別の副信号ＤＤ２の導出が、
ヨーロッパ規格からずれているステレオ信号伝送方式例
えば米国のＦＭＸ方式でも可能である。
【００２２】論理回路網は、２つの信号ＡＨＤ及びＡＳ
Ｄを信号ＤＤ１に論理結合する際に適切な論理結合を選
択すること又は論理結合の適切な形式を定めることを可
能にする。論理回路１２の１つの実施例が図６に示され
ている。信号ＤＤ１はパルス幅弁別器１３を介して伝送
される。パルス幅弁別器１３は出力信号ＤＤ２が、調整
可能な最短持続時間にわたり入力信号ＤＤ１が入力され
ると初めて障害を表示することを保証する。前述のよう
に信号ＤＤ２は、電界強度信号の形成の際に大きい時定
数と小さい時定数との間を切換えられる。さらに信号Ｄ
Ｄ２は、図８に１つの実施例が示されている非対称積分
器２０，２１のためのトリガ信号として用いられる。
Ｄを信号ＤＤ１に論理結合する際に適切な論理結合を選
択すること又は論理結合の適切な形式を定めることを可
能にする。論理回路１２の１つの実施例が図６に示され
ている。信号ＤＤ１はパルス幅弁別器１３を介して伝送
される。パルス幅弁別器１３は出力信号ＤＤ２が、調整
可能な最短持続時間にわたり入力信号ＤＤ１が入力され
ると初めて障害を表示することを保証する。前述のよう
に信号ＤＤ２は、電界強度信号の形成の際に大きい時定
数と小さい時定数との間を切換えられる。さらに信号Ｄ
Ｄ２は、図８に１つの実施例が示されている非対称積分
器２０，２１のためのトリガ信号として用いられる。
【００２３】非対称積分器２０，２１の出力信号ＡＴ１
及びＡＭＵは、トリガの瞬間に０又は０，７０７に跳躍
し、ＤＤ２が零である間はこれらの値のままであり、次
いで調整可能な時定数により線形に最大値に上昇する。
信号ＡＴ１は、２２で重み付けされた電界強度信号ＷＦ
２と一緒に乗算器２３に供給される。これにより、ステ
レオチャネル分離度を低下することにより低周波の中の
障害のマスキング作用をする信号が形成される。この信
号は、別の乗算器２４で、２５に供給される信号ＦＭＯ
と乗算される。信号ＦＭＯは、ステレオチャネル分離を
強制的にエンファシスするために用いられる。出力側２
６から信号Ｄが取出されてステレオデコーダに供給され
る。
及びＡＭＵは、トリガの瞬間に０又は０，７０７に跳躍
し、ＤＤ２が零である間はこれらの値のままであり、次
いで調整可能な時定数により線形に最大値に上昇する。
信号ＡＴ１は、２２で重み付けされた電界強度信号ＷＦ
２と一緒に乗算器２３に供給される。これにより、ステ
レオチャネル分離度を低下することにより低周波の中の
障害のマスキング作用をする信号が形成される。この信
号は、別の乗算器２４で、２５に供給される信号ＦＭＯ
と乗算される。信号ＦＭＯは、ステレオチャネル分離を
強制的にエンファシスするために用いられる。出力側２
６から信号Ｄが取出されてステレオデコーダに供給され
る。
【００２４】非対称積分器２１の出力信号ＡＭＵは信号
ＡFEと一緒に別の乗算器２７に供給され、これにより信
号ＡＦＥ＿ＡＭＵが発生し、信号ＡＦＥ＿ＡＭＵは、出
力側２８から取出し可能な低周波信号を最大３３ｄＢ
（３ｄＢミューティング＋３０ｄＢ発生雑音減衰量）だ
け減衰する作用をする。
ＡFEと一緒に別の乗算器２７に供給され、これにより信
号ＡＦＥ＿ＡＭＵが発生し、信号ＡＦＥ＿ＡＭＵは、出
力側２８から取出し可能な低周波信号を最大３３ｄＢ
（３ｄＢミューティング＋３０ｄＢ発生雑音減衰量）だ
け減衰する作用をする。
【００２５】デジタルラジオ受信機では複数の個所で電
界強度に関する情報が必要である。この理由により図１
の回路装置はさらに３つの出力側２９，３０，３１を有
し、これらの出力側から、電界強度を表す信号を取出す
ことができる。前述の信号ＦＳＴ１６は正確に１６ｂｉ
ｔである。しかし多くの目的のためにより低い精度の信
号で十分であり、従って圧縮特性曲線器３２を用いて８
ｂｉｔ幅の電界強度信号ＦＳＦ８が発生される。
界強度に関する情報が必要である。この理由により図１
の回路装置はさらに３つの出力側２９，３０，３１を有
し、これらの出力側から、電界強度を表す信号を取出す
ことができる。前述の信号ＦＳＴ１６は正確に１６ｂｉ
ｔである。しかし多くの目的のためにより低い精度の信
号で十分であり、従って圧縮特性曲線器３２を用いて８
ｂｉｔ幅の電界強度信号ＦＳＦ８が発生される。
【００２６】信号ＦＳＴ１６及びＦＳＴ８は、信号品質
を検出するためには十分迅速であるが、しかし、図１に
関連して説明したフィルタに起因して及び場合に応じて
振幅復調に起因してある程度の慣性から完全に解放され
ていない。入力側３３を介して、図示されていないマイ
クロ制御器から信号ＶＦＳＴが供給可能である。この信
号及び信号ＦＳＴ１６から比較器３４を用いて信号ＤＦ
ＳＴが発生される。信号ＤＦＳＴのその都度のレベル
