JPS6223501B2 - - Google Patents
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- JPS6223501B2 JPS6223501B2 JP54148899A JP14889979A JPS6223501B2 JP S6223501 B2 JPS6223501 B2 JP S6223501B2 JP 54148899 A JP54148899 A JP 54148899A JP 14889979 A JP14889979 A JP 14889979A JP S6223501 B2 JPS6223501 B2 JP S6223501B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
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- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/81—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for stereo-monaural switching
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、スイツチング方式のFMマルチプ
レツクス復調回路を有するFM受信器に関する。
レツクス復調回路を有するFM受信器に関する。
FMラジオ受信機においては、搬送波レベル
は、これが小さいと受信機で発生するノイズと同
等となる。このようなノイズを多く含んだ入力が
受信機のミキサー回路に入力されると、このミキ
サー回路によつて、ノイズがFM変調される。こ
の場合、高域ノイズ成分が大きくなる性格を持つ
ことが知られている。
は、これが小さいと受信機で発生するノイズと同
等となる。このようなノイズを多く含んだ入力が
受信機のミキサー回路に入力されると、このミキ
サー回路によつて、ノイズがFM変調される。こ
の場合、高域ノイズ成分が大きくなる性格を持つ
ことが知られている。
したがつて、ミキサー出力である中間周波信号
をFM検波器で復調すると、高域ノイズ成分の大
きい出力となる。これは一般的に三角ノイズと呼
ばれていてそのレベルは第２図に示すように周波
数ｆ範囲が広くなると大きくなる。
をFM検波器で復調すると、高域ノイズ成分の大
きい出力となる。これは一般的に三角ノイズと呼
ばれていてそのレベルは第２図に示すように周波
数ｆ範囲が広くなると大きくなる。
モノラル受信時には、可聴周波数の範囲を考え
ればよいので第２図の15KHzまでの小さな三角
に囲まれた部分ａがFMの雑音量になる。
ればよいので第２図の15KHzまでの小さな三角
に囲まれた部分ａがFMの雑音量になる。
これに対してFMステレオ再生の場合には、23
〜53KHzのサブキヤリア帯も使用され、このサ
ブキヤリア帯に含まれる雑音ｂがステレオ再生時
の掛算により可聴周波数範囲に含まれてしまうこ
ととなる。その結果、雑音量が大幅に増加する。
〜53KHzのサブキヤリア帯も使用され、このサ
ブキヤリア帯に含まれる雑音ｂがステレオ再生時
の掛算により可聴周波数範囲に含まれてしまうこ
ととなる。その結果、雑音量が大幅に増加する。
したがつて、第３図に示すように、入力電界強
度が小さくなるに従つて、ステレオ再生時のＳ／
Ｎ（信号Ｓ対雑音Ｎ比）が、モノラル再生時の
Ｓ／Ｎに対して約20dB大きく悪化する。
度が小さくなるに従つて、ステレオ再生時のＳ／
Ｎ（信号Ｓ対雑音Ｎ比）が、モノラル再生時の
Ｓ／Ｎに対して約20dB大きく悪化する。
そこで、FMラジオ受信機においては、入力電
界強度に対して所定のスレツシユホルドを設け
て、ステレオ／モノラル自動切り換えを行なう方
式とすることが考えられている。
界強度に対して所定のスレツシユホルドを設け
て、ステレオ／モノラル自動切り換えを行なう方
式とすることが考えられている。
しかし、この方式にあつては、入力レベルが上
記スレツシユホルド付近で変化する場合、ステレ
オ―モノラル切換えが常に行なわれることとな
り、聞きずらいものとなる。特に、カーラジオ等
のように、入力電界強度の変化の大きいものにあ
つては、上記スレツシユホルドレベルに多少のヒ
ステリシス特性を持たせても、上記ステレオ／モ
ノラル切換えによる雑音量の変化、音場感の変化
が大きく、極めて聞きずらいものとなる。
記スレツシユホルド付近で変化する場合、ステレ
オ―モノラル切換えが常に行なわれることとな
り、聞きずらいものとなる。特に、カーラジオ等
のように、入力電界強度の変化の大きいものにあ
つては、上記スレツシユホルドレベルに多少のヒ
ステリシス特性を持たせても、上記ステレオ／モ
ノラル切換えによる雑音量の変化、音場感の変化
が大きく、極めて聞きずらいものとなる。
第１図は、本発明に先立つて特願昭54―8237号
「FMマルチプレツクス復調回路」に示された回
路図である。
「FMマルチプレツクス復調回路」に示された回
路図である。
ステレオコンポジツト信号Ｖcpnpがベースに印
加されたトランジスタQ1と、そのコレクタに設
けられた差動スイツチングトランジスタQ2，Q3
とが主スイツチング回路２０を構成し、コンポジ
ツト信号と、38KHzのスイツチング信号とを掛
算し、左チヤンネルと右チヤンネルのステレオ復
調出力OUT1，OUT2を得るものである。
加されたトランジスタQ1と、そのコレクタに設
けられた差動スイツチングトランジスタQ2，Q3
とが主スイツチング回路２０を構成し、コンポジ
ツト信号と、38KHzのスイツチング信号とを掛
算し、左チヤンネルと右チヤンネルのステレオ復
調出力OUT1，OUT2を得るものである。
この主スイツチング回路２０におけるクロスト
ークの改善を図るため、逆相コンポジツト信号が
セパレーシヨン調整用抵抗R1〜R3でレベル調整
されてエミツタに印加されたトランジスタQ4
と、そのコレクタに設けられた差動スイツチング
トランジスタQ5，Q6とにより構成された副スイ
ツチング回路２１が配置されている。すなわち、
この副スイツチング回路２１のトランジスタQ4
で形成した所定のレベルを有する逆相のコンポジ
ツト信号と38KHzスイツチング信号との掛算出
