JPH10327115A - 音声多重信号復調装置 - Google Patents
音声多重信号復調装置Info
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- JPH10327115A JPH10327115A JP9136785A JP13678597A JPH10327115A JP H10327115 A JPH10327115 A JP H10327115A JP 9136785 A JP9136785 A JP 9136785A JP 13678597 A JP13678597 A JP 13678597A JP H10327115 A JPH10327115 A JP H10327115A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 実装による電圧制御増幅器ＶＣＡの調整工程
をなくし、正確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復調を
行うようにする。 【解決手段】 ｆＨを中心周波数とした狭帯域の第１の
ＢＰＦ14aによりパイロット信号を抜き出し、第１のリ
ミッターアンプ15aにより信号レベルを入力信号のばら
つきに関係なく、適正な大きさに整形し位相比較器３に
入力する。また、ＭＡＩＮ信号のパイロット除去とＳＵ
Ｂ信号のＡＭ復調を行うためのキャリアとして入力音声
多重コンポジット信号のパイロット信号に同期したｆＨ
及び２ｆＨ信号を作るために同一の第２のＢＰＦ14bと
第２のリミッターアンプ15bをＰＬＬ３〜６中の分周器
６の出力に接続し位相比較器３に入力する。したがっ
て、ＰＬＬではそれぞれのＢＰＦとリミッターアンプを
通過した信号で同期がかかるためＭＡＩＮ及びＳＵＢ信
号処理では入力信号と同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が得
られ、従来のようなＶＣＡの調整をすることなく常に正
確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことがで
きる。
をなくし、正確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復調を
行うようにする。 【解決手段】 ｆＨを中心周波数とした狭帯域の第１の
ＢＰＦ14aによりパイロット信号を抜き出し、第１のリ
ミッターアンプ15aにより信号レベルを入力信号のばら
つきに関係なく、適正な大きさに整形し位相比較器３に
入力する。また、ＭＡＩＮ信号のパイロット除去とＳＵ
Ｂ信号のＡＭ復調を行うためのキャリアとして入力音声
多重コンポジット信号のパイロット信号に同期したｆＨ
及び２ｆＨ信号を作るために同一の第２のＢＰＦ14bと
第２のリミッターアンプ15bをＰＬＬ３〜６中の分周器
６の出力に接続し位相比較器３に入力する。したがっ
て、ＰＬＬではそれぞれのＢＰＦとリミッターアンプを
通過した信号で同期がかかるためＭＡＩＮ及びＳＵＢ信
号処理では入力信号と同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が得
られ、従来のようなＶＣＡの調整をすることなく常に正
確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことがで
きる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＴＶ及びＶＴＲ用
の音声多重信号復調装置に関するものである。
の音声多重信号復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は従来例の音声多重信号復調装置の
構成を示すブロック図である。図９において以下名称の
定義を行うと、１は電圧制御増幅器(以下、ＶＣＡと略
す)、２，４，10a，10bはそれぞれ第１，第４，第２，
第３のＬＰＦ、３は位相比較器(ＰＣ)、５は電圧制御発
振器(以下、ＶＣＯと略す)、６は分周器であり、90°位
相シフト回路61，１／２分周回路62，63からなり、ＰＣ
３，第４のＬＰＦ４，ＶＣＯ５，分周器６によりフェー
ズロックループ(以下、ＰＬＬと略す)を構成している。
また、７はパイロット信号(ｆＨ成分)キャンセラー、８
はＳＵＢ信号(Ｌ−Ｒ)のＡＭ復調回路、９はセカンド・
オーディオ・プログラム(以下、ＳＡＰと略す)信号のＦ
Ｍ復調回路であるＳＡＰ復調回路、11はＭＡＩＮ信号
(Ｌ＋Ｒ)処理のためのディエンファシス回路(75μs De-
emph)、12はノイズリダクションシステム(ｄｂｘ)回
路、13はマトリクス回路(ＭＡＴＲＩＸ)であり所望の出
力信号を得ることができる。
構成を示すブロック図である。図９において以下名称の
定義を行うと、１は電圧制御増幅器(以下、ＶＣＡと略
す)、２，４，10a，10bはそれぞれ第１，第４，第２，
第３のＬＰＦ、３は位相比較器(ＰＣ)、５は電圧制御発
振器(以下、ＶＣＯと略す)、６は分周器であり、90°位
相シフト回路61，１／２分周回路62，63からなり、ＰＣ
３，第４のＬＰＦ４，ＶＣＯ５，分周器６によりフェー
ズロックループ(以下、ＰＬＬと略す)を構成している。