（０又は１）は、信号ＶＦＳＴと信号ＤＦＳＴとのうち
のどちらがより大きいかに依存する。これにより、出力
側２９から取出し可能な信号ＤＦＳＴは電界強度の変動
方向を示す。
を検出するためには十分迅速であるが、しかし、図１に
関連して説明したフィルタに起因して及び場合に応じて
振幅復調に起因してある程度の慣性から完全に解放され
ていない。入力側３３を介して、図示されていないマイ
クロ制御器から信号ＶＦＳＴが供給可能である。この信
号及び信号ＦＳＴ１６から比較器３４を用いて信号ＤＦ
ＳＴが発生される。信号ＤＦＳＴのその都度のレベル
（０又は１）は、信号ＶＦＳＴと信号ＤＦＳＴとのうち
のどちらがより大きいかに依存する。これにより、出力
側２９から取出し可能な信号ＤＦＳＴは電界強度の変動
方向を示す。
【００２７】図１の回路装置の詳細を図３〜図９に関連
して説明する前に図２に基づいて本発明の回路装置をラ
ジオ受信機に使用することについて説明する。この場
合、図２はステレオマルチプレクス信号及びオーディオ
信号のデジタル処理を示す。
して説明する前に図２に基づいて本発明の回路装置をラ
ジオ受信機に使用することについて説明する。この場
合、図２はステレオマルチプレクス信号及びオーディオ
信号のデジタル処理を示す。
【００２８】回路ブロック４１，４２は、本発明の回路
装置を形成する。回路ブロック４２は、図１に示されて
いる詳細を含む。入力側４３にＦＭ復調器からデジタル
ステレオマルチプレクス信号ＭＰＸ１が伝送され、別の
入力側４４はＡＭ変調器から信号ＡＭ１を受取る。ステ
レオマルチプレクス信号ＭＰＸ１はまず初めに標本化周
波数を１／２にされ、これにより信号ＭＰＸ２が発生す
る。実際的に構成されている実施例では信号ＭＰＸ１の
標本化周波数は４５６ｋＨｚである。これは、ラジオデ
ータ信号の搬送波周波数（５７ｋＨｚ）の整数倍であ
る。
装置を形成する。回路ブロック４２は、図１に示されて
いる詳細を含む。入力側４３にＦＭ復調器からデジタル
ステレオマルチプレクス信号ＭＰＸ１が伝送され、別の
入力側４４はＡＭ変調器から信号ＡＭ１を受取る。ステ
レオマルチプレクス信号ＭＰＸ１はまず初めに標本化周
波数を１／２にされ、これにより信号ＭＰＸ２が発生す
る。実際的に構成されている実施例では信号ＭＰＸ１の
標本化周波数は４５６ｋＨｚである。これは、ラジオデ
ータ信号の搬送波周波数（５７ｋＨｚ）の整数倍であ
る。
【００２９】しかし、この高い標本化周波数は、１秒当
り多数の演算を必要とする。従って、図示のラジオ受信
機では、その都度の信号の帯域幅に整合されているでき
るだけ小さい標本化周波数で動作するように努力が払わ
れている。従って信号ＭＰＸ１は４５で標本化周波数を
１／２にされる。その実現のためにはその前に低域フィ
ルタ４６によるろ波が必要である。しかし、通過域の大
部分にわたり線形周波数特性を有し、１／２に分周され
た標本化周波数の領域内で急峻な立下がりを有する必要
な低域フィルタは非常に複雑であるので、緩慢な立下が
りを有する低域フィルタ４６が使用される。しかし反対
の周波数特性を有する補償フィルタ４７が、これにより
発生する誤差を補償する。
り多数の演算を必要とする。従って、図示のラジオ受信
機では、その都度の信号の帯域幅に整合されているでき
るだけ小さい標本化周波数で動作するように努力が払わ
れている。従って信号ＭＰＸ１は４５で標本化周波数を
１／２にされる。その実現のためにはその前に低域フィ
ルタ４６によるろ波が必要である。しかし、通過域の大
部分にわたり線形周波数特性を有し、１／２に分周され
た標本化周波数の領域内で急峻な立下がりを有する必要
な低域フィルタは非常に複雑であるので、緩慢な立下が
りを有する低域フィルタ４６が使用される。しかし反対
の周波数特性を有する補償フィルタ４７が、これにより
発生する誤差を補償する。
【００３０】２２８ｋＨｚの標本化周波数を有する信号
ＭＰＸ２は、自動障害抑圧回路４８に伝送される。この
ようは回路は、短いパルス状障害を抑圧し、略称ＡＳＵ
として周知である。回路４８の出力信号ＭＰＸ３はステ
レオデコーダ４９に伝送され、ステレオデコーダ４９
は、２つのオーディオ信号Ｌ１及びＲ１（左及び右）を
発生し、これらのオーディオ信号は、５０で分周係数５
により標本化周波数を分周される。これにより発生する
オーディオ信号Ｌ２，Ｒ２は、減衰を制御可能な回路５
１を介して信号ＬＦＭ及びＲＦＭとしてソース切換えス
イッチ５２の入力側に供給される。図示されていないが
ソース切換えスイッチ５２にはその他のオーディオ信号
が例えばＣＤプレーヤ又はテープレコーダから供給され
る。
ＭＰＸ２は、自動障害抑圧回路４８に伝送される。この
ようは回路は、短いパルス状障害を抑圧し、略称ＡＳＵ
として周知である。回路４８の出力信号ＭＰＸ３はステ
