JPS5843301Y2 - 受信機における受信状態自動選択回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は中間周波増幅段やフロントエンド等の周波数
帯域幅を切換え得るようにした受信機に関するものであ
る。

周知のようにＦＭ受信機に訃いては、中間周波増幅段等
の帯域幅が広い状態では、低歪率となると共にＦＭステ
レオ放送の左右チャンネルの分離が良好となって放送を
高忠実度で受信・再生することが可能となるが、逆に選
択度特性が低下するため、信号が微弱である場合や強力
な隣接信号が存在する場合にノイズや隣接信号による妨
害によって再生された音声信号が聞きづらくなることが
ある。

このため従来から、中間周波増幅段等の帯域幅を２段以
上に切換え可能となるように構成し、通常は広帯域に設
定して高忠実度の受信を行うと共に妨害が存在する場合
に狭帯域に切換えて高選択度受信を行い得るようにした
受信機が実用に供されている。

しかしながら、従来のこの型式の受信機は、手動操作に
よって帯域幅を切換えるように構成されており、使用者
が音声出力を聴取してその音声によりいずれの帯域幅が
最適であるかを判断しなければならなかったが、このよ
うな判断には熟練を要するから必ずしも最適な状態で受
信できるとは限らず、また操作する手間も煩雑であった
。

さらに選局操作時にむいては帯域幅が広イ場合に正確な
同調をとり難いこともあり、したがって選局操作時には
帯域幅を狭くすることが望ましいが、このような切換操
作を選局操作時に行うことはきわめて煩雑である。

この考案は以上のような事情に鑑みてなされたもので、
受信機に帯域幅切換回路を設けて、この帯域幅切換回路
をフリップフロップ回路で制御するようにし、かつ受信
機の同調状態を検出する第２検出器からの信号によって
帯域幅を広帯域となるように前記フリップフロップ回路
をセットし、復調信号に含１れるノイズのレベルを検出
する第１検出器からの信号によって前記フリップフロッ
プ回路をリセットするようにし、これによって手動切換
操作を不要にすると共に、受信機の状態に応じて適当な
帯域幅が自動的に得られるようにしたものである。

またこの考案の自動選択回路は、フリップフロップ回路
と第２検出器との間に微分回路を介挿して、選局操作に
より同調がとれた時のみフリップフロップ回路がセット
されるようにしたものである。

そしてまた、前記第２検出器を、復調信号に含壕れる直
流成分を検出する直流成分検出回路で構成して、同調状
態を良好に検出し得るようにしたものである。

さらにこの考案の別の態様は、前記第２検出器を直流成
分検出回路と、この直流成分検出回路からの信号および
第１検出器からのノイズ検出信号とが加わった時のみ信
号を出力するアンド回路とで構成醜受信機の同調がとれ
かつ同調点で雑音が少ない時のみ広帯域に切換えられる
ようにしたものである。

以下この考案の実施例につき図面に基づいて説明すると
、第１図はこの考案の第１実施例を示す図で、チューナ
部１の信号系路は従来装置と同様にフロントエンド２と
、中間周波増幅段３と、復調器４とから構成されている
。

前記中間周波増幅段３には、その周波数帯域幅を広帯域
トよび狭帯域の２段階または３段階以上に切換えるため
の帯域幅切換回路５が設けられている。

ｌた前記復調器４の出力側は、ＦＭ復調信号に含寸れる
ノイズのレベルを検出する第１検出器６と、ＦＭ復調信
号の８字特性を利用して同調状態を検出する第２検出器
７とが接続されている。

前記第１検出器６は、前述のノイズレベルが所定のレベ
ルヲ越えた状態でノイズ検出信号、換言すれば後述する
フリップフロップ回路をリセットするためのリセット信
号を出力するものであり、復調器４からの復調信号の高
域成分のみを通過させるバイパスフィルタ８と、このバ
イパスフィルタを通過した信号の大小に応答して自動的
に利得が制御される自動利得制御増幅器９と、この自動
利得制御増幅器９の利得制御動作により制御されて前記
リセット信号を出力する切換レベル検出回路１０とから
構成されている。