また、７はパイロット信号(ｆＨ成分)キャンセラー、８
はＳＵＢ信号(Ｌ−Ｒ)のＡＭ復調回路、９はセカンド・
オーディオ・プログラム(以下、ＳＡＰと略す)信号のＦ
Ｍ復調回路であるＳＡＰ復調回路、11はＭＡＩＮ信号
(Ｌ＋Ｒ)処理のためのディエンファシス回路(75μs De-
emph)、12はノイズリダクションシステム(ｄｂｘ)回
路、13はマトリクス回路(ＭＡＴＲＩＸ)であり所望の出
力信号を得ることができる。
【０００３】以上のように構成された音声多重信号復調
装置について、以下にその動作を説明する。ＶＣＡ１
に、外部から与える電圧を制御することによりステレオ
／モノラル判別及びＳＵＢ信号のＡＭ復調が正確に行わ
れる適正レベルに入力された音声多重コンポジット信号
を調整する。この信号はＳＡＰ復調回路９と第１のＬＰ
Ｆ２に個々に供給される。第１のＬＰＦ２ではＳＡＰ信
号を取り除くためＴＶ信号の水平走査周波数ｆＨの３倍
程度にカットオフ周波数が設定され、出力は位相比較器
(ＰＣ)３とパイロット信号キャンセラー７とＳＵＢ信号
のＡＭ復調回路８にそれぞれ供給される。
装置について、以下にその動作を説明する。ＶＣＡ１
に、外部から与える電圧を制御することによりステレオ
／モノラル判別及びＳＵＢ信号のＡＭ復調が正確に行わ
れる適正レベルに入力された音声多重コンポジット信号
を調整する。この信号はＳＡＰ復調回路９と第１のＬＰ
Ｆ２に個々に供給される。第１のＬＰＦ２ではＳＡＰ信
号を取り除くためＴＶ信号の水平走査周波数ｆＨの３倍
程度にカットオフ周波数が設定され、出力は位相比較器
(ＰＣ)３とパイロット信号キャンセラー７とＳＵＢ信号
のＡＭ復調回路８にそれぞれ供給される。
【０００４】パイロット信号キャンセラー７では音声多
重コンポジット信号に同期したｆＨ信号を用いて第１の
ＬＰＦ２の出力信号から引き算をすることによりパイロ
ット信号成分を取り除いている。また、ＳＵＢ信号は２
ｆＨを中心にしたダブルサイドバンド(以下、ＤＳＢと
略す)方式のＡＭ変調がかけられているため、ＡＭ復調
回路８においては、入力された音声多重コンポジット信
号に同期した２ｆＨ信号を用いて第１のＬＰＦ２の出力
信号と掛け算することで復調を行う。この音声多重コン
ポジット信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るため
にＰＣ３，ＬＰＦ４，４ｆＨＶＣＯ５，分周器６のＰＬ
Ｌを有している。ＰＬＬでは位相比較器(ＰＣ)３に入力
される２つの入力信号の位相差が90゜のときに同期し安
定するようループがかかっている。このループの中から
同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を取り出すために、ＶＣＯ
５の発振周波数を４ｆＨとし、これを１／２分周回路63
で２ｆＨに分周し、さらに１／２分周回路62でｆＨに分
周し、ｆＨの位相を90°位相シフト回路61にて90゜シフ
トしたものを位相比較器(ＰＣ)３に入力する。
重コンポジット信号に同期したｆＨ信号を用いて第１の
ＬＰＦ２の出力信号から引き算をすることによりパイロ
ット信号成分を取り除いている。また、ＳＵＢ信号は２
ｆＨを中心にしたダブルサイドバンド(以下、ＤＳＢと
略す)方式のＡＭ変調がかけられているため、ＡＭ復調
回路８においては、入力された音声多重コンポジット信
号に同期した２ｆＨ信号を用いて第１のＬＰＦ２の出力
信号と掛け算することで復調を行う。この音声多重コン
ポジット信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るため
にＰＣ３，ＬＰＦ４，４ｆＨＶＣＯ５，分周器６のＰＬ
Ｌを有している。ＰＬＬでは位相比較器(ＰＣ)３に入力
される２つの入力信号の位相差が90゜のときに同期し安
定するようループがかかっている。このループの中から
同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を取り出すために、ＶＣＯ
５の発振周波数を４ｆＨとし、これを１／２分周回路63
で２ｆＨに分周し、さらに１／２分周回路62でｆＨに分
周し、ｆＨの位相を90°位相シフト回路61にて90゜シフ
トしたものを位相比較器(ＰＣ)３に入力する。
【０００５】パイロット信号が取り除かれた信号はカッ
トオフ周波数がｆＨと等しい第２のＬＰＦ10aを通過す
ることで、ＭＡＩＮ信号のみとなり、ディエンファシス
(De−emph)回路11を通りマトリクス回路(ＭＡＴＲＩＸ)
13に入力される。また、ＡＭ復調回路８にてＡＭ復調さ
れた信号は第３のＬＰＦ10bによりＳＵＢ信号のみとな
り、ＳＡＰ復調回路９により復調されたＳＡＰ信号のど
ちらかが選択されｄｂｘ回路12に入力される。ｄｂｘ回
路12では伝送系のノイズ除去のために振幅圧縮された信
号を元の信号レベルに戻すため振幅伸張が行われる。こ
のｄｂｘ回路12の出力はマトリクス回路13に入力され、
先ほどのＭＡＩＮ信号を含めて信号切り替えが行われ最
終的に音声多重信号復調装置の出力信号としてステレ
オ、モノラル、ＳＡＰのいずれかを選択することができ
る。
トオフ周波数がｆＨと等しい第２のＬＰＦ10aを通過す
ることで、ＭＡＩＮ信号のみとなり、ディエンファシス