レオデコーダ４９に伝送され、ステレオデコーダ４９
は、２つのオーディオ信号Ｌ１及びＲ１（左及び右）を
発生し、これらのオーディオ信号は、５０で分周係数５
により標本化周波数を分周される。これにより発生する
オーディオ信号Ｌ２，Ｒ２は、減衰を制御可能な回路５
１を介して信号ＬＦＭ及びＲＦＭとしてソース切換えス
イッチ５２の入力側に供給される。図示されていないが
ソース切換えスイッチ５２にはその他のオーディオ信号
が例えばＣＤプレーヤ又はテープレコーダから供給され
る。
【００３１】ソース切換えスイッチ５２の出力信号は信
号Ｌ，Ｒとしてオーディオプロセッサ５３に伝送され、
オーディオプロセッサ５３を用いて例えば音量、バラン
ス及び高域及び低域のデエンファシス又はエンファシス
等の調整が行われる。オーディオプロセッサ５３は４つ
の出力側５４，５５，５６，５７を有し、これらの出力
側から信号ＬＦ，ＬＲ，ＲＦ，ＲＲが、４つのスピーカ
のためのそれぞれ１つの図示されていない出力段に供給
される。
号Ｌ，Ｒとしてオーディオプロセッサ５３に伝送され、
オーディオプロセッサ５３を用いて例えば音量、バラン
ス及び高域及び低域のデエンファシス又はエンファシス
等の調整が行われる。オーディオプロセッサ５３は４つ
の出力側５４，５５，５６，５７を有し、これらの出力
側から信号ＬＦ，ＬＲ，ＲＦ，ＲＲが、４つのスピーカ
のためのそれぞれ１つの図示されていない出力段に供給
される。
【００３２】ステレオマルチプレクス信号ＭＰＸ２はさ
らに、交通無線通信信号及び／又はラジオデータ信号の
ための復号器５８に伝送される。さらに信号ＭＰＸ２
は、サーチ走行ストップのための回路５９を必要とす
る。
らに、交通無線通信信号及び／又はラジオデータ信号の
ための復号器５８に伝送される。さらに信号ＭＰＸ２
は、サーチ走行ストップのための回路５９を必要とす
る。
【００３３】制御ユニット６０は回路５８，５９及び４
２及びステレオデコーダ４９から信号を受取る。制御ユ
ニット６０は信号を回路４２、ソース切換えスイッチ５
２及びオーディオプロセッサ５３に送出する。例えば操
作装置及び表示装置への制御ユニット６０の接続は、図
２に示されていない。
２及びステレオデコーダ４９から信号を受取る。制御ユ
ニット６０は信号を回路４２、ソース切換えスイッチ５
２及びオーディオプロセッサ５３に送出する。例えば操
作装置及び表示装置への制御ユニット６０の接続は、図
２に示されていない。
【００３４】図１と関連して説明したように高域フィル
タ検出器１０は、ステレオマルチプレクス信号の６０ｋ
Ｈｚより高い成分から成る信号を必要とする。この信号
は、信号ＭＰＸ１及びＭＰＸ２が供給される回路４１で
発生される。回路４１の１つの実施例が図３に示されて
いる。この回路の入力側６３，６４は信号ＭＰＸ２及び
ＭＰＸ１のために設けられている。６５で信号ＭＰＸ１
の標本化周波数が逓降され次いでつ６６で５つのクロッ
ク周期の遅延時間補償が行われてから６７でこの信号Ｍ
ＰＸ１から信号ＭＰＸ２が減算される。出力側６８にお
ける信号ＭＰＸ４は本質的に、ベースバンドにシフトさ
れた６０ｋＨｚより高い成分のみを含む。
タ検出器１０は、ステレオマルチプレクス信号の６０ｋ
Ｈｚより高い成分から成る信号を必要とする。この信号
は、信号ＭＰＸ１及びＭＰＸ２が供給される回路４１で
発生される。回路４１の１つの実施例が図３に示されて
いる。この回路の入力側６３，６４は信号ＭＰＸ２及び
ＭＰＸ１のために設けられている。６５で信号ＭＰＸ１
の標本化周波数が逓降され次いでつ６６で５つのクロッ
ク周期の遅延時間補償が行われてから６７でこの信号Ｍ
ＰＸ１から信号ＭＰＸ２が減算される。出力側６８にお
ける信号ＭＰＸ４は本質的に、ベースバンドにシフトさ
れた６０ｋＨｚより高い成分のみを含む。
【００３５】この信号は、１５（図１）で標本化周波数
が分周係数２４により分周された後に信号ＭＰＸ５とし
て、次に図４に基づいて詳細に説明する高域フィルタ検
出器１０に伝送される。図４の高域フィルタ検出器の入
力側７０には信号ＭＰＸ５が供給可能である。信号ＭＰ
Ｘ５は、絶対値形成器７１の後で低域フィルタ７２によ
り平均化される。平均値信号が閾値ＨＤＳを越える場
合、減算器７３及び正負の符号検出器７４から成る比較
器の出力信号は値１をとる。出力側７６における信号Ａ
ＨＤも、減算器７３の出力信号の正負の符号が正である
場合には値１をとる。
が分周係数２４により分周された後に信号ＭＰＸ５とし
て、次に図４に基づいて詳細に説明する高域フィルタ検
出器１０に伝送される。図４の高域フィルタ検出器の入
力側７０には信号ＭＰＸ５が供給可能である。信号ＭＰ
Ｘ５は、絶対値形成器７１の後で低域フィルタ７２によ
り平均化される。平均値信号が閾値ＨＤＳを越える場
合、減算器７３及び正負の符号検出器７４から成る比較