ここで前記バイパスフィルタ８は、復調信号に含１れる
可聴帯域外の高域雑音成分を復調信号から取出すもので
あり、したがって自動利得制御増幅器９は雑音成分の大
小に応答して利得が制御される。

すなわち自動利得制御増幅器９は、前記雑音成分が増大
した時にこれに対応して図示しない増幅用トランジスタ
のコレクタ電流直流分等の被制御電流が減少するもので
ある。

そして前記切換レベル検出回路１０ば、前記被制御電流
が所定の切替レベル以下となった時にリセット信号を出
力するものである。

したがって切換レベル検出回路１０は、雑音成分が所定
のレベルを越えた時にリセット信号を出力することにな
る。

一方、前記第２検出器７は、チューナ一部１の同調がと
れた時にこれを検出して、同調検出信号を出力するため
のものであり、復調信号の直流成分を検出して、復調信
号に直流成分が含１れる状態では高レベルになると共に
直流成分が含１れない状態では低レベル若しくは零レベ
ルとなるような信号を出力する直流成分検出器１１と、
この直流成分検出器１１からの信号を反転するインバー
タ１３とから構成されてトリ、またこのインバータ１３
の出力側は微分回路１２に接続されている。

前記第１検出器６の切換レベル検出回路１０の出力側と
、微分回路１２の出力側とはそれぞれフリップフロップ
回路１４に接続されている。

このフリップフロップ回路１４は前記中間周波増幅段３
の帯域幅切換回路５を制御するための制御回路を構成す
るものであり、前記微分回路１２から高レベルの信号す
なわちセット信号が入力された時に、前記帯域幅切換回
路５を広帯域に切換えるようにセットされ、また第１検
出器６からリセット信号が人力された時に帯域幅切換回
路５を狭帯域に切換えるようにリセットされるものであ
る。

次に前述の第１の実施例の動作について説明すれば、選
局操作を開始して未だ同調が取れていない状態、すなわ
ち離調状態ではノイズレベルが高くなっているから、こ
のノイズレベルが第１検出器６により検出されてリセッ
ト信号がフリップフロップ回路１４に入力され、これに
よりフリップフロップ回路１４がリセットされて前記帯
域幅切換回路５が狭帯域に切換えられる。

すなわち狭帯域特性で受信される。

次いで同調点近傍に至れば、通常は復調信号に含１れる
雑音成分が著しく小さくなるため第１検出器６からのリ
セット信号の人力が停止し、これによってフリップフロ
ップ回路１４はセット可能な状態となり、完全な同調点
に達すれば、復調信号にはその８字特性によって直流成
分が含１れなくなるから、第２検出器７の出力が零レベ
ルから高レベルへ変化し、これによって微分回路１２か
ら高レベルの信号すなわちセット信号がフリップフロッ
プ回路１４へ入力され、このフリップフロップ回路１４
がセットされて帯域幅切換回路５が広帯域に切換えられ
、広帯域受信状態となる。

このように選局が終了して広帯域受信状態に切換えられ
た状態に訃いて復調信号に含１れるノイズ、妨害信号等
が増加しなければ第１検出器６からリセット信号が発生
しないから広帯域受信状態が維持される。

一方、広帯域に切換えられたために復調信号に含１れる
ノイズ、妨害信号等が増加した場合には、再び第１検出
器６からリセット信号がフリップフロップ回路１４へ加
わり、これによって７１７ツプフロツプ回路１４がリセ
ットされて帯域幅切換回路５が狭帯域に切換えなれる。

なおこのように狭帯域に切換えられれば、通常ノイズや
妨害信号等が減少するから、第１検出器６からのリセッ
ト信号がフリップフロップ回路１４に加わらなくなるこ
ともある。

この場合に狭帯域受信状態から広帯域受信状態に復帰す
ると仮定すれば、広帯域受信状態に復帰すれば再びノイ
ズ等が増加するから、再々度狭帝域受信状態に戻ること
になり、安定な受信状態を維持できなくなる。