(De−emph)回路11を通りマトリクス回路(ＭＡＴＲＩＸ)
13に入力される。また、ＡＭ復調回路８にてＡＭ復調さ
れた信号は第３のＬＰＦ10bによりＳＵＢ信号のみとな
り、ＳＡＰ復調回路９により復調されたＳＡＰ信号のど
ちらかが選択されｄｂｘ回路12に入力される。ｄｂｘ回
路12では伝送系のノイズ除去のために振幅圧縮された信
号を元の信号レベルに戻すため振幅伸張が行われる。こ
のｄｂｘ回路12の出力はマトリクス回路13に入力され、
先ほどのＭＡＩＮ信号を含めて信号切り替えが行われ最
終的に音声多重信号復調装置の出力信号としてステレ
オ、モノラル、ＳＡＰのいずれかを選択することができ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では音声多重信号復調装置の前段に設けられた
ＩＦ信号処理ブロックのＦＭ復調出力のばらつきや弱電
界時での復調ノイズなどによりパイロット信号のレベル
がばらつくことがあり、ステレオ／モノラル判別やＳＵ
Ｂ信号のＡＭ復調が不安定となっていた。このため、セ
ット組立時にチューナー，ＩＦ信号処理ブロック，音声
多重信号復調装置を実装した状態でボリュームまたはシ
リアル制御によるＰＲＯＭへのデータの書き込み等によ
り、入力音声多重信号が最適なレベルとなるようにＶＣ
Ａを調整する必要があった。
来の構成では音声多重信号復調装置の前段に設けられた
ＩＦ信号処理ブロックのＦＭ復調出力のばらつきや弱電
界時での復調ノイズなどによりパイロット信号のレベル
がばらつくことがあり、ステレオ／モノラル判別やＳＵ
Ｂ信号のＡＭ復調が不安定となっていた。このため、セ
ット組立時にチューナー，ＩＦ信号処理ブロック，音声
多重信号復調装置を実装した状態でボリュームまたはシ
リアル制御によるＰＲＯＭへのデータの書き込み等によ
り、入力音声多重信号が最適なレベルとなるようにＶＣ
Ａを調整する必要があった。
【０００７】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
ので、実装によるＶＣＡの調整工程をなくすことができ
る音声多重信号復調装置を提供することを目的とするも
のである。
ので、実装によるＶＣＡの調整工程をなくすことができ
る音声多重信号復調装置を提供することを目的とするも
のである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため請求項１記載の音声多重信号復調装置は、入力
された音声多重コンポジット信号をＭＡＩＮ信号(Ｌ＋
Ｒ)，ＳＵＢ信号(Ｌ−Ｒ)及びＳＡＰ信号に分離する第
１のＬＰＦと、前記第１のＬＰＦの出力に接続されパイ
ロット信号成分のみを通過させる第１のＢＰＦと、第１
のリミッターアンプを有し、前記第１のＢＰＦと、第１
のリミッターアンプの出力を用いて入力された音声多重
コンポジット信号のパイロット信号と同期した周波数キ
ャリアを発生するための位相比較器，第４のＬＰＦ，Ｖ
ＣＯ，分周回路，90゜位相シフト回路からなるＰＬＬを
有し、前記位相比較器の一方の入力には前記第１のＢＰ
Ｆと第１のリミッターアンプを通過したパイロット信号
が入力され、他方には分周された前記ＶＣＯ出力に前記
第１のＢＰＦと同じ回路構成の第２のＢＰＦ及び前記第
１のリミッターアンプと同じ回路構成の第２のリミッタ
ーアンプを接続した出力信号が入力され、前記第１のＬ
ＰＦの出力に対して不要となるパイロット信号成分をキ
ャンセルするための前記ＰＬＬ中の分周出力から入力さ
れたパイロット信号と同期したｆＨ信号を受け、引き算
することによりパイロット信号を除去する回路と、前記
パイロット信号除去回路の出力のうちＭＡＩＮ信号のみ
を通過させマトリクス回路へ入力させる第２のＬＰＦと
ディエンファシス回路を有し、前記ＰＬＬ中の分周出力
から出力されたパイロット信号と同期した２ｆＨ信号を
用いてＳＵＢ信号をＡＭ復調する回路を有し、前記ＡＭ
復調回路の出力を前記第２のＬＰＦと同様の回路構成で
ある第３のＬＰＦを通過しｄｂｘ回路へ音声多重コンポ
ジット信号を入力し、そのうち前記第１のＬＰＦを通過
せず、直接ＦＭ復調することでＳＡＰ信号を取り出すＳ
ＡＰ復調回路を有し、前記ＳＡＰ復調回路の出力を前記
ｄｂｘ回路へ入力し、さらに前記マトリクス回路に入力
することにより最終的に所望の出力信号を得るものであ
る。
するため請求項１記載の音声多重信号復調装置は、入力
された音声多重コンポジット信号をＭＡＩＮ信号(Ｌ＋
Ｒ)，ＳＵＢ信号(Ｌ−Ｒ)及びＳＡＰ信号に分離する第
１のＬＰＦと、前記第１のＬＰＦの出力に接続されパイ
ロット信号成分のみを通過させる第１のＢＰＦと、第１
のリミッターアンプを有し、前記第１のＢＰＦと、第１
のリミッターアンプの出力を用いて入力された音声多重
コンポジット信号のパイロット信号と同期した周波数キ
ャリアを発生するための位相比較器，第４のＬＰＦ，Ｖ
ＣＯ，分周回路，90゜位相シフト回路からなるＰＬＬを
有し、前記位相比較器の一方の入力には前記第１のＢＰ
Ｆと第１のリミッターアンプを通過したパイロット信号
が入力され、他方には分周された前記ＶＣＯ出力に前記
第１のＢＰＦと同じ回路構成の第２のＢＰＦ及び前記第
１のリミッターアンプと同じ回路構成の第２のリミッタ
ーアンプを接続した出力信号が入力され、前記第１のＬ