器の出力信号は値１をとる。出力側７６における信号Ａ
ＨＤも、減算器７３の出力信号の正負の符号が正である
場合には値１をとる。
【００３６】図５は、ステレオマルチプレクス信号の対
称性検出器１１（図１）の１つの実施例を示す。対称性
検出器１１の機能は、ステレオマルチプレクス信号に、
ステレオ差信号の搬送波に対して９０゜位相がずれてい
る基準搬送波を乗算した場合に側波帯の振幅が同一の大
きさならば出力信号が発生しないことを基礎にしてい
る。このような信号はいずれにせよ、ステレオデコーダ
で搬送波周波数のステレオ差信号の直交復調により発生
する。この復調では、２つの互いに９０゜位相がずれて
いる基準搬送波との乗算が行われ、搬送波に対する位相
位置はＰＬＬ回路により定められている。
称性検出器１１（図１）の１つの実施例を示す。対称性
検出器１１の機能は、ステレオマルチプレクス信号に、
ステレオ差信号の搬送波に対して９０゜位相がずれてい
る基準搬送波を乗算した場合に側波帯の振幅が同一の大
きさならば出力信号が発生しないことを基礎にしてい
る。このような信号はいずれにせよ、ステレオデコーダ
で搬送波周波数のステレオ差信号の直交復調により発生
する。この復調では、２つの互いに９０゜位相がずれて
いる基準搬送波との乗算が行われ、搬送波に対する位相
位置はＰＬＬ回路により定められている。
【００３７】このようなステレオデコーダを使用する場
合、直交成分の復調から得られる信号を直接に低域フィ
ルタ８３に供給する。低域フィルタ８３には、分周係数
２４での分周による標本化周波数分周変換器８４が接続
されている。次いで８５で絶対値形成が行われ、次いで
発生信号ＳＤ１が閾値ＳＤＳと８６及び８７で比較され
る。８８において信号ＳＤ１が閾値ＳＤＳより大きい場
合比較結果が、出力側８９における信号ＡＳＤが値１を
有するように評価される。
合、直交成分の復調から得られる信号を直接に低域フィ
ルタ８３に供給する。低域フィルタ８３には、分周係数
２４での分周による標本化周波数分周変換器８４が接続
されている。次いで８５で絶対値形成が行われ、次いで
発生信号ＳＤ１が閾値ＳＤＳと８６及び８７で比較され
る。８８において信号ＳＤ１が閾値ＳＤＳより大きい場
合比較結果が、出力側８９における信号ＡＳＤが値１を
有するように評価される。
【００３８】副搬送波周波数のステレオ差信号が、搬送
波に対して位相が固定されていない２つの互いに９０゜
位相のずれた基準搬送波と乗算されるステレオデコーダ
のために、８３での低域フィルタによるろ波の前に、次
に説明する信号処理が必要である。入力側１６及び１７
に、２つの互いに９０゜位相がずれている基準搬送波と
の乗算により発生する信号ｌｍｒ１及びｌｍｒ２が供給
される。入力側１８，１９には、誤結合により発生する
誤差を表すそれぞれ１つの修正信号ｇ３８ｃ及びｇ３８
ｓが供給される。これらの修正信号の一方は７９で−１
と乗算された信号ｌｍｒ１が８０で乗算され、他方は８
１でｌｍｒ２とが乗算される。乗算器８０，８１の出力
信号は８２で加算されて低域フィルタ８３に供給され
る。
波に対して位相が固定されていない２つの互いに９０゜
位相のずれた基準搬送波と乗算されるステレオデコーダ
のために、８３での低域フィルタによるろ波の前に、次
に説明する信号処理が必要である。入力側１６及び１７
に、２つの互いに９０゜位相がずれている基準搬送波と
の乗算により発生する信号ｌｍｒ１及びｌｍｒ２が供給
される。入力側１８，１９には、誤結合により発生する
誤差を表すそれぞれ１つの修正信号ｇ３８ｃ及びｇ３８
ｓが供給される。これらの修正信号の一方は７９で−１
と乗算された信号ｌｍｒ１が８０で乗算され、他方は８
１でｌｍｒ２とが乗算される。乗算器８０，８１の出力
信号は８２で加算されて低域フィルタ８３に供給され
る。
【００３９】図６の論理回路網、高域フィルタ検出器１
０（図１）と対称性検出器１１との２つの出力信号ＡＨ
ＤとＡＳＤとの選択的な論理結合を可能にする。その実
現のためにこれら２つの信号は入力側９１，９２からＡ
ＮＤ回路９３及びＯＲ回路９４を介し、４つの入力側を
有する切換えスイッチ９５に供給される。供給された制
御信号ＬＮ１及びＬＮ２を用いてＡＮＤ回路９３の出力
側又はＯＲ回路９４の出力側又は入力側９１，９２のう
ちの１つを出力側９６に接続できる。出力側９６をＡＮ
Ｄ回路９３の出力側に接続する場合、信号ＤＤ１は、２
つの入力側信号ＡＨＤ及びＡＳＤがレベル１を有する場
合にのみレベル１をとる。従って、高域フィルタ検出器
１０も対称性検出器１１も障害を検出した場合にのみ障
害が通報される。
０（図１）と対称性検出器１１との２つの出力信号ＡＨ
ＤとＡＳＤとの選択的な論理結合を可能にする。その実
現のためにこれら２つの信号は入力側９１，９２からＡ
ＮＤ回路９３及びＯＲ回路９４を介し、４つの入力側を