しかしながら実施例においては第２検出器Ｉとフリップ
フロップ回路１４との間に微分回路１２が介挿されてい
るから、高レベルのセット信号がフリップフロップ回路
１４に加わるのは離調状態から同調状態へ変化した時だ
けであり、同調状態が維持されている場合にはセット信
号が加わらない。

したがって前述のように同調状態において、狭帯域受信
状態へ切換えられたことによりノイズ等が減少してリセ
ット信号が停止してもフリップフロップ回路１４が再び
セットされることはなく、狭帯域受信状態が安定に維持
される。

第２図はこの考案の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

第２図において第１図に示される要素と同一の要素につ
いては同一の符号を附し、その詳細は省略する。

この実施例においては、第１検出器６の自動利得制御増
幅器９に、前記切換レベル検出回路１０の他、自動利得
制御増幅回路９の前記被制御電流により雑音レベルが所
定のレベルを越えたことを検出するスケルチレベル検出
回路１５が接続されており、また第２検出器７には、直
流成分検出器１１の検出出力信号とスケルチレベル検出
回路１５の検出信号とが加わった時に信号を出力するア
ンド回路１６が設けられており、このアンド回路１６の
出力側が前述の微分回路１２に接続されている。

また復調器４の出力側とチューナ出力端子１７との間に
は復調回路４からの信号を遮断するためのゲート回路１
８が介挿されて３す、このゲート回路１８は平常時遮断
されると共に、前記アンド回路１６から信号が入力した
時に開放されるように構成されている。

この他の構成妹第１実施例と同様である。

前述のような第２実施例の動作について説明すれば、選
局操作を開始して未だ同調が取れていない状態、すなわ
ち離調状態では前述の第１実施例と同様に第１検出器６
からのリセット信号によってフリップフロップ回路１４
がリセットされて、狭帯域受信状態が選択される。

次いで同調点近傍に至って復調信号に含１れる雑音成分
が少なくなればリセット信号が入力されなくなってフリ
ップフロップ回路１４がセット可能な状態となる。

そして完全な同調点に達しかつその同調点で雑音成分が
きわめて少なければ、直流成分検出器１１からの同調点
検出信号すなわち同調点に達したことを意味する信号と
スケルチレベル検出信号すなわち雑音レベルが充分に低
いことを意味する信号とがアンド回路１６に加わり、こ
のアンド回路１６から微分回路１２を介してフリップフ
ロップ回路１４にセント信号が加わり、これによりフリ
ップフロップ回路１４がセットされて帯域幅切換回路５
が広帯域に切換えられる。

また完全な同調点に達してもその同調点で雑音成分があ
るレベル以上存在すればスケルチレベル検出回路１５か
らの信号がアンド回路１６に加わらないから、アンド回
路１６からセット信号が出力せず、したがって広帯域に
切換えられずに狭帯域受信状態を維持する。

さらに前述のように同調点に達して広帯域に切換えられ
たことにより雑音レベルが増大すれば、前記第１実施例
と同様に第１検出器６からのリセット信号によって再び
狭帯域受信状態に切換えられる。

なお第２図の実施例において、ゲート回路１８は平常時
遮断されると共に、アンド回路１６から信号が入力した
時に開放されるものであるから、ノイズレベルが高い場
合トよび完全に同調点に達していない場合に遮断され、
完全に同調点に達しテカツノイズレベルが低い場合にの
み開放される。

したがって同調点に達してもノイズレベルが低い場合に
のみＦＭ復調信号をチューナ出力端子１７へ出力させ、
これ以外の場合にはＦＭ復調信号を出力させず、いわゆ
るミューティング状態を保つ。

第３図には前述の第２実施例を具体化した回路例を示す
。

第３図において、１９は図示しないフロントエンドから
中間周波信号が入力される入力端子であり、この入力端
子１９には、フィルタ２０．２０’訃よび増幅器２１，
２２．２３を具備しかつ増幅器２１．２２の間に帯域幅
切換回路５が介挿された中間周波増幅段３が接続されて
いる。