ＰＦの出力に対して不要となるパイロット信号成分をキ
ャンセルするための前記ＰＬＬ中の分周出力から入力さ
れたパイロット信号と同期したｆＨ信号を受け、引き算
することによりパイロット信号を除去する回路と、前記
パイロット信号除去回路の出力のうちＭＡＩＮ信号のみ
を通過させマトリクス回路へ入力させる第２のＬＰＦと
ディエンファシス回路を有し、前記ＰＬＬ中の分周出力
から出力されたパイロット信号と同期した２ｆＨ信号を
用いてＳＵＢ信号をＡＭ復調する回路を有し、前記ＡＭ
復調回路の出力を前記第２のＬＰＦと同様の回路構成で
ある第３のＬＰＦを通過しｄｂｘ回路へ音声多重コンポ
ジット信号を入力し、そのうち前記第１のＬＰＦを通過
せず、直接ＦＭ復調することでＳＡＰ信号を取り出すＳ
ＡＰ復調回路を有し、前記ＳＡＰ復調回路の出力を前記
ｄｂｘ回路へ入力し、さらに前記マトリクス回路に入力
することにより最終的に所望の出力信号を得るものであ
る。
【０００９】請求項１記載の音声多重信号復調装置によ
れば、ｆＨを中心周波数とした狭帯域ＢＰＦによりパイ
ロット信号を抜き出し、リミッターアンプにより信号レ
ベルを入力信号のばらつきに関係なく、適正な大きさに
整形して後に位相比較器に入力する。また、ＭＡＩＮ信
号のパイロット除去とＳＵＢ信号のＡＭ復調を行うため
のキャリアとして音声多重コンポジット信号のパイロッ
ト信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るために同一
のＢＰＦとリミッターアンプをＰＬＬ中の分周器出力に
接続し位相比較器に入力する。したがって、ＰＬＬでは
それぞれのＢＰＦとリミッターアンプを通過した信号で
同期がかかるためＭＡＩＮ及びＳＵＢ信号処理では入力
信号と同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が得られる。このよ
うにしてＶＣＡの調整をすることなく常に正確なステレ
オ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことができる。
れば、ｆＨを中心周波数とした狭帯域ＢＰＦによりパイ
ロット信号を抜き出し、リミッターアンプにより信号レ
ベルを入力信号のばらつきに関係なく、適正な大きさに
整形して後に位相比較器に入力する。また、ＭＡＩＮ信
号のパイロット除去とＳＵＢ信号のＡＭ復調を行うため
のキャリアとして音声多重コンポジット信号のパイロッ
ト信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るために同一
のＢＰＦとリミッターアンプをＰＬＬ中の分周器出力に
接続し位相比較器に入力する。したがって、ＰＬＬでは
それぞれのＢＰＦとリミッターアンプを通過した信号で
同期がかかるためＭＡＩＮ及びＳＵＢ信号処理では入力
信号と同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が得られる。このよ
うにしてＶＣＡの調整をすることなく常に正確なステレ
オ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことができる。
【００１０】請求項２記載の音声多重信号復調装置は、
ＰＬＬ中のＶＣＯ分周出力を直接位相比較器に入力し、
第１のＬＰＦ出力にオールパスフィルター(以下、ＡＰ
Ｆと略す)を接続してグループディレイを調整し、この
ＡＰＦの出力と前記ＰＬＬ中の分周出力であるｆＨ及び
２ｆＨ信号を用いて復調処理を行うものである。
ＰＬＬ中のＶＣＯ分周出力を直接位相比較器に入力し、
第１のＬＰＦ出力にオールパスフィルター(以下、ＡＰ
Ｆと略す)を接続してグループディレイを調整し、この
ＡＰＦの出力と前記ＰＬＬ中の分周出力であるｆＨ及び
２ｆＨ信号を用いて復調処理を行うものである。
【００１１】請求項２記載の音声多重信号復調装置によ
れば、パイロット信号を抜き出すＢＰＦによる時間遅れ
に対してＡＰＦにより入力する音声多重コンポジット信
号に同様の遅れを発生させ同期をとることで、従来のよ
うなＶＣＡの調整をすることなく常に正確なステレオ／
モノラル判別とＡＭ復調を行うことができる。
れば、パイロット信号を抜き出すＢＰＦによる時間遅れ
に対してＡＰＦにより入力する音声多重コンポジット信
号に同様の遅れを発生させ同期をとることで、従来のよ
うなＶＣＡの調整をすることなく常に正確なステレオ／
モノラル判別とＡＭ復調を行うことができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の各実施の形態につ
いて、図１から図８を用いて説明する。
いて、図１から図８を用いて説明する。
【００１３】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１における音声多重信号復調装置の構成を示すブロッ
ク図である。図１において、14a，14bは同一回路構成の
第１及び第２のＢＰＦであり、15a，15bは同一回路構成
の第１及び第２のリミッターアンプである。その他、前
記従来例の図９と同一機能を有するブロックについては
同一符号を付して説明を省略した。
態１における音声多重信号復調装置の構成を示すブロッ
ク図である。図１において、14a，14bは同一回路構成の