有する切換えスイッチ９５に供給される。供給された制
御信号ＬＮ１及びＬＮ２を用いてＡＮＤ回路９３の出力
側又はＯＲ回路９４の出力側又は入力側９１，９２のう
ちの１つを出力側９６に接続できる。出力側９６をＡＮ
Ｄ回路９３の出力側に接続する場合、信号ＤＤ１は、２
つの入力側信号ＡＨＤ及びＡＳＤがレベル１を有する場
合にのみレベル１をとる。従って、高域フィルタ検出器
１０も対称性検出器１１も障害を検出した場合にのみ障
害が通報される。
【００４０】出力側９６がＯＲ回路９４に接続された場
合、検出器のうちの１つが障害を検出するだけで障害が
通報される。出力側９６が入力側９１又は入力側９２に
接続された場合、高域フィルタ検出器１０又は対称性検
出器１１が障害を検出すると障害が通報される。制御信
号ＬＮ１，ＬＮ２は予め調整でき、場合に応じてラジオ
受信機のその都度の使用条件を整合するためにも調整で
きる。
合、検出器のうちの１つが障害を検出するだけで障害が
通報される。出力側９６が入力側９１又は入力側９２に
接続された場合、高域フィルタ検出器１０又は対称性検
出器１１が障害を検出すると障害が通報される。制御信
号ＬＮ１，ＬＮ２は予め調整でき、場合に応じてラジオ
受信機のその都度の使用条件を整合するためにも調整で
きる。
【００４１】図７は、パルス幅弁別器１３（図１）を示
す。この回路の重要な構成素子は、同期５ｂｉｔ２進ダ
ウンカウンタ９８である。その反転ロード入力側に入力
側９９を介して信号ＤＤ１が論理回路網１２（図１）か
ら供給される。ＮＡＮＤ回路１００の入力側は、一方で
は入力側９９に接続され、他方ではＮＯＲ回路１０１の
出力側に接続されかつカウンタ９８の反転カウントイネ
ーブル入力側に接続されている。カウンタ９８のプリセ
ット入力側には、選択可能な不感時間を表す定数信号Ｑ
ＤＤを供給できる。
す。この回路の重要な構成素子は、同期５ｂｉｔ２進ダ
ウンカウンタ９８である。その反転ロード入力側に入力
側９９を介して信号ＤＤ１が論理回路網１２（図１）か
ら供給される。ＮＡＮＤ回路１００の入力側は、一方で
は入力側９９に接続され、他方ではＮＯＲ回路１０１の
出力側に接続されかつカウンタ９８の反転カウントイネ
ーブル入力側に接続されている。カウンタ９８のプリセ
ット入力側には、選択可能な不感時間を表す定数信号Ｑ
ＤＤを供給できる。
【００４２】信号ＤＤ１がレベル０をとっている（すな
わち障害がない）間、ロード入力側を介してカウンタ９
８が計数状態ＱＤＤに保持される。これによりＮＯＲ回
路１０１の出力側のレベルは０であり、これにより出力
側１０２における信号ＤＤ２のレベルは値１をとる。信
号ＤＤ２においてレベル１は、障害がないことを意味す
る。信号ＤＤ１がレベル１に跳躍することによりカウン
タ９８はダウンカウントを開始する。しかし信号ＤＤ２
のレベルは、信号ＤＤ１が少なくとも所定の不感時間の
間中断されずにレベル１を維持する場合にのみ変化す
る。このダウカウントにより計数状態は値０に到達し、
これによりＮＡＮＤ回路１０１の出力信号は１に跳躍
し、これによりカウントは計数状態０に固定保持され、
信号ＤＤ２はレベル０に移行する。信号ＤＤ１が再びレ
ベル０に跳躍すると、カウントは再び新たにロードさ
れ、信号ＤＤ２は、遅延なしに値１を取る。不感時間
は、計数状態ＱＤＤと、カウンタがクロック制御される
クロック周期との積に等しい。
わち障害がない）間、ロード入力側を介してカウンタ９
８が計数状態ＱＤＤに保持される。これによりＮＯＲ回
路１０１の出力側のレベルは０であり、これにより出力
側１０２における信号ＤＤ２のレベルは値１をとる。信
号ＤＤ２においてレベル１は、障害がないことを意味す
る。信号ＤＤ１がレベル１に跳躍することによりカウン
タ９８はダウンカウントを開始する。しかし信号ＤＤ２
のレベルは、信号ＤＤ１が少なくとも所定の不感時間の
間中断されずにレベル１を維持する場合にのみ変化す
る。このダウカウントにより計数状態は値０に到達し、
これによりＮＡＮＤ回路１０１の出力信号は１に跳躍
し、これによりカウントは計数状態０に固定保持され、
信号ＤＤ２はレベル０に移行する。信号ＤＤ１が再びレ
ベル０に跳躍すると、カウントは再び新たにロードさ
れ、信号ＤＤ２は、遅延なしに値１を取る。不感時間
は、計数状態ＱＤＤと、カウンタがクロック制御される
クロック周期との積に等しい。
【００４３】非対称積分器２０，２１（図１）のための
１つの実施例が図８に示されている。入力側１０５〜１
０８を介して信号ＤＤ２及び２つの定数ＡＳＴ１及びＡ
ＳＴ２及びクロック信号が供給可能である。非対称積分
器２０，２１のためにそれぞれ１つの１６ｂｉｔレジス
タ１０９，１１０及び１つの加算器１１１，１１２及び
１つのＡＮＤ回路１１３，１１４が設けられている。レ
ジスタ１０９の出力側１１５から信号ＡＴ１が取出し可