力が、上記主スイツチング回路２０の掛算出力と
合成されその結果主スイツチング回路２０におけ
るクロストーク成分が打ち消される。
ークの改善を図るため、逆相コンポジツト信号が
セパレーシヨン調整用抵抗R1〜R3でレベル調整
されてエミツタに印加されたトランジスタQ4
と、そのコレクタに設けられた差動スイツチング
トランジスタQ5，Q6とにより構成された副スイ
ツチング回路２１が配置されている。すなわち、
この副スイツチング回路２１のトランジスタQ4
で形成した所定のレベルを有する逆相のコンポジ
ツト信号と38KHzスイツチング信号との掛算出
力が、上記主スイツチング回路２０の掛算出力と
合成されその結果主スイツチング回路２０におけ
るクロストーク成分が打ち消される。
上述の主スイツチング回路と副スイツチング回
路とを有するFMマルチプレツクス復調回路は
1968年10月発刊のIEEE TRANSACTIONS ON
BROADCAST AND TELEVISION
RECEIVERS VOLUME BTR―14 NUMBER
３ PP 58―73に報告されている。左と右チヤン
ネルのステレオ復調出力間のセパレーシヨンを著
しく高める必要が無い場合は、上述の副スイツチ
ング回路２１は省略されることが出来る。
路とを有するFMマルチプレツクス復調回路は
1968年10月発刊のIEEE TRANSACTIONS ON
BROADCAST AND TELEVISION
RECEIVERS VOLUME BTR―14 NUMBER
３ PP 58―73に報告されている。左と右チヤン
ネルのステレオ復調出力間のセパレーシヨンを著
しく高める必要が無い場合は、上述の副スイツチ
ング回路２１は省略されることが出来る。
上記特願昭54―8237号によれば、弱入力電界受
信時のＳ／Ｎの改善を図るため、38KHzのスイ
ツチング信号を次のような差動増幅回路の形式の
信号供給回路２２を介して上記マルチプレツクス
復調回路へ供給するものである。
信時のＳ／Ｎの改善を図るため、38KHzのスイ
ツチング信号を次のような差動増幅回路の形式の
信号供給回路２２を介して上記マルチプレツクス
復調回路へ供給するものである。
すなわち、この信号供給回路２２は38KHzの
スイツチング信号が印加された差動トランジスタ
Q7，Q8と、コレクタ負荷抵抗R10，R11と、制御
電圧Ｖcがベースに印加されたトランジスタQ9及
びエミツタ抵抗R12とにより構成されている。
スイツチング信号が印加された差動トランジスタ
Q7，Q8と、コレクタ負荷抵抗R10，R11と、制御
電圧Ｖcがベースに印加されたトランジスタQ9及
びエミツタ抵抗R12とにより構成されている。
検波回路２３によりFM中間周波信号IFレベル
に応じてレベルが変化する直流出力を発生させ、
この直流出力が上記制御電圧Ｖcとしてトランジ
スタQ9のベースに印加される。
に応じてレベルが変化する直流出力を発生させ、
この直流出力が上記制御電圧Ｖcとしてトランジ
スタQ9のベースに印加される。
なお、上記38KHzのスイツチング信号は、
19KHzの同期信号（パイロツト信号）から直接
増幅し、逓倍する同調式式、あるいは38KHz又
は76KHzの発振回路をパイロツト信号で同期さ
せるフエーズ、ロツクド・ループ方式（PLL回路
等）により形成することができる。
19KHzの同期信号（パイロツト信号）から直接
増幅し、逓倍する同調式式、あるいは38KHz又
は76KHzの発振回路をパイロツト信号で同期さ
せるフエーズ、ロツクド・ループ方式（PLL回路
等）により形成することができる。
以上説明したこの先願の回路によれば、信号供
給回路２２として構成された差動増幅回路の利得
は、トランジスタQ9のエミツタ電流に応じて変
化するものであり、そのためトランジスタQ7，
Q8のベースに印加された38KHzスイツチング信
号が一定レベルであつても、上記差動増幅回路の
利得を入力レベル（中間周波信号レベル）の低下
に応じて小さくすることにより、上述の復調回路
２０，２１へ印加される38KHzスイツチング信
号のレベルを低下させることができる。
給回路２２として構成された差動増幅回路の利得
は、トランジスタQ9のエミツタ電流に応じて変
化するものであり、そのためトランジスタQ7，
Q8のベースに印加された38KHzスイツチング信
号が一定レベルであつても、上記差動増幅回路の
利得を入力レベル（中間周波信号レベル）の低下
に応じて小さくすることにより、上述の復調回路
２０，２１へ印加される38KHzスイツチング信
号のレベルを低下させることができる。
復調回路２０，２１における38KHzスイツチ
ング信号のレベルが小さくなると、差動スイツチ
ングトランジスタQ2，Q3，Q5，Q6がリニア領域
で動作する。従つて、入力レベルの低下に伴なつ
て、換言すれば、38KHzスイツチングレベルの
低下に伴なつて、クロストーク分が増大し、ステ
レオ分離度は徐々に小さくなり、復調回路２０，
２１はこの38KHzスイツチング副搬送波信号の
レベルの低下によつて、ステレオ再生動作からモ
ノラル再生動作へ次第に切換ることになる。
ング信号のレベルが小さくなると、差動スイツチ
ングトランジスタQ2，Q3，Q5，Q6がリニア領域
で動作する。従つて、入力レベルの低下に伴なつ
て、換言すれば、38KHzスイツチングレベルの
低下に伴なつて、クロストーク分が増大し、ステ
レオ分離度は徐々に小さくなり、復調回路２０，
２１はこの38KHzスイツチング副搬送波信号の
レベルの低下によつて、ステレオ再生動作からモ
ノラル再生動作へ次第に切換ることになる。
したがつて、上記差動増幅回路により、ステレ
オ復調時の雑音が耳ざわりになる直前の入力電界
レベルVi以下の入力レベルの低下に対して、
38KHzのスイツチング信号レベルを次第に小さ
くすることにより、上記サブキヤリア帯における
雑音レベルを小さくでき、第３図の線S′に示すよ
うにＳ／Ｎの悪化を防止できる。
オ復調時の雑音が耳ざわりになる直前の入力電界
レベルVi以下の入力レベルの低下に対して、
38KHzのスイツチング信号レベルを次第に小さ
くすることにより、上記サブキヤリア帯における
雑音レベルを小さくでき、第３図の線S′に示すよ
うにＳ／Ｎの悪化を防止できる。
したがつて、上記先願の回路によれば、カーラ