第１及び第２のＢＰＦであり、15a，15bは同一回路構成
の第１及び第２のリミッターアンプである。その他、前
記従来例の図９と同一機能を有するブロックについては
同一符号を付して説明を省略した。
【００１４】以下本発明の音声多重信号復調装置につい
て、動作を説明する。入力された音声多重コンポジット
信号は第１のＬＰＦ２を通過することによりＭＡＩＮ及
びＳＵＢ信号が取り出され、さらに狭帯域の第１のＢＰ
Ｆ14aに入力されてパイロット信号のみが抜き出され
る。この信号はさらに第１のリミッターアンプ15aに入
力される。ここで、ステレオ／モノラル判別及びＳＵＢ
信号のＡＭ復調が正確に行われるような適正なレベルに
制御される。適正レベルに制御されたパイロット信号は
位相比較器３(ＰＣ)とパイロット信号キャンセラー７と
ＳＵＢ信号のＡＭ復調回路８にそれぞれ供給される。
て、動作を説明する。入力された音声多重コンポジット
信号は第１のＬＰＦ２を通過することによりＭＡＩＮ及
びＳＵＢ信号が取り出され、さらに狭帯域の第１のＢＰ
Ｆ14aに入力されてパイロット信号のみが抜き出され
る。この信号はさらに第１のリミッターアンプ15aに入
力される。ここで、ステレオ／モノラル判別及びＳＵＢ
信号のＡＭ復調が正確に行われるような適正なレベルに
制御される。適正レベルに制御されたパイロット信号は
位相比較器３(ＰＣ)とパイロット信号キャンセラー７と
ＳＵＢ信号のＡＭ復調回路８にそれぞれ供給される。
【００１５】なお、音声多重コンポジット信号はＳＡＰ
復調回路９へ供給される。
復調回路９へ供給される。
【００１６】パイロット信号キャンセラー７では入力さ
れた音声多重コンポジット信号に同期したｆＨ信号を用
いて第１のＬＰＦ２の出力から引き算をすることにより
パイロット信号成分を取り除いている。また、ＳＵＢ信
号には２ｆＨを中心にしたダブルサイドバンド(以下、
ＤＳＢと略す)方式のＡＭ変調がかけられているため、
ＡＭ復調回路８においては、入力された音声多重コンポ
ジット信号に同期した２ｆＨ信号を用いて第１のＬＰＦ
２の出力信号と掛け算することで復調を行う。この音声
多重コンポジット信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が
作られる位相比較器３及び第４のＬＰＦ４，ＶＣＯ５，
分周器６及び第２のＢＰＦ14b、第２のリミッターアン
プ15bのＰＬＬを有している。このＰＬＬでは位相比較
器３の２つの入力信号の位相差が90゜のときに同期が安
定するようにループが形成されている。このループの中
から同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を取り出すために、Ｖ
ＣＯ５の発振周波数を４ｆＨとし、これを１／２分周回
路63及び62で２回分周した後の信号を90゜位相シフト回
路61で位相を90°シフトする。この信号を第２のＢＰＦ
14bに入力し、さらに第２のリミッターアンプ15bに入力
して取り出した出力信号を位相比較器(ＰＣ)３に入力す
る。
れた音声多重コンポジット信号に同期したｆＨ信号を用
いて第１のＬＰＦ２の出力から引き算をすることにより
パイロット信号成分を取り除いている。また、ＳＵＢ信
号には２ｆＨを中心にしたダブルサイドバンド(以下、
ＤＳＢと略す)方式のＡＭ変調がかけられているため、
ＡＭ復調回路８においては、入力された音声多重コンポ
ジット信号に同期した２ｆＨ信号を用いて第１のＬＰＦ
２の出力信号と掛け算することで復調を行う。この音声
多重コンポジット信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が
作られる位相比較器３及び第４のＬＰＦ４，ＶＣＯ５，
分周器６及び第２のＢＰＦ14b、第２のリミッターアン
プ15bのＰＬＬを有している。このＰＬＬでは位相比較
器３の２つの入力信号の位相差が90゜のときに同期が安
定するようにループが形成されている。このループの中
から同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を取り出すために、Ｖ
ＣＯ５の発振周波数を４ｆＨとし、これを１／２分周回
路63及び62で２回分周した後の信号を90゜位相シフト回
路61で位相を90°シフトする。この信号を第２のＢＰＦ
14bに入力し、さらに第２のリミッターアンプ15bに入力
して取り出した出力信号を位相比較器(ＰＣ)３に入力す
る。
【００１７】パイロット信号が取り除かれた信号は、カ
ットオフ周波数がｆＨの第２のＬＰＦ10aを通過するこ
とでＭＡＩＮ信号のみとなり、ディエンファシス回路11
を通りマトリクス回路13に入力される。また、ＡＭ復調
された信号は、第３のＬＰＦ10bによりＳＵＢ信号のみ
となる。ＳＡＰ復調回路９により復調されたＳＡＰ信号
若しくは前記ＳＵＢ信号が選択されｄｂｘ回路12に入力
される。ｄｂｘ回路12では伝送系のノイズを除去するた
めに圧縮された信号を元の信号レベルに戻すために伸張
が行われる。このｄｂｘ回路12の出力はマトリクス回路
13に入力され、一方、前記ＭＡＩＮ信号もまた入力され
て信号切り替えが行われ最終的に音声多重信号復調装置
の出力信号としてステレオ、モノラル、ＳＡＰのいずれ