能であり、レジスタ１１０の出力側は減算器１１６及び
乗算器１１７を介して信号ＡＭＵのための出力側１１８
に接続されている。
１つの実施例が図８に示されている。入力側１０５〜１
０８を介して信号ＤＤ２及び２つの定数ＡＳＴ１及びＡ
ＳＴ２及びクロック信号が供給可能である。非対称積分
器２０，２１のためにそれぞれ１つの１６ｂｉｔレジス
タ１０９，１１０及び１つの加算器１１１，１１２及び
１つのＡＮＤ回路１１３，１１４が設けられている。レ
ジスタ１０９の出力側１１５から信号ＡＴ１が取出し可
能であり、レジスタ１１０の出力側は減算器１１６及び
乗算器１１７を介して信号ＡＭＵのための出力側１１８
に接続されている。
【００４４】信号ＤＤ２が０である（すなわち障害があ
る）間はレジスタ出力側も値０を有する。従って、同様
に供給された定数信号おいてＡＴ１＝０及びＡＭＵ＝Ａ
ＳＴ３が成り立つ。信号ＤＤ２が１に移行して（すなわ
ち障害が無くなり）このレベルにとどまっている場合、
その間にわたりレジスタの出力値は定数信号ＡＳＴ１及
びＡＮＤに依存して線形で上昇する。出力値はそれぞれ
の最大値に到達すると、再び障害が発生して信号ＤＤ２
が再び０となってレジスタを急激にリセットするまで最
大値を維持する。なお、出力値がそれぞれの最大値に達
したことは、加算器１１１，１１２のオーバーフローを
検出することにより分かる。
る）間はレジスタ出力側も値０を有する。従って、同様
に供給された定数信号おいてＡＴ１＝０及びＡＭＵ＝Ａ
ＳＴ３が成り立つ。信号ＤＤ２が１に移行して（すなわ
ち障害が無くなり）このレベルにとどまっている場合、
その間にわたりレジスタの出力値は定数信号ＡＳＴ１及
びＡＮＤに依存して線形で上昇する。出力値はそれぞれ
の最大値に到達すると、再び障害が発生して信号ＤＤ２
が再び０となってレジスタを急激にリセットするまで最
大値を維持する。なお、出力値がそれぞれの最大値に達
したことは、加算器１１１，１１２のオーバーフローを
検出することにより分かる。
【００４５】図９は、入力側１２０に供給可能な信号Ａ
ＭＣの重み付け回路９のための１つの実施例を示す。減
算器１２１及び正負の符号検出器１２２及び評価器１２
３を用いて、閾値ＷＦＳまでは信号ＡＭＣに等しく次い
で信号ＡＭＣの増大と無関係に値ＷＦＳのままである信
号ＡＭＣ１が発生される。この信号ＡＭＣ１は１２４で
自乗される。
ＭＣの重み付け回路９のための１つの実施例を示す。減
算器１２１及び正負の符号検出器１２２及び評価器１２
３を用いて、閾値ＷＦＳまでは信号ＡＭＣに等しく次い
で信号ＡＭＣの増大と無関係に値ＷＦＳのままである信
号ＡＭＣ１が発生される。この信号ＡＭＣ１は１２４で
自乗される。
【００４６】信号ＡＭＣ１及びその自乗信号は、それぞ
れ１２５，１２６でそれぞれ係数ＷＦ１１，ＷＦ１２を
乗算され、従って１２７での加算により、領域０〜ＷＦ
Ｓの中で信号ＡＭＣに自乗依存する信号が発生する。別
の加算器１２８，１２９及び別の乗算器１３０は、定数
信号ＷＦ１Ｏ及びＷＦ１Ｂの加算及び係数ＷＦ１Ａとの
乗算を可能にする。出力側１３１からはＡFEが取出し可
能である。信号ＦＳＴ１６の重み付け回路２２も前述の
ように構成されている。
れ１２５，１２６でそれぞれ係数ＷＦ１１，ＷＦ１２を
乗算され、従って１２７での加算により、領域０〜ＷＦ
Ｓの中で信号ＡＭＣに自乗依存する信号が発生する。別
の加算器１２８，１２９及び別の乗算器１３０は、定数
信号ＷＦ１Ｏ及びＷＦ１Ｂの加算及び係数ＷＦ１Ａとの
乗算を可能にする。出力側１３１からはＡFEが取出し可
能である。信号ＦＳＴ１６の重み付け回路２２も前述の
ように構成されている。
【図１】本発明の回路装置のブロック回路図である。
【図２】本発明の回路装置を有するラジオ受信機の一部
のブロック回路図である。
のブロック回路図である。
【図３】本発明の回路装置の一部の高域フィルタのブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図４】高域フィルタの出力信号を評価するための検出
器回路のブロック回路図である。
器回路のブロック回路図である。
【図５】副搬送波周波数のステレオ差信号の側波帯のた
めの対称性検出器のブロック回路図である。
めの対称性検出器のブロック回路図である。
【図６】論理回路網のブロック回路図である。
【図７】別の副信号をフィルタによりろ波するための回
路装置のブロック回路図である。
路装置のブロック回路図である。
【図８】別副信号のための非対称積分器のブロック回路
図である。
図である。
【図９】副信号の重み付けのための回路装置である。