ジオ等のように入力電界強度が大幅に変化した場
合であつても、耳ざわりとなる雑音レベルの急変
及び音場感の急変が防止でき、質の高い合理的な
受信動作を実現することができる。
ジオ等のように入力電界強度が大幅に変化した場
合であつても、耳ざわりとなる雑音レベルの急変
及び音場感の急変が防止でき、質の高い合理的な
受信動作を実現することができる。
従つて本発明の目的とするところは、先願に係
わる特願昭54―8237号に従つたFM受信器より改
良されたFM受信器を提供することにある。
わる特願昭54―8237号に従つたFM受信器より改
良されたFM受信器を提供することにある。
第４図は、本発明の具体的実施例によるFMマ
ルチプレツクス復調回路を用いたFM受信器の回
路図を示している。
ルチプレツクス復調回路を用いたFM受信器の回
路図を示している。
アンテナ２４で受信されたFM無線周波信号Ｖ
ANTTは無線周波増幅器２５によつて増幅され、ミ
クサー２６に印加される。ミクサー２６には、局
部発振器２７によつて発生された局部発振信号が
印加される。かくして、ミクサー２６の出力端子
からFM中間周波信号ＶIFINが得られ、このFM
中間周波信号はフイルター２８に印加される。
ANTTは無線周波増幅器２５によつて増幅され、ミ
クサー２６に印加される。ミクサー２６には、局
部発振器２７によつて発生された局部発振信号が
印加される。かくして、ミクサー２６の出力端子
からFM中間周波信号ＶIFINが得られ、このFM
中間周波信号はフイルター２８に印加される。
破線IC１はFM中間周波信号処理用の半導体集
積回路１００であつて、その１番端子は入力端子
として、上記フイルター２８よりのFM中間周波
信号ＶIFINが印加されている。入力端子としての
１番端子に印加されたFM中間周波信号は多段接
続された第１中間周波増幅器２９、第２中間周波
増幅器３０、第３中間周波増幅器３１により増幅
される。この多段接続された第１、第２および第
３中間周波増幅器２９，３０，３１はFMリミツ
ターとして動作するので、FM入力信号中の不所
望なAM信号成分がこのFMリミツターによつて
除去されることができる。
積回路１００であつて、その１番端子は入力端子
として、上記フイルター２８よりのFM中間周波
信号ＶIFINが印加されている。入力端子としての
１番端子に印加されたFM中間周波信号は多段接
続された第１中間周波増幅器２９、第２中間周波
増幅器３０、第３中間周波増幅器３１により増幅
される。この多段接続された第１、第２および第
３中間周波増幅器２９，３０，３１はFMリミツ
ターとして動作するので、FM入力信号中の不所
望なAM信号成分がこのFMリミツターによつて
除去されることができる。
インダクターL1，L2、容量C21、抵抗R21から構
成され半導体集積回路１００の８番、９番、10番
端子に接続された位相遷移回路３２とゲート検波
器３３とはFM検波器を構成する。この種のFM
検波器は1967年11月発刊のIEEE
TRANSACTIONS ON BROADCAST AND
TELEVISION RECEIVERS VOLUME BTR―
13 NUMBER ３ PP 60―65に報告されてい
る。
成され半導体集積回路１００の８番、９番、10番
端子に接続された位相遷移回路３２とゲート検波
器３３とはFM検波器を構成する。この種のFM
検波器は1967年11月発刊のIEEE
TRANSACTIONS ON BROADCAST AND
TELEVISION RECEIVERS VOLUME BTR―
13 NUMBER ３ PP 60―65に報告されてい
る。
上記第１、第２、第３中間周波増幅器２９，３
０，３１および上記９番端子にはそれぞれ第１、
第２、第３、第４レベル検波器３４，３５，３
６，３７が接続され、これらの検波器３４〜３７
は各部におけるFM中間周波信号のピーク値を検
出する。これらのピーク検波器３４〜３７の出力
信号はチユーニイングメータ駆動回路３８に印加
され、このチユーニイングメータ駆動回路３８の
出力信号は、13番端子および抵抗R22を介してチ
ユーニイングメータ３９に印加される。これらの
ピーク検波器３４〜３７とチユーニイングメータ
駆動回路３８は米国特許第3673499号および第
3701022に報告されている。
０，３１および上記９番端子にはそれぞれ第１、
第２、第３、第４レベル検波器３４，３５，３
６，３７が接続され、これらの検波器３４〜３７
は各部におけるFM中間周波信号のピーク値を検
出する。これらのピーク検波器３４〜３７の出力
信号はチユーニイングメータ駆動回路３８に印加
され、このチユーニイングメータ駆動回路３８の
出力信号は、13番端子および抵抗R22を介してチ
ユーニイングメータ３９に印加される。これらの
ピーク検波器３４〜３７とチユーニイングメータ
駆動回路３８は米国特許第3673499号および第
3701022に報告されている。
上記第１レベル検波器３４の他の出力は15番端
子を介して自動利得制御電圧として無線周波増幅
器２５に印加され、この増幅器の増幅利得が制御
される。
子を介して自動利得制御電圧として無線周波増幅
器２５に印加され、この増幅器の増幅利得が制御
される。
ゲート検波器３３の第１の出力信号は自動周波
数制御増幅器４０に印加され、該増幅器４０の出
力信号は７番端子を介して局部発振器２７に印加
される。かくして、局部発振器２７より得られる
局部発振信号の周波数が制御されるので、FM受
信器は所定の無線周波信号から離調することがな
く安定化された同調動作を行うことができる。
数制御増幅器４０に印加され、該増幅器４０の出
力信号は７番端子を介して局部発振器２７に印加
される。かくして、局部発振器２７より得られる
局部発振信号の周波数が制御されるので、FM受
信器は所定の無線周波信号から離調することがな
く安定化された同調動作を行うことができる。
ゲート検波器３３の第２の出力信号はステレオ
コンポジツト信号であつて、オーデイオ増幅器４
１を介して６番端子に送出される。
コンポジツト信号であつて、オーデイオ増幅器４
１を介して６番端子に送出される。
第４レベル検波器３７の他の出力信号はミユー
ト駆動回路４２に印加され、ミユート駆動回路４
２の出力信号は12番端子に送出される。この12番
端子の出力信号は抵抗R23，R24および５番端子を