かを選択することができる。
ットオフ周波数がｆＨの第２のＬＰＦ10aを通過するこ
とでＭＡＩＮ信号のみとなり、ディエンファシス回路11
を通りマトリクス回路13に入力される。また、ＡＭ復調
された信号は、第３のＬＰＦ10bによりＳＵＢ信号のみ
となる。ＳＡＰ復調回路９により復調されたＳＡＰ信号
若しくは前記ＳＵＢ信号が選択されｄｂｘ回路12に入力
される。ｄｂｘ回路12では伝送系のノイズを除去するた
めに圧縮された信号を元の信号レベルに戻すために伸張
が行われる。このｄｂｘ回路12の出力はマトリクス回路
13に入力され、一方、前記ＭＡＩＮ信号もまた入力され
て信号切り替えが行われ最終的に音声多重信号復調装置
の出力信号としてステレオ、モノラル、ＳＡＰのいずれ
かを選択することができる。
【００１８】このような構成にすることで、ｆＨを中心
周波数とした狭帯域ＢＰＦによりパイロット信号を抜き
出し、リミッターアンプにより信号レベルを入力信号の
ばらつきに関係なく、適正な大きさに整形し位相比較器
に入力する。また、ＭＡＩＮ信号のパイロット除去とＳ
ＵＢ信号のＡＭ復調を行うためのキャリアとして音声多
重コンポジット信号のパイロット信号に同期したｆＨ及
び２ｆＨ信号を作るために同一構成のＢＰＦとリミッタ
ーアンプをＰＬＬ中の分周器６の出力部に直列に接続
し、取り出された信号を位相比較器に入力する。したが
って、個々にＢＰＦとリミッターアンプを通過した信号
が位相比較器に入力されて同期がかかるため、ＭＡＩＮ
及びＳＵＢ信号処理において入力信号と同期したｆＨ及
び２ｆＨ信号が得られ、従来のようなＶＣＡの調整をす
ることなく常に正確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復
調を行うことができる。
周波数とした狭帯域ＢＰＦによりパイロット信号を抜き
出し、リミッターアンプにより信号レベルを入力信号の
ばらつきに関係なく、適正な大きさに整形し位相比較器
に入力する。また、ＭＡＩＮ信号のパイロット除去とＳ
ＵＢ信号のＡＭ復調を行うためのキャリアとして音声多
重コンポジット信号のパイロット信号に同期したｆＨ及
び２ｆＨ信号を作るために同一構成のＢＰＦとリミッタ
ーアンプをＰＬＬ中の分周器６の出力部に直列に接続
し、取り出された信号を位相比較器に入力する。したが
って、個々にＢＰＦとリミッターアンプを通過した信号
が位相比較器に入力されて同期がかかるため、ＭＡＩＮ
及びＳＵＢ信号処理において入力信号と同期したｆＨ及
び２ｆＨ信号が得られ、従来のようなＶＣＡの調整をす
ることなく常に正確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復
調を行うことができる。
【００１９】以下に狭帯域の第１，第２のＢＰＦ14a，1
4bの一例を図２を用いて説明する。図２は楕円関数を用
いた２次フィルターの例で、２つの電圧−電流変換器
(ｇｍ器)16、容量Ｃ１のコンデンサ100，101、増幅度Ｌ
のアンプ18、減衰度ｂのアッテネーター17及びバッファ
ー19により構成されている。このフィルターの伝達関数
は、(数１)で示されている。
4bの一例を図２を用いて説明する。図２は楕円関数を用
いた２次フィルターの例で、２つの電圧−電流変換器
(ｇｍ器)16、容量Ｃ１のコンデンサ100，101、増幅度Ｌ
のアンプ18、減衰度ｂのアッテネーター17及びバッファ
ー19により構成されている。このフィルターの伝達関数
は、(数１)で示されている。
【００２０】
【数１】Ｈ(ｓ)＝(ｓ−ωｎ)2／(ｓ2＋(ωｏ／Ｑ)ｓ＋
(ωｏ／ωｎ)2) ここで、ωｏ＝中心周波数 ωｎ＝零伝送点周波数 である。カットオフ周波数は、ｆｃ＝ｇｍ／Ｃ１とな
る。楕円関数の特徴は、隣接する周波数帯域を急峻に減
衰させることであり、ＭＡＩＮ信号及びＳＵＢ信号に隣
接したパイロット信号を抜き出す。この構成では零伝送
点周波数がアンプ18のゲインＬにより(数２)のように設
定できる。
(ωｏ／ωｎ)2) ここで、ωｏ＝中心周波数 ωｎ＝零伝送点周波数 である。カットオフ周波数は、ｆｃ＝ｇｍ／Ｃ１とな
る。楕円関数の特徴は、隣接する周波数帯域を急峻に減
衰させることであり、ＭＡＩＮ信号及びＳＵＢ信号に隣
接したパイロット信号を抜き出す。この構成では零伝送
点周波数がアンプ18のゲインＬにより(数２)のように設
定できる。
【００２１】
【数２】ωｎ＝ωｏ／√Ｌ つまり、Ｌ＞１のときはハイパスフィルタ(ＨＰＦ)とな
り、Ｌ＜１のときはローパスフィルタ(ＬＰＦ)となるた
め、同様の構成で２次フィルターを縦続接続すること
で、ＢＰＦを構成できる。また、Ｑ＝１／ｂであり、ア
ッテネーター(ｂ)17によりＱ値を他と独立して可変でき
る利点も有している。このように構成された狭帯域ＢＰ
Ｆの周波数特性を図３に示し、横軸に周波数(kHz)、縦
軸にゲイン(dB)をとってある。
り、Ｌ＜１のときはローパスフィルタ(ＬＰＦ)となるた
め、同様の構成で２次フィルターを縦続接続すること
で、ＢＰＦを構成できる。また、Ｑ＝１／ｂであり、ア
ッテネーター(ｂ)17によりＱ値を他と独立して可変でき
る利点も有している。このように構成された狭帯域ＢＰ
Ｆの周波数特性を図３に示し、横軸に周波数(kHz)、縦
軸にゲイン(dB)をとってある。