前記帯域幅切換回路５は、フィルタ２４トよび抵抗Ｒ１
Ｒ２を直列に接続してなる糸路２５と、抵抗Ｒ３Ｉｎ２
を直列に接続してなる糸路２６とを並列に接続し、かつ
前記糸路２５のフィルタ２４０入力端と接地間にトラン
ジスタ２７を接続すると共に同じくフィルタ２４の出力
端と接地間にトランジスタ２８を接続し、さらに前記糸
路２６の抵抗Ｒ３１Ｒ４の接続点を接地間にトランジス
タ２９を接続してなるものである。

すなわちこの帯域幅切換回路５は、トランジスタ２７．
２８を導通させて糸路２６に信号を通すことによって広
帯域に切換え、またトランジスタ２９を導通させて糸路
２５に信号を通すことによって狭帯域に切換えるもので
ある。

また前記帯域幅切換回路５を制御するためのフリップフ
ロップ回路１４は、トランジスタ３０゜３１等によって
構成されると共に、トリガ入力端子３２がトランジスタ
３００ベースに接続されている。

そしてこのトランジスタ３０のコレクタが抵抗Ｒ５を介
して前記帯域幅切換回路５のトランジスタ２９０ベース
に接続されると共に、トランジスタ３１のコレクタ抵抗
Ｒ６、Ｒ７を介して前記帯域幅切換回路５のトランジス
タ２７．２８のベースに接続されている。

一方、前記中間周波増幅段３の後段に接続された復調器
４の復調信号出力端３３は、ゲート回路１８を介してチ
ューナ出力端子１７に接続されている。

このゲート回路１８は、前記復調信号出力端３３からチ
ューナ出力端子１７に至る信号系路３４とアースとの間
に設けられたトランジスタ３５を具備し、このトランジ
スタ３５が導通することにより前述の信号系路３４を接
地させて復調信号を遮断するように構成されている。

また前記復調器４の復調信号出力端３３に接続された第
１検出器６のバイパスフィルタ８は従来公知ノル０回路
で構成され、第１検出器６の自動利得制御増幅器９は第
１段端幅用のトランジスタ３６と、第２段のトランジス
タ３７と、このトランジスタ３７の出力信号を整流する
整流回路３８と、この整流回路３８からの信号を前記第
１段のトランジスタ３６０ペースへ帰還させる帰還回路
３９とを具備し、前記・・イパスフィルタ８からの信号
が増大シた時にトランジスタ３６の直流コレクタ電流が
減少するように構成されている。

そして切換レベル検出回路１０は、トランジスタ４０．
４１を具備し、前＝ｉ動利得制御増幅器９のトランジス
タ３６のエミッタ電位の変動によりトランジスタ４１が
導通遮断するように構成されている。

なおこのトランジスタ４１はコレクタが前記フリップフ
ロップ回路を４のトリガ入力端３２に接続されると共に
エミッタが接地されている。

さらに前記自動利得制御増幅器９のトランジスタ３６の
コレクタ回路に挿入された分圧抵抗Ｒ８＠Ｒ９の中間接
続点にはスケルチレベル検出回路１５を構成するトラン
ジスタ４２０ベースが接続されている。

さらに前記復調信号出力端３３に接続された直流成分検
出器１１は、トランジスタ４３．４４を具備し、復調信
号の直流電圧を、零電位と比較するコンパレータ回路を
構成している。

そしてアンド回路１６は、並列に接続された一対のＰＮ
Ｐ型トランジスタ４５．４６を具備してなり、一方のト
ランジスタ４５０ベースが前記直流検出器１１の一方の
トランジスタ４３のコレクタに接続されると共に他方の
トランジスタ４６０ベースが同じく直流検出器１１の他
方のトランジスタ４４のコレクタに接続され。

かつまた両トランジスタ４５゜４６０ベースがそれぞれ
抵抗ＲＩＯＩＲＩＩを介して前記スケルチレベル検出回
路１５のトランジスタ４２のコレクタに接続されている
。

そして両トランジスタ４５．４６のコレクタがアンド回
路１６の出力端子４７となって、前記ゲート回路１８の
トランジスタ３５０ベースに接続されると共に、微分回
路１２０入力側に接続されている。