介してオーデイオミユート制御増幅器４３に印加
される。このオーデイオミユート制御増幅器４３
の出力信号はオーデイオ増幅器４１に印加され
る。
ト駆動回路４２に印加され、ミユート駆動回路４
２の出力信号は12番端子に送出される。この12番
端子の出力信号は抵抗R23，R24および５番端子を
介してオーデイオミユート制御増幅器４３に印加
される。このオーデイオミユート制御増幅器４３
の出力信号はオーデイオ増幅器４１に印加され
る。
以上説明したFM中間周波信号処理用の半導体
集積回路１００として、すでに米国RCA社によ
り販売されている集積回路型名CA3089もしくは
日立製作所により販売されている集積回路型名
HA1137Wを利用することができる。
集積回路１００として、すでに米国RCA社によ
り販売されている集積回路型名CA3089もしくは
日立製作所により販売されている集積回路型名
HA1137Wを利用することができる。
破線IC２は、本発明に従つたFMステレオ復調
用の半導体集積回路２００である。上述の半導体
集積回路１００の６番端子におけるステレオコン
ポジツト信号は、容量C23を介して半導体集積回
路２００のプリアンプ４４に印加される。位相検
波器４５、ローパスフイルタ４６、直流増幅器４
７、電圧制御発振器４８、周波数デバイダ４９，
５０はフエーズロツクループ（PLL）回路５１を
構成する。
用の半導体集積回路２００である。上述の半導体
集積回路１００の６番端子におけるステレオコン
ポジツト信号は、容量C23を介して半導体集積回
路２００のプリアンプ４４に印加される。位相検
波器４５、ローパスフイルタ４６、直流増幅器４
７、電圧制御発振器４８、周波数デバイダ４９，
５０はフエーズロツクループ（PLL）回路５１を
構成する。
電圧制御発振器４８は、ステレオコンポジツト
信号に含まれる19KHzのパイロツト信号の整数
倍の周波数（例えば76KHz）の発振信号を発生
する。周波数デバイダ４９は、76KHzの発振信
号を分周するので、出力線l1，l2上には互いに逆
位相で振幅値が互いに等しいところの二つの
38KHz出力信号が送出される。さらに周波数デ
バイダ５０は、出力線l2上の38KHz信号を分周す
るので、出力線l3上には19KHzの出力信号が送出
される。位相検波器４５は、プリアンプ４４の出
力より得られたステレオコンポジツト信号中の
19KHzパイロツト信号の位相と周波数デバイダ
５０より得られた19KHz出力信号の位相との相
違を検出する。位相検波器４５の出力信号はロー
パスフイルタ４６と直流増幅器４７とを介して電
圧制御発振器４８に印加されるので、周波数デバ
イダ４９より得られる38KHz信号はステレオコ
ンポジツト信号中の正確な19KHzパイロツト信
号と実質的に完全に同期されることになる。従つ
て、周波数デバイダ４９より得られた38KHz信
号はステレオ復調のため差動増幅回路の形式の信
号供給回路２２に印加される。
信号に含まれる19KHzのパイロツト信号の整数
倍の周波数（例えば76KHz）の発振信号を発生
する。周波数デバイダ４９は、76KHzの発振信
号を分周するので、出力線l1，l2上には互いに逆
位相で振幅値が互いに等しいところの二つの
38KHz出力信号が送出される。さらに周波数デ
バイダ５０は、出力線l2上の38KHz信号を分周す
るので、出力線l3上には19KHzの出力信号が送出
される。位相検波器４５は、プリアンプ４４の出
力より得られたステレオコンポジツト信号中の
19KHzパイロツト信号の位相と周波数デバイダ
５０より得られた19KHz出力信号の位相との相
違を検出する。位相検波器４５の出力信号はロー
パスフイルタ４６と直流増幅器４７とを介して電
圧制御発振器４８に印加されるので、周波数デバ
イダ４９より得られる38KHz信号はステレオコ
ンポジツト信号中の正確な19KHzパイロツト信
号と実質的に完全に同期されることになる。従つ
て、周波数デバイダ４９より得られた38KHz信
号はステレオ復調のため差動増幅回路の形式の信
号供給回路２２に印加される。
周波数デバイダ５２、位相検波器５３はパイロ
ツト信号有無を検出するための検出回路５４を構
成する。周波数デバイダ５２は出力線l1上の
38KHz出力信号を分周し、19KHz信号を位相検
波器５３に供給する。従つて、位相検波器５３
は、プリアンプ４４の出力より得られたステレオ
コンポジツト信号に含まれる19KHzパイロツト
信号の信号レベルを検出し、雑音成分には実質的
に応答しない。位相検波器５３の検出出力信号は
ローパスフイルタ５５、直流増幅器５６を介して
ランプ駆動回路５７に伝達される。ランプ駆動回
路５７は直流増幅器５６の出力信号に対する入力
特性においてスレツシユホールドを持ち、このス
レツシユホールド値以上の直流増幅器５６の出力
信号に対し６番端子に接続されたステレオインジ
ケータランプ５８を点燈せしめる。このステレオ
インジケータランプ５８の点燈は、FM受信機が
ステレオ放送信号を受信していることを示し、こ
れと反対にステレオインジケータランプ５８の非
点燈はモノラル放送受信の受信状態を示す。
ツト信号有無を検出するための検出回路５４を構
成する。周波数デバイダ５２は出力線l1上の
38KHz出力信号を分周し、19KHz信号を位相検
波器５３に供給する。従つて、位相検波器５３
は、プリアンプ４４の出力より得られたステレオ
コンポジツト信号に含まれる19KHzパイロツト
信号の信号レベルを検出し、雑音成分には実質的
に応答しない。位相検波器５３の検出出力信号は
ローパスフイルタ５５、直流増幅器５６を介して
ランプ駆動回路５７に伝達される。ランプ駆動回
路５７は直流増幅器５６の出力信号に対する入力
特性においてスレツシユホールドを持ち、このス
レツシユホールド値以上の直流増幅器５６の出力
信号に対し６番端子に接続されたステレオインジ
ケータランプ５８を点燈せしめる。このステレオ
インジケータランプ５８の点燈は、FM受信機が
ステレオ放送信号を受信していることを示し、こ
れと反対にステレオインジケータランプ５８の非
点燈はモノラル放送受信の受信状態を示す。
このようなランプ駆動回路を具備したPLL型ス
テレオ復調用の半導体集積回路は1971年11月発刊
のElectronics PP62―66に報告されている。