【００２２】（実施の形態２）図４は本発明の実施の形
態２における音声多重信号復調装置の構成を示すブロッ
ク図である。図４において、20はオールパスフィルター
(以下、ＡＰＦ回路という)であり、第１のＬＰＦ２と第
１のＢＰＦ14aの接続点と、パイロット信号キャンセラ
ー７とＡＭ復調回路８の接続点との間に挿入接続され
る。その他は図１と同一機能のブロックについては同一
符号を付してその説明を省略する。
態２における音声多重信号復調装置の構成を示すブロッ
ク図である。図４において、20はオールパスフィルター
(以下、ＡＰＦ回路という)であり、第１のＬＰＦ２と第
１のＢＰＦ14aの接続点と、パイロット信号キャンセラ
ー７とＡＭ復調回路８の接続点との間に挿入接続され
る。その他は図１と同一機能のブロックについては同一
符号を付してその説明を省略する。
【００２３】以上のように構成された音声多重信号復調
装置について、以下にその動作を説明する。音声多重コ
ンポジット信号が第１のＬＰＦ２に入力されＭＡＩＮ信
号，ＳＵＢ信号が取り出され、さらに狭帯域の第１のＢ
ＰＦ14aによりパイロット信号のみが抜き出される。さ
らに第１のリミッターアンプ15aに入力されステレオ／
モノラル判別及びＳＵＢ信号のＡＭ復調が正確に行われ
るために必要な適正レベルに制御される。また、入力信
号はＳＡＰ復調回路９へも供給される。リミッターアン
プ15aによって適正レベルに制御されたパイロット信号
は位相比較器(ＰＣ)３とパイロット信号キャンセラー７
とＳＵＢ信号のＡＭ復調回路８にそれぞれ供給される。
装置について、以下にその動作を説明する。音声多重コ
ンポジット信号が第１のＬＰＦ２に入力されＭＡＩＮ信
号，ＳＵＢ信号が取り出され、さらに狭帯域の第１のＢ
ＰＦ14aによりパイロット信号のみが抜き出される。さ
らに第１のリミッターアンプ15aに入力されステレオ／
モノラル判別及びＳＵＢ信号のＡＭ復調が正確に行われ
るために必要な適正レベルに制御される。また、入力信
号はＳＡＰ復調回路９へも供給される。リミッターアン
プ15aによって適正レベルに制御されたパイロット信号
は位相比較器(ＰＣ)３とパイロット信号キャンセラー７
とＳＵＢ信号のＡＭ復調回路８にそれぞれ供給される。
【００２４】パイロット信号キャンセラー７では入力さ
れた音声多重コンポジット信号に同期したｆＨ信号を用
いて引き算をすることによりパイロット信号成分を取り
除いている。また、ＳＵＢ信号は２ｆＨを中心にしたＤ
ＳＢ方式のＡＭ変調がかけられているため、ＡＭ復調回
路８においては、入力された音声多重コンポジット信号
に同期した２ｆＨ信号を用いて掛け算することで復調を
行う。この入力された音声多重コンポジット信号に同期
したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るためにＰＣ３，第４のＬ
ＰＦ４，ＶＣＯ５，分周器６のＰＬＬを有している。こ
のＰＬＬでは位相比較器３の２つの入力信号の位相差が
90゜のときに同期し安定するようループがかかってい
る。このループの中から同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を
取り出すために、ＶＣＯ５の発振周波数を４ｆＨとし、
これを１／２分周回路63，62で２回分周し、位相を90°
位相シフト回路61で90゜シフトしたものを位相比較器
(ＰＣ)３に入力する。
れた音声多重コンポジット信号に同期したｆＨ信号を用
いて引き算をすることによりパイロット信号成分を取り
除いている。また、ＳＵＢ信号は２ｆＨを中心にしたＤ
ＳＢ方式のＡＭ変調がかけられているため、ＡＭ復調回
路８においては、入力された音声多重コンポジット信号
に同期した２ｆＨ信号を用いて掛け算することで復調を
行う。この入力された音声多重コンポジット信号に同期
したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るためにＰＣ３，第４のＬ
ＰＦ４，ＶＣＯ５，分周器６のＰＬＬを有している。こ
のＰＬＬでは位相比較器３の２つの入力信号の位相差が
90゜のときに同期し安定するようループがかかってい
る。このループの中から同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を
取り出すために、ＶＣＯ５の発振周波数を４ｆＨとし、
これを１／２分周回路63，62で２回分周し、位相を90°
位相シフト回路61で90゜シフトしたものを位相比較器
(ＰＣ)３に入力する。
【００２５】ここで、位相比較器(ＰＣ)３の片方の入力
は第１のＢＰＦ14aのグループディレイにより時間遅れ
が発生しており、上記構成で同期したｆＨ及び２ｆＨ信
号は入力音声多重コンポジット信号に対してずれを生じ
ている。このずれを解消するために入力音声多重コンポ
ジット信号にＡＰＦ回路20でＡＰＦをかけることによ
り、ＢＰＦと同様のグループディレイを必要な全帯域に
一定に持たせることにより実現することができる。パイ
ロット信号を取り除かれた信号はカットオフ周波数がｆ
Ｈの第２のＬＰＦ10aを通過することで、ＭＡＩＮ信号
のみとなり、ディエンファシス回路11を通りマトリクス
回路13に入力される。
は第１のＢＰＦ14aのグループディレイにより時間遅れ