この微分回路１２はトランジスタ４８を具備し、入力信
号を反転して微分するように構成されている。

な１図中４９は狭帯域受信状態を表示するための発光ダ
イオードである。

以上の第３図の具体的回路例に於いて、ＦＭ復調信号に
含１れる雑音成分はノ・イパスフィルタ８を介して自動
利得制御増幅器９に加わり、トランジスタ３６．３７に
よって増幅されて整流回路３８により整流され、整流さ
れた負電圧が帰還回路３９を介してトランジスタ３６の
ベースに加わる。

したがって雑音成分が大きい場合にはトランジスタ３６
０ベースバイアス電圧が低下してこのトランジスタ３６
の直流コレクタ電流が減少し、エミッタ電位が下降する
。

このため切換レベル検出回路１０のトランジスタ４０の
ベースバイアス電圧が下降してこのトランジスタ４０の
コレクタ電流が減少し、コレクタ電圧が上昇してトラン
ジスタ４１が導通状態となる。

すなわちフリップフロップ回路１４のトリガ入力端子３
２が低レベルとなってこのフリップフロップ回路１４の
トランジスタ３０が遮断状態となる反面トランジスタ３
１が導通状態となり、これにより帯域幅切換回路５のト
ランジスタ２９が導通する反面、トランジスタ２７．２
８が遮断される。

すなわち糸路２６が接地されるから、前段の増幅器２１
からの信号が糸路２５を経て次段の増幅器２２に加わる
ことになり、狭帯域受信状態が選択された状態となる。

なおこのように、復調信号に含１れる雑音成分が多い状
態では、前述のように自動利得制御増幅器９のトランジ
スタ３６の直流コレクタ電流が少ないから、スケルチレ
ベル検出回路１５のトランジスタ４２０ベースに加わる
電圧が高＜、シたがってこのトランジスタ４２の導通が
浅くなっているから、直流検出器１１０両トランジスタ
４３゜４４に供給される電流が少なく、これらトランジ
スタ４３．４４のコレクタの電位が低下している。

したがってアンド回路１６のトランジスタ４５゜４６の
ベース電位が全体に低いから、アンド回路１６の少くと
も一方のトランジスタが導通して、このアンド回路１６
の出力端子４Ｔの電圧が高くなっている。

したがってゲート回路１８のトランジスタ３５が導通し
て、復調信号が遮断される。

すなわち、ミューティングされた状態となっている。

また、この狭帯域受信状態では発光ダイオード４９に電
流が流れるから、この発光ダイオードが発光して、狭帯
域受信状態であることを表示する。

そして選局が行なわれて同調点近傍に至り、これにより
雑音成分が減少すれば、前述と逆の動作によって第１検
出器６の切換レベル検出回路１０のトランジスタ４１が
遮断されるから、フリップフロップ回路１４のトリガ入
力端子３２が接地されなくなり、この結果フリップフロ
ップ回路１４は微分回路１２からの出力によって制御さ
れ得るようになる。

換言すれば、アンド回路１６からの信号によって狭帯域
受信状態が維持されるかまたは広帯域受信状態に切換え
られるかが制御されるようになる。

筐たこのような雑音成分が減少することによって自動利
得制御増幅器９のトランジスタ３６のコレクタ電流が増
大するから、スケルチレベル検出回路１５のトランジス
タ４２０ベース電圧が下降し、これによってこのトラン
ジスタ４２のコレクタ電流、換言すれば直流成分検出器
１１０両トランジスタ４３．４４に供給される電流が増
大して、アンド回路１６のトランジスタ４５，４６のベ
ースに加わる電圧が上昇傾向となる。