テレオ復調用の半導体集積回路は1971年11月発刊
のElectronics PP62―66に報告されている。
一方、信号供給回路２２は第１図の実施例と同
様にトランジスタQ7，Q8，Q9、抵抗R10ZR11，
R12によつて構成されている。ステレオ復調器２
０，２１は負荷手段が電流ミラー回路５９，６０
によつて構成されている点を除いて、第１図の実
施例と同様にトランジスタQ1〜Q6、抵抗R1〜R7
によつて構成されている。また抵抗R3は５番端
子を介してセパレーシヨン調整用可変抵抗R3′に
接続されている。この抵抗R3′の抵抗値を調整す
ることによつて、左および右チヤンネルの復調出
力信号ＬOUT，ＲOUT間のセパレーシヨンを調整す
ることができる。
様にトランジスタQ7，Q8，Q9、抵抗R10ZR11，
R12によつて構成されている。ステレオ復調器２
０，２１は負荷手段が電流ミラー回路５９，６０
によつて構成されている点を除いて、第１図の実
施例と同様にトランジスタQ1〜Q6、抵抗R1〜R7
によつて構成されている。また抵抗R3は５番端
子を介してセパレーシヨン調整用可変抵抗R3′に
接続されている。この抵抗R3′の抵抗値を調整す
ることによつて、左および右チヤンネルの復調出
力信号ＬOUT，ＲOUT間のセパレーシヨンを調整す
ることができる。
プリアンプ４４の出力線l5には一定の直流バイ
アス電圧ＶB1が与えられ、他の出力線l6にはステ
レオコンポジツト信号が供給されている。ステレ
オ復調器２０，２１の出力線l7には右チヤンネル
復調信号電流ｉRが電流ミラー回路６０の入力電
流として流れ、他の出力線l8には左チヤンネル復
調信号電流ｉLが電流ミラー回路５９の入力電流
として流れる。電流ミラー回路５９，６０の抵抗
R13，R14，R15，R16の抵抗値を互いに等しく定め
ることにより、出力電流ｉR′，ｉL′の電流値を入
力電流ｉR，ｉLの電流値を等しくすることができ
る。トランジスタQ16，Q17のベースには定バイ
アス電圧ＶB2が印加されることにより、これらの
トランジスタは定電源トランジスタとして動作す
る。
アス電圧ＶB1が与えられ、他の出力線l6にはステ
レオコンポジツト信号が供給されている。ステレ
オ復調器２０，２１の出力線l7には右チヤンネル
復調信号電流ｉRが電流ミラー回路６０の入力電
流として流れ、他の出力線l8には左チヤンネル復
調信号電流ｉLが電流ミラー回路５９の入力電流
として流れる。電流ミラー回路５９，６０の抵抗
R13，R14，R15，R16の抵抗値を互いに等しく定め
ることにより、出力電流ｉR′，ｉL′の電流値を入
力電流ｉR，ｉLの電流値を等しくすることができ
る。トランジスタQ16，Q17のベースには定バイ
アス電圧ＶB2が印加されることにより、これらの
トランジスタは定電源トランジスタとして動作す
る。
半導体集積回路１００の13番端子に得られたチ
ユーニイングメータ駆動電圧は制御電圧Vcとし
て半導体集積回路２００の10番端子と11番端子と
に印加される。
ユーニイングメータ駆動電圧は制御電圧Vcとし
て半導体集積回路２００の10番端子と11番端子と
に印加される。
次に、アンテナ２４におけるアンテナ入力電圧
ＶANTTのレベル変動に対する本発明のFM受信器
の動作を下記に説明する。
ＶANTTのレベル変動に対する本発明のFM受信器
の動作を下記に説明する。
第５図に示すようにアンテナ入力電圧ＶANTTが
所定値ＶANTT1以上の場合、半導体集積回路１０
０の15番端子に得られる自動利得制御AGC電圧
V15は、無線周波増幅器２５の電圧利得を、その
最小値Ｇvnioと最大値Ｇvnaxとの間の値に制御す
る。この場合は、フイルタ２８から得られるFM
中間周波信号ＶIFINのレベルは一定となる。
所定値ＶANTT1以上の場合、半導体集積回路１０
０の15番端子に得られる自動利得制御AGC電圧
V15は、無線周波増幅器２５の電圧利得を、その
最小値Ｇvnioと最大値Ｇvnaxとの間の値に制御す
る。この場合は、フイルタ２８から得られるFM
中間周波信号ＶIFINのレベルは一定となる。
さらに第５図に示すようにアンテナ入力電圧Ｖ
ANTTが上記所定値ＶANTT1以下になると、無線周
波増幅器２５の電圧利得はその最大値Ｇvnax以上
に増加することはない。従つて、この場合はアン
テナ入力電圧ＶANTTのレベルが低下すると、FM
中間周波入力信号ＶIFINのレベルは低下する。こ
の低下は雑音成分によつて第５図の線ｌTに示す
ように零レベルとなることはない。
ANTTが上記所定値ＶANTT1以下になると、無線周
波増幅器２５の電圧利得はその最大値Ｇvnax以上
に増加することはない。従つて、この場合はアン
テナ入力電圧ＶANTTのレベルが低下すると、FM
中間周波入力信号ＶIFINのレベルは低下する。こ
の低下は雑音成分によつて第５図の線ｌTに示す
ように零レベルとなることはない。
第６図は、上記FM中間周波入力信号ＶIFINの
レベルの変化に対する半導体集積回路１００の12
番端子、13番端子、15番端子の端子電圧V12，
V13，V15の変化を示している。特にFM中間周波
入力信号ＶIFINが第１の所定値ＶIFIN1以下とな
るとＳ／Ｎ比が極端が悪くなるので、12番端子の
ミユート電圧V12は1.4ボルト以上に上昇するとと
もに抵抗R23，R24、５番端子、オーデイオミユー
ト制御増幅器４３を介してオーデイオ増幅器４１
に伝達される。かくして、FM中間周波入力信号
が上記第１の所定値以下となるとオーデイオ増幅
器４１の電圧利得は零になり、６番端子にはいか
なるステレオコンポジツト信号も現われることは
なくオーデイオミユート動作が達成される。
レベルの変化に対する半導体集積回路１００の12
番端子、13番端子、15番端子の端子電圧V12，
V13，V15の変化を示している。特にFM中間周波
入力信号ＶIFINが第１の所定値ＶIFIN1以下とな
るとＳ／Ｎ比が極端が悪くなるので、12番端子の
ミユート電圧V12は1.4ボルト以上に上昇するとと
もに抵抗R23，R24、５番端子、オーデイオミユー
ト制御増幅器４３を介してオーデイオ増幅器４１
に伝達される。かくして、FM中間周波入力信号
が上記第１の所定値以下となるとオーデイオ増幅
器４１の電圧利得は零になり、６番端子にはいか