１ 入力側 ２ 櫛形フィルタ ３ 標本化周波数逓降器 ４ 標本化周波数逓降器 ５ 低域フィルタ ６，７ 低域フィルタ素子 ８ 切換えスイッチ ９ 重み付け器 １０ 高域フィルタ検出器 １１ 対称性検出器 １２ 論理回路網 １３ パルス幅弁別器 １４ 入力側 １５ 標本化周波数逓降器 １６〜１９ 入力側 ２０，２１ 積分器 ２２ 重み付け器 ２３ 乗算器 ２４ 乗算器 ２５ 入力側 ２６ 出力側 ２７ 乗算器 ２８ 出力側 ２９，３０，３１ 出力側 ３２ 圧縮特性曲線器 ３３ 入力側 ３４ 比較器 ４１，４２ 本発明の回路装置 ４３ 入力側 ４４ 入力側 ４５ 標本化周波数分周器 ４６ 低域フィルタ ４７ 補償フィルタ ４８ 自動障害抑圧器 ４９ ステレオデコーダ ５１ 制御可能な減衰量を有する回路 ５２ ソース切換えスイッチ ５３ オーディオプロセッサ ５４，５５，５６，５７ 出力側 ５８ デコーダ ５９ サーチ走行ストップ回路 ６０ 制御ユニット ６３，６４ 入力側 ６５ 標本化周波数逓降器 ６６ 遅延時間補償器 ６７ 減算器 ７０ 入力側 ７１ 絶対値形成器 ７２ 低域フィルタ ７３ 減算器 ７４ 正負の符号検出器 ７５ 評価器 ７６ 出力側 ８０，８１ 乗算器 ８２ 加算器 ８３ 低域フィルタ ８４ 標本化周波数分周変換器 ８５ 絶対値形成器 ８６ 加算器 ８７ 正負の符号検出器 ８８ 比較結果評価器 ８９ 出力側 ９０，９１ 入力側 ９３ ＡＮＤ回路 ９４ ＯＲ回路 ９６ 出力側 ９８ カウンタ ９９ カウンタ １０１ ＮＯＲ回路 １０２ 出力側 １０５〜１０８ 入力側 １０９，１１０ １６ｂｉｔレジスタ １１１，１１２ 加算器 １１３，１１４ ＡＮＤ回路 １１５ 出力側 １１６ 減算器 １１７ 乗算器 １１８ 出力側 １２０ 入力側 １２１ 減算器 １２２ 正負の符号検出器 １２３ 評価器 １２４ 信号自乗器 １２５，１２６ 係数乗算器 １２７ 加算器 １３０ 乗算器 １３１ 出力側 ＡFE 発生雑音減衰量 ＡＨＤ 信号 ＡＭ１ 出力信号 ＡＭＣ 信号 ＡＭＵ 出力信号 ＡＳＤ 信号 ＡＴ１ 出力信号 Ｄ ステレオチャネル分離分離 ＤＤ１ 信号 ＤＤ２ 信号 ＤＦＳＴ 信号 ＦＭＯ 信号 ＦＳＴ８ 電界強度信号 ＦＳＴ１６ 電界強度信号 ＨＤＳ 閾値 Ｌ１，Ｒ１ オーディオ信号 Ｌ２，Ｒ２ オーディオ信号 ＬＦ，ＬＲ，ＲＦ，ＲＲ 信号 ｌｍｒ１，２ 信号 ＬＮ１，２ 制御信号 ＭＰＸ１，２，３，４，５ ステレオマルチプレクス信
号 ＳＤ１ 信号 ＳＤＳ 閾値 ＷＦ２ 電界強度信号 ＷＦ１１，１２ 係数信号 ＦＦ１Ａ 係数信号 ＷＦ１０，１Ｂ 定数信号
号 ＳＤ１ 信号 ＳＤＳ 閾値 ＷＦ２ 電界強度信号 ＷＦ１１，１２ 係数信号 ＦＦ１Ａ 係数信号 ＷＦ１０，１Ｂ 定数信号
Claims (16)
- 【請求項１】 受信信号を復調する、受信信号の品質に
依存する少なくとも１つの品質信号の導出回路装置にお
いて、電界強度に依存する副信号と別の副信号とを前記
復調受信信号から導出し、品質信号を形成するため電界
強度に依存する前記副信号と別の前記副信号とを組合せ
ることを特徴とする受信信号の品質に依存する少なくと
も１つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項２】 別の副信号が、復調受信信号の有効周波
数領域の上方に位置する成分の振幅に依存することを特
徴とする請求項１に記載の受信信号の品質に依存する少
なくとも１つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項３】 ラジオデータ信号を有するステレオマル
チプレクス信号において高域周波数成分が６０ｋＨｚよ
り上方に位置することを特徴とする請求項２に記載の受
信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信号の導
出回路装置。 - 【請求項４】 別の副信号が、復調受信信号の中に含ま
れる変調された副搬送波の側波帯の対称性に依存するこ
とを特徴とする請求項１に記載の受信信号の品質に依存
する少なくとも１つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項５】 変調された副搬送波が、副搬送波周波数
のステレオ差信号であることを特徴とする請求項１に記
載の受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信
号の導出回路装置。 - 【請求項６】 副搬送波周波数のステレオ差信号が、前
記副搬送波と結合されている基準搬送波との乗算によっ
て復調される請求項５に記載の受信信号の品質に依存す
る少なくとも１つの品質信号の導出回路装置において、
側波帯の対称性に依存する別の副搬送波を導出するため
に、副搬送波周波数のステレオ差信号に、９０゜位相の
ずれた前記基準搬送波を乗算して得た信号の絶対値を形
成し、前記絶対値を閾値と比較することを特徴とする請