しかしながら完全に同調点に達していない場合には、復
調信号の中点電位が零レベルから偏倚しているから、直
流成分検出器１１のトランジスタ４３．４４のコレクタ
電位が互いに相異し、したがってアンド回路１６のトラ
ンジスタ４５゜４６の一方のトランジスタ、例えばトラ
ンジスタ４５０ベース電位が他方のトランジスタ４６の
べ−スミ位に対し低く、したがって一方のトランジスタ
４５が導通しているから、アンド回路１６の出力端４７
の電位は高レベルとなっている。

このため微分回路１２の出力は高レベルとならず、低レ
ベルとなっているから、フリップフロップ回路１４の状
態は反転しない。

すなわち狭帯域受信状態が維持される。

またこの状態ではゲート回路１８のトランジスタ３５は
導通状態が維持され、ミューティング状態が持続する。

完全に同調点に達すれば、復調信号の中点電位が零レベ
ルとなるから、直流検出器１１０両トランジスタ４３．
４４のベース電飲が同等となり、この結果これらトラン
ジスタ４３，４４のコレクタ電位、換言すればアンド回
路１６のトランジスタ４５．４６のベース電位が同等と
なる。

このことは、前段階でベース電位が低下していたアンド
回路１６の一方のトランジスタ４５のベース電位が上昇
することを意味する。

したがってこのトランジスタ４５が遮断される。

そしてアンド回路１６の他方のトランジスタ４６は前段
階から遮断状態となっているから、結局両トランジスタ
４５゜４６が遮断された状態となり、このためアンド回
路１６の出力端４７の電位が低下する。

この変化は微分回路１２によって反転および微分されて
高レベルの信号となり、フリップフロップ回路１４のト
リガ入力端子３２に入力され、このフリップフロップ回
路１４の一方のトランジスタ３０が導通すると共に他方
のトランジスタ３１が遮断される。

したがってトランジスタ３０のコレクタ電位が下降する
と共にトランジスタ３１のコレクタ電位が上昇し、これ
によって帯域幅切換回路５のトランジスタ２９が遮断さ
れると共にトランジスタ２７．２８が導通する。

すなわち糸路２５が接地されると共に糸路２６が接地さ
れなくなるから、中間周波増幅段３における増幅器２１
からの信号は糸路２６を経て後段の増幅器２２へ加えら
れるようになって、広帯域受信状態となる。

また、前述のようにアンド回路１６の出力端４Ｔの電位
が低レベルとなることによってゲート回路１８のトラン
ジスタ３５が遮断され、復調器４からの信号がチューナ
出力端子１７へ伝達されるようになる。

すなわちミューティングが解除される。

なお、完全に同調点に達しても、この同調点にづける雑
音や妨害がある一定レベル以上あれば既述の如（スケル
チレベル検出回路１５のトランジスタ４２の導通が浅く
なるから、直流検出器１１０両トランジスタ４３．４４
に供給される電流が少なくなる。

したがってトランジスタ４３，４４のコレクタ電位、す
なわちアンド回路１６のトランジスタ４５．４６のベー
ス電位が低くなるから、これらトランジスタ４５．４６
が導通して、アンド回路１６の出力端４７の電圧は高レ
ベルとなる。

したがって微分回路１２からは高レベルの信号が出力さ
れず、このためフリップフロップ回路１４の状態が反転
しないから、狭帯域受信状態が維持される。

また、完全に同調点に達して狭帯域から広帯域に切換え
られたことによって、雑音や防書信号が増大した場合に
は、既述の如く第１検出器６の切換レベル検出回路１０
のトランジスタ４１が導通ずるから、再びフリップフロ
ップ回路１４が反転して狭帯域受信状態へ戻る。

前述の説明で明らかなようにこの考案の回路を使用した
受信機にむいては、同調がとれていない状態、換言すれ
ば選局操作時に３いては復調器からの信号に含１れる雑
音成分が大きいため、狭帯域に切換えられ、また同調点
に達すれば（但し第２実施例では同調点に達しかつ同調
点における雑音成分が少なければ）広帯域に切換えられ
、さらに広帯域受信状態に訃いてノイズや妨害が大きく
なって復調信号に含まれる雑音成分が増加すれば再び狭
帯域に切換えられる。