なるステレオコンポジツト信号も現われることは
なくオーデイオミユート動作が達成される。
第６図に示すようにFM中間周波入力信号ＶIF
ＩＮのレベルが、80dBμの値に近似したレベルＶI
ＦＩＮ２以下となるとステレオ復調時のＳ／Ｎ比の低
下が無視できなくなる。本実施例ではFM中間周
波入力信号ＶIFINが100dBμ以上の場合は、13番
端子のチユーニイングメータ駆動電圧V13（Ｖc）
は一定であるので、10番端子における抵抗R27〜
R29ダイオード接続トランジスタQ18の直流径路に
はこの一定のメーター駆動電圧V13に対応した一
定の制御電流Ｉcが流れる。この場合、信号供給
回路２２としての差動増幅回路の電圧利得は高い
値に制御されるので、高レベルの38KHzスイツ
チング副搬送波信号が信号供給回路２２から復調
回路２０，２１に伝達される。かくして、この場
合復調回路２０，２１はステレオ復調の再生動作
を実行する。
ＩＮのレベルが、80dBμの値に近似したレベルＶI
ＦＩＮ２以下となるとステレオ復調時のＳ／Ｎ比の低
下が無視できなくなる。本実施例ではFM中間周
波入力信号ＶIFINが100dBμ以上の場合は、13番
端子のチユーニイングメータ駆動電圧V13（Ｖc）
は一定であるので、10番端子における抵抗R27〜
R29ダイオード接続トランジスタQ18の直流径路に
はこの一定のメーター駆動電圧V13に対応した一
定の制御電流Ｉcが流れる。この場合、信号供給
回路２２としての差動増幅回路の電圧利得は高い
値に制御されるので、高レベルの38KHzスイツ
チング副搬送波信号が信号供給回路２２から復調
回路２０，２１に伝達される。かくして、この場
合復調回路２０，２１はステレオ復調の再生動作
を実行する。
一方、FM中間周波入力信号ＶIFINのレベルが
100dBμ以下に低下すると、上記制御電流Ｉcの
電流値はＶIFINのレベル低下に従つて低下する。
従つて、信号供給回路２２の電圧利得が低下する
ので、復調回路２０，２１へ伝達される38KHz
スイツチング信号のレベルが低下する。かくし
て、復調回路２０，２１におけるステレオ・セパ
レーシヨンが次第に低下する。
100dBμ以下に低下すると、上記制御電流Ｉcの
電流値はＶIFINのレベル低下に従つて低下する。
従つて、信号供給回路２２の電圧利得が低下する
ので、復調回路２０，２１へ伝達される38KHz
スイツチング信号のレベルが低下する。かくし
て、復調回路２０，２１におけるステレオ・セパ
レーシヨンが次第に低下する。
チユーニイングメータ駆動電圧Ｖcの低下が続
行すると、ダイオード接続トランジスタQ18が非
導通となり制御電流Ｉcの電流値は実質的に零と
なる。すると信号供給回路２２のトランジスタ
Q9は非導通となり、38KHzスイツチング信号の
信号供給回路２２より復調回路２０，２１への伝
達が禁止される。かくして、復調回路２０，２１
はモノラル再生動作を実行する。
行すると、ダイオード接続トランジスタQ18が非
導通となり制御電流Ｉcの電流値は実質的に零と
なる。すると信号供給回路２２のトランジスタ
Q9は非導通となり、38KHzスイツチング信号の
信号供給回路２２より復調回路２０，２１への伝
達が禁止される。かくして、復調回路２０，２１
はモノラル再生動作を実行する。
従つて、第７図に示すようにFM中間周波入力
信号ＶIFINが100dBμ以下に低下するとＳ／Ｎ比
はステレオ再生時のＳ／Ｎ比L1から線S′の径路で
モノラル再生時のＳ／Ｎ比L2へ次第に変化する
ことになる。これにともなつて、ステレオ・セパ
レーシヨンＳepは線L3に示すように次第に低下す
ることになる。
信号ＶIFINが100dBμ以下に低下するとＳ／Ｎ比
はステレオ再生時のＳ／Ｎ比L1から線S′の径路で
モノラル再生時のＳ／Ｎ比L2へ次第に変化する
ことになる。これにともなつて、ステレオ・セパ
レーシヨンＳepは線L3に示すように次第に低下す
ることになる。
本発明の好適な実施例に従うと、半導体集積回
路２００の14番端子と15番端子とはそれぞれ容量
C24，C25を介して４番端子と３番端子とに接続さ
れ、この３番端子と４番端子とはそれぞれ第１可
変インピーダンス回路６１と、第２可変インピー
ダンス回路６２に接続されている。
路２００の14番端子と15番端子とはそれぞれ容量
C24，C25を介して４番端子と３番端子とに接続さ
れ、この３番端子と４番端子とはそれぞれ第１可
変インピーダンス回路６１と、第２可変インピー
ダンス回路６２に接続されている。
第１可変インピーダンス回路６１はトランジス
タQ20，Q21、抵抗R30，R31により構成され、第２
可変インピーダンス回路６２はトランジスタ
Q22，Q23、抵抗R32，R33により構成されている。
タQ20，Q21、抵抗R30，R31により構成され、第２
可変インピーダンス回路６２はトランジスタ
Q22，Q23、抵抗R32，R33により構成されている。
第１可変インピーダンス回路６１と第２可変イ
ンピーダンス回路６２の各インピーダンスを制御
するためのインピーダンス制御回路６４が配置さ
れている。インピーダンス制御回路６４は信号反
転器６３、トランジスタQ24，Q25，Q26、抵抗
R34，R35，R36により構成されている。信号反転
器６３の入力（11番端子）には上記チユーニイン
グメータ駆動電圧Ｖc（V13）が印加されているの
で、トランジスタQ24のベースにはFM中間周波
入力信号ＶIFINのレベルの低下によつてそのレベ
ルが上昇する如き制御電圧ＶB3が印加される。
ンピーダンス回路６２の各インピーダンスを制御
するためのインピーダンス制御回路６４が配置さ
れている。インピーダンス制御回路６４は信号反
転器６３、トランジスタQ24，Q25，Q26、抵抗
R34，R35，R36により構成されている。信号反転
器６３の入力（11番端子）には上記チユーニイン
グメータ駆動電圧Ｖc（V13）が印加されているの
で、トランジスタQ24のベースにはFM中間周波
入力信号ＶIFINのレベルの低下によつてそのレベ
ルが上昇する如き制御電圧ＶB3が印加される。
従つて、FM中間周波入力信号ＶIFINのレベル
が著しく低下するとトランジスタQ24のコレクタ
電流が増加し、ダイオード接続トランジスタ
Q25，Q26のベース・エミツタ順方向電圧ＶBEが
上昇する。すると第１可変インピーダンス回路中