求項５に記載の受信信号の品質に依存する少なくとも１
つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項７】 副搬送波周波数のステレオ差信号が、前
記副搬送波と結合されていない基準搬送波との乗算によ
って復調される請求項５に記載の受信信号の品質に依存
する少なくとも１つの品質信号の導出回路装置におい
て、側波帯の対称性に依存する別の副信号を導出するた
めに、前記副搬送波周波数の前記ステレオ差信号に２つ
の互いに９０位相ずれしている基準搬送波を乗算して得
た２つの信号のそれぞれに、前記副搬送波とそれぞれの
基準搬送波との間の位相ずれから導出された修正信号を
それぞれ１つ乗算し、これにより得た２つの値を加算
し、前記加算により得た信号の絶対値を形成し、前記絶
対値を閾値と比較することを特徴とする請求項５に記載
の受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信号
の導出回路装置。 - 【請求項８】 絶対値の形成が自乗により行われること
を特徴とする請求項６又は請求項７に記載の受信信号の
品質に依存する少なくとも１つの品質信号の導出回路装
置。 - 【請求項９】 復調された信号が、ラジオデータ信号を
有するステレオマルチプレクス信号である請求項１に記
載の受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質信
号の導出回路装置において、第１の信号を、前記ステレ
オマルチプレクス信号の６０ｋＨｚより上方の成分から
導出し、第２の信号を、搬送波周波数のステレオ差信号
の側波帯を互いに比較することにより導出し、第１の信
号及び第２の信号を、別の副信号を形成するために論理
回路（１２）及びパルス幅弁別器（１３）を介して取出
すことを特徴とする請求項１に記載の受信信号の品質に
依存する少なくとも１つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項１０】 副信号を導出するために振幅復調器及
び低域フィルタ（６）を設けたことを特徴とする請求項
１に記載の受信信号の品質に依存する少なくとも１つの
品質信号の導出回路装置。 - 【請求項１１】 振幅復調した受信信号を、異なる遮断
周波数を有する２つの低域フィルタ（６，７）に供給で
き、前記低域フィルタの出力側を、別の副信号により制
御できる切換えスイッチ（８）の入力側に接続したこと
を特徴とする請求項１０に記載の受信信号の品質に依存
する少なくとも１つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項１２】 切換えスイッチ（８）の出力信号（Ａ
ＭＣ）を重み付けし、この重み付けした前記出力信号
（ＡＭＣ）に、非対称積分器（２１）を介して伝送した
副信号を乗算して品質信号（ＡＦＥ＿ＡＭＵ）を形成
し、前記品質信号（ＡＦＥ＿ＡＭＵ）を、復調された信
号から得られた低周波信号を障害中に減衰するために用
いることを特徴とする請求項３から請求項１０のうちの
いずれか１つの請求項受信信号の品質に依存する少なく
とも１つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項１３】 副信号（ＦＳＴ１６）を重み付けし、
この重み付けされた副信号に、非対称積分器（２０）を
介して伝送された別の副信号を乗算して品質信号（Ｄ）
を形成し、前記品質信号（Ｄ）を、障害中にステレオチ
ャネル分離度を低下するために用いることを特徴とする
請求項３から請求項１０のうちのいずれか１つの請求項
に記載の受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品
質信号の導出回路装置。 - 【請求項１４】 電界強度に依存する別の信号（ＦＳＴ
８）を形成するために副信号（ＦＳＴ１６）を、前記副
信号（ＦＳＴ１６）の大きい値の場合に比して副信号
（ＦＳＴ１６）の小さい値の場合により強く上昇する特
性曲線により重み付けすることを特徴とする請求項１に
記載の受信信号の品質に依存する少なくとも１つの品質
信号の導出回路装置。 - 【請求項１５】 特性曲線を、部分区間毎に変化可能な
係数を有する１次多項式により形成したことを特徴とす
る請求項１４に記載の受信信号の品質に依存する少なく
とも１つの品質信号の導出回路装置。 - 【請求項１６】 電界強度変化信号（ＤＦＳＴ）を形成
するために副信号（ＦＳＴ１６）を、本発明の回路装置
に供給された電界強度信号（ＶＦＳＴ）と比較すること
を特徴とする請求項１に記載の受信信号の品質に依存す
る少なくとも１つの品質信号の導出回路装置。
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