したがってこの考案の回路によれば、選局操作を容易に
なし得ると共に、入力電波のノイズや妨害の状態に応じ
て最適な帯域幅に自動的に設定されるから、常に最適な
状態で放送を受信でき、かつ筐た帯域幅を手動切換する
という面倒な操作を不要になし得る。

また、ＦＭ受信機にトいては一般に隣接局の信号変調率
が小さい場合または変調されていない場合には隣接局の
信号によって妨害されないが、隣接局の信号電波が大き
く変調されている場合には妨害信号となることがあるか
ら、仮に狭帯域を優先させないとすれば、同調がとれた
状態でも隣接局の信号電波の変調度の変化により帯域幅
が切換って安定した受信状態を維持できなくなる訃それ
が、この発明の回路では前述のように狭帯域を優先して
、同調状態の検出信号が得られた時のみ広帯域に切換え
るようになっているから、同調状態で隣接局が存在して
狭帯域受信状態となっていれば隣接局の信号電波の変調
度の変化により帯域幅が切換ってし１うことかなく、安
定した受信状態を維持することができる効果が得られる
。

またこの考案においては、一旦希望する局を選局操作す
れば、電源オフ後の電源再投入時においても、また前記
局が放送を開始した時にむいても、前記第２検出器は非
同調状態から同調状態に移行したことを検出することが
できるから、伺ら同調操作を行なうことなく常に前記局
の放送を最適帯域幅に耘いて受信することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の第１の実施例を示すブロック図、第
２図はこの考案の第２の実施例を示すブロック図、第３
図は前記第２の実施例の具体的回路例を示す結線図であ
る。 ４・・・・・・復調器、５・・・・・・帯域幅切換回路
、６・・・・・・第１検出器、７・・・・・・第２検出
器、８・・・・・・バイパスフィルタ、９・・・・・・
自動利得制御増幅器、１０・・・・・・切換レベル検出
回路、１１・・・・・・直流成分検出器、１２・・・・
・・微分回路、１４・・・・・・フリップフロップ回路
（制御回路）、１５・・・・・・スケルチレベル検出回
路、１６・・・・・・アンド回路。

Claims (4)

【実用新案登録請求の範囲】
1. （１）■受信機の帯域幅を広帯域普たは狭帯域に切り換
   える帯域幅切換回路と、■前記帯域幅が広帯域である時
   の中間周波増幅段の出力信号と、前記帯域幅が狭帯域で
   ある時の中間周波増幅段の出力信号とが択一的に供給さ
   れる復調器と、■この復調器が出力する復調信号にむけ
   るノイズのレベルを検出する第１検出器と、■前記受信
   機の同調状態を検出する第２検出器と、■セット状態に
   耘いて前記帯域幅を広帯域に切り換え、リセット状態に
   釦いて同帯域幅を狭帯域に切り換えるフリップフロップ
   回路とを具備してなり、前記第２検出器の出力に基づい
   て前記受信機が非同調状態から同調状態に移行した時に
   前記フリップフロップ回路をセットし、前記第１検出器
   の出力に基づいて前記ノイズのレベルが所定レベルを越
   えた時に同フリップフロップをリセットするように構成
   したことを特徴とする受信機にむける受信状態自動選択
   回路。
2. （２）前記第２検出器と前記フリップフロップ回路との
   間に微分回路を介挿したことを特徴とする実用新案登録
   請求の範囲第１項記載の受信機に釦ける受信状態自動選
   択回路。
3. （３）前記第２検出器を、前記復調信号に含１れる直流
   成分を検出する直流成分検出器で構成したことを特徴と
   する実用新案登録請求の範囲第１項記載の受信機にｐけ
   る受信状態自動選択回路。
4. （４）前記第２検出器を、前記復調信号に含１れる直流
   成分を検出する直流成分検出器と、この直流成分検出器
   の出力信号釦よび前記第１検出器の出力信号とが加わる
   アンド回路とから構成したことを特徴とする実用新案登
   録請求の範囲第１項記載の受信機に釦ける受信状態自動
   選択回路。