のトランジスタQ20，Q21および第２可変インピ
ーダンス回路６２中のトランジスタQ22，Q23は
その導通度を増すので、各トランジスタのエミツ
タ入力抵抗が低下する。
が著しく低下するとトランジスタQ24のコレクタ
電流が増加し、ダイオード接続トランジスタ
Q25，Q26のベース・エミツタ順方向電圧ＶBEが
上昇する。すると第１可変インピーダンス回路中
のトランジスタQ20，Q21および第２可変インピ
ーダンス回路６２中のトランジスタQ22，Q23は
その導通度を増すので、各トランジスタのエミツ
タ入力抵抗が低下する。
故に、第７図の線L1′，L2′に示すように第１お
よび第２可変インピーダンス回路６１，６２を採
用することによつて、FM中間周波入力ＶIFINの
レベルが著しく低下した場合、14番端子と15番端
子の出力信号中の高周波雑音成分は容量C24，C25
と低インピーダンスの第１および第２可変インピ
ーダンス回路６１，６２とを介して、接地点へ流
されるため、そのＳ／Ｎ比をより一層向上するこ
とができる。
よび第２可変インピーダンス回路６１，６２を採
用することによつて、FM中間周波入力ＶIFINの
レベルが著しく低下した場合、14番端子と15番端
子の出力信号中の高周波雑音成分は容量C24，C25
と低インピーダンスの第１および第２可変インピ
ーダンス回路６１，６２とを介して、接地点へ流
されるため、そのＳ／Ｎ比をより一層向上するこ
とができる。
本発明の他の好適な実施例に従うと、信号供給
回路２２のトランジスタQ9のベースにはステレ
オ―モノラル強制切換用のトランジスタQ19が接
続されている。
回路２２のトランジスタQ9のベースにはステレ
オ―モノラル強制切換用のトランジスタQ19が接
続されている。
FM受信器がモノラル放送信号を受信している
場所はプリアンプ４４のコンポジツト信号中には
もはや19KHzパイロツト信号は含まれていない
ので、パイロツト信号検出回路５４は低レベルの
出力信号を８番端子に送出するようになる。直流
増幅器５６の出力を低レベルとなり、この低レベ
ルの出力信号はランプ駆動回路５７の入力スレツ
シユホールド以下の値となるので、ランプ駆動回
路５７はステレオインジケーターランプ５８を非
点燈状態に制御することによつてモノラル放送信
号の受信状態を示す。これと同時に、ランプ駆動
回路５７は出力線l4にハイレベルの出力信号を送
出し切換用トランジスタQ19をオン状態とせしめ
る。
場所はプリアンプ４４のコンポジツト信号中には
もはや19KHzパイロツト信号は含まれていない
ので、パイロツト信号検出回路５４は低レベルの
出力信号を８番端子に送出するようになる。直流
増幅器５６の出力を低レベルとなり、この低レベ
ルの出力信号はランプ駆動回路５７の入力スレツ
シユホールド以下の値となるので、ランプ駆動回
路５７はステレオインジケーターランプ５８を非
点燈状態に制御することによつてモノラル放送信
号の受信状態を示す。これと同時に、ランプ駆動
回路５７は出力線l4にハイレベルの出力信号を送
出し切換用トランジスタQ19をオン状態とせしめ
る。
従つて10番端子に供給されるメーター駆動電圧
V13のレベル（FM中間周波信号ＶIFINのレベ
ル）に無関係に、切換用トランジスタQ19のオン
によつて、トランジスタQ9は強制的にオフさせ
られる。かくして、38KHzスイツチング信号は
復調回路２０，２１に伝達されなくなるので、復
調回路２０，２１はモノラル再生動作を実行する
とともに第７図に示すようにＳ／Ｎ比が線L1か
ら線L2に強制的に切換えられる。かくして、FM
受信器がモノラル放送信号を受信している場合
は、FM中間周波信号のレベルに無関係に復調回
路２０，２１はモノラル再生動作を強制せしめら
れるため、そのＳ／Ｎ比をより一層向上すること
が出来る。
V13のレベル（FM中間周波信号ＶIFINのレベ
ル）に無関係に、切換用トランジスタQ19のオン
によつて、トランジスタQ9は強制的にオフさせ
られる。かくして、38KHzスイツチング信号は
復調回路２０，２１に伝達されなくなるので、復
調回路２０，２１はモノラル再生動作を実行する
とともに第７図に示すようにＳ／Ｎ比が線L1か
ら線L2に強制的に切換えられる。かくして、FM
受信器がモノラル放送信号を受信している場合
は、FM中間周波信号のレベルに無関係に復調回
路２０，２１はモノラル再生動作を強制せしめら
れるため、そのＳ／Ｎ比をより一層向上すること
が出来る。
第１図は先願に係わる特願昭54―8237号によつ
て提案された回路図、第２図はFM三角雑音特性
図、第３図は第１図に示された先願を説明するた
めの入力電界強度―Ｓ／Ｎ特性図、第４図は本発
明の実施例を示す回路図、第５図はアンテナ入力
電圧―FM中間周波入力信号特性を示す特性図、
第６図はFM中間周波入力信号のレベル変化によ
る第４図の回路中の各端子電圧の変化を示す特性
図、第７図は第４図の実施例の技術的効果を示す
特性図である。 ２０，２１……復調回路、２２……信号供給回
路、３４，３５，３６……検波回路、５４……パ
イロツト信号検出回路、５７……インジケータ駆
動回路、５８……ステレオインジケータ。
て提案された回路図、第２図はFM三角雑音特性
図、第３図は第１図に示された先願を説明するた
めの入力電界強度―Ｓ／Ｎ特性図、第４図は本発
明の実施例を示す回路図、第５図はアンテナ入力
電圧―FM中間周波入力信号特性を示す特性図、
第６図はFM中間周波入力信号のレベル変化によ
る第４図の回路中の各端子電圧の変化を示す特性
図、第７図は第４図の実施例の技術的効果を示す
特性図である。 ２０，２１……復調回路、２２……信号供給回
路、３４，３５，３６……検波回路、５４……パ
イロツト信号検出回路、５７……インジケータ駆
動回路、５８……ステレオインジケータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ステレオコンポジツト信号と38KHzスイツ
チング信号とから左チヤンネル復調出力と右チヤ
ンネル復調出力とを再生するための復調回路、上
記38KHzスイツチング信号を上記復調回路に伝
達せしめるための信号供給回路、FM中間周波信
号のレベルに相当した検波信号を得るための検波
回路、上記ステレオコンポジツト信号中のレベル
を検出するためのパイロツト信号検出回路、上記
パイロツト信号検出回路の出力信号が印加されス
テレオインジケータを駆動するインジケータ駆動
回路を具備してなり、上記検波信号を上記信号供
給回路に伝達せしめることによつて上記信号供給
回路の利得を制御し、上記信号供給回路から上記
復調回路に伝達される上記38KHzスイツチング
信号のレベルは上記FM中間周波信号のレベルの
低下によつて次第に低下せしめられ、上記インジ
ケータ駆動回路はその入力特性にスレツシユホー
ルドを有し上記パイロツト信号検出回路の出力レ
ベルの該スレツシユホールド以下の場合に上記ス
テレオインジケータを非点燈とせしめると同時に
上記信号供給回路の利得を低下せしめ上記
38KHzスイツチング信号が上記復調回路へ伝達
されることを禁止することを特徴とするFM受信
器。 ２ 上記左チヤンネル復調出力と上記右チヤンネ
ル復調出力とがそれぞれ送出される第１の出力端
子と第２の出力端子には第１と第２の可変インピ
ーダンス回路がそれぞれ接続され、上記FM中間
周波信号のレベルの低下によつて上記第１と第２
の可変インピーダンス回路のインピーダンスが低
下せしめられることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のFM受信器。 ３ 上記検波回路の検波出力はチユーニイングメ
ータ駆動電圧を発生するためのメーター駆動回路
に印加され、上記チユーニイングメータ駆動電圧
はチユーニイングメーターに印加されるとともに
上記信号供給回路の上記利得を制御するため上記
信号供給回路に印加されることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のFM受信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14889979A JPS5672551A (en) | 1979-11-19 | 1979-11-19 | Frequency modulation receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14889979A JPS5672551A (en) | 1979-11-19 | 1979-11-19 | Frequency modulation receiver |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2866488A Division JPS63211828A (ja) | 1988-02-12 | 1988-02-12 | Ｆｍ受信器 |
| JP2866588A Division JPS63211829A (ja) | 1988-02-12 | 1988-02-12 | Ｆｍ受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5672551A JPS5672551A (en) | 1981-06-16 |
| JPS6223501B2 true JPS6223501B2 (ja) | 1987-05-23 |
Family
ID=15463162
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14889979A Granted JPS5672551A (en) | 1979-11-19 | 1979-11-19 | Frequency modulation receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5672551A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0464302U (ja) * | 1990-10-11 | 1992-06-02 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4901350A (en) * | 1989-04-20 | 1990-02-13 | Delco Electronics Corporation | Closed-loop audio attenuator |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3673342A (en) * | 1969-08-02 | 1972-06-27 | Braun Ag | Circuit arrangement for improving the signal-to-noise ratio of a stereo decoder |
| JPS55109046A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-21 | Sanyo Electric Co Ltd | Stereo demodulator circuit |
-
1979
- 1979-11-19 JP JP14889979A patent/JPS5672551A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3673342A (en) * | 1969-08-02 | 1972-06-27 | Braun Ag | Circuit arrangement for improving the signal-to-noise ratio of a stereo decoder |
| JPS55109046A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-21 | Sanyo Electric Co Ltd | Stereo demodulator circuit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0464302U (ja) * | 1990-10-11 | 1992-06-02 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5672551A (en) | 1981-06-16 |
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