が発生しており、上記構成で同期したｆＨ及び２ｆＨ信
号は入力音声多重コンポジット信号に対してずれを生じ
ている。このずれを解消するために入力音声多重コンポ
ジット信号にＡＰＦ回路20でＡＰＦをかけることによ
り、ＢＰＦと同様のグループディレイを必要な全帯域に
一定に持たせることにより実現することができる。パイ
ロット信号を取り除かれた信号はカットオフ周波数がｆ
Ｈの第２のＬＰＦ10aを通過することで、ＭＡＩＮ信号
のみとなり、ディエンファシス回路11を通りマトリクス
回路13に入力される。
【００２６】また、ＡＭ復調された信号は第３のＬＰＦ
10bによりＳＵＢ信号のみとなり、ＳＡＰ復調回路９に
より復調されたＳＡＰ信号のどちらかが選択されｄｂｘ
回路12に入力される。ｄｂｘ回路12では伝送系のノイズ
除去のために圧縮された信号を元の信号レベルに戻すた
め伸張が行われる。このｄｂｘ回路12の出力はマトリク
ス回路13に入力され、先ほどのＭＡＩＮ信号を含めて信
号切り替えが行われ最終的に音声多重信号復調装置の出
力信号としてステレオ、モノラル、ＳＡＰのいずれかを
選択することができる。
10bによりＳＵＢ信号のみとなり、ＳＡＰ復調回路９に
より復調されたＳＡＰ信号のどちらかが選択されｄｂｘ
回路12に入力される。ｄｂｘ回路12では伝送系のノイズ
除去のために圧縮された信号を元の信号レベルに戻すた
め伸張が行われる。このｄｂｘ回路12の出力はマトリク
ス回路13に入力され、先ほどのＭＡＩＮ信号を含めて信
号切り替えが行われ最終的に音声多重信号復調装置の出
力信号としてステレオ、モノラル、ＳＡＰのいずれかを
選択することができる。
【００２７】このような構成にすることで、ｆＨを中心
周波数とした狭帯域の第１のＢＰＦ14aによりパイロッ
ト信号を抜き出し、第１のリミッターアンプ15aにより
信号レベルを入力信号のばらつきに関係なく、適正な大
きさに整形し位相比較器３に入力する。また、ＭＡＩＮ
信号のパイロット除去とＳＵＢ信号のＡＭ復調を行うた
めのキャリアとして音声多重コンポジット信号のパイロ
ット信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るために第
１のＬＰＦ２で発生したグループディレイをＡＰＦ回路
20を用いて入力音声多重コンポジット信号に持たせるこ
とで同期がかかるためＭＡＩＮ及びＳＵＢ信号処理では
入力信号と同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が得られ、従来
のようなＶＣＡの調整をすることなく常に正確なステレ
オ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことができる。
周波数とした狭帯域の第１のＢＰＦ14aによりパイロッ
ト信号を抜き出し、第１のリミッターアンプ15aにより
信号レベルを入力信号のばらつきに関係なく、適正な大
きさに整形し位相比較器３に入力する。また、ＭＡＩＮ
信号のパイロット除去とＳＵＢ信号のＡＭ復調を行うた
めのキャリアとして音声多重コンポジット信号のパイロ
ット信号に同期したｆＨ及び２ｆＨ信号を作るために第
１のＬＰＦ２で発生したグループディレイをＡＰＦ回路
20を用いて入力音声多重コンポジット信号に持たせるこ
とで同期がかかるためＭＡＩＮ及びＳＵＢ信号処理では
入力信号と同期したｆＨ及び２ｆＨ信号が得られ、従来
のようなＶＣＡの調整をすることなく常に正確なステレ
オ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことができる。
【００２８】以下にＡＰＦ回路20の一例を図５を用いて
説明する。図５はベッセル関数を用いた多重帰還型帯域
通過フィルターの一例のブロック図であり、Ｒ１〜Ｒ
５、Ｃ２〜Ｃ３及び２つのオペアンプ21により構成され
る。このフィルターの伝達関数は、(数３)で示される。
説明する。図５はベッセル関数を用いた多重帰還型帯域
通過フィルターの一例のブロック図であり、Ｒ１〜Ｒ
５、Ｃ２〜Ｃ３及び２つのオペアンプ21により構成され
る。このフィルターの伝達関数は、(数３)で示される。
【００２９】
【数３】 Ｈ(ｓ)＝(ωｒ／Ｑ)ｓ／(ｓ2＋(ωｒ／Ｑ)ｓ＋ωｒ2) ただし、ωｒ＝最大群遅延周波数 となる。求める遅延量をベッセル型全域通過回路網を使
うことにより、Ｒ１，Ｒ２，Ｃ２，Ｃ３により極配置を
逆正規化することで実現可能であり、Ｒ３〜Ｒ５でフィ
ルターゲインを決定できる。
うことにより、Ｒ１，Ｒ２，Ｃ２，Ｃ３により極配置を
逆正規化することで実現可能であり、Ｒ３〜Ｒ５でフィ
ルターゲインを決定できる。
【００３０】図６はＢＰＦのグループディレイを示し、
横軸に周波数(kHz)、縦軸にグループディレイ(ns)を示
す。この特性と同じ遅延量を必要全帯域にわたり一定に
保ち、かつ一定のゲインを得るように各定数を決定した
結果を図７のＡＰＦ回路の周波数特性図及び図８のＡＰ
Ｆ回路のグループディレイ特性図に示す。図８からわか
るようにＢＰＦでのパイロット信号の遅延量ｔ１に対し
てＳＵＢ信号の３ｆＨまで一定ゲインと一定の遅延量ｔ
１を保持することで、入力音声多重コンポジット信号と
ｆＨ及び２ｆＨ信号を同期させることができる。
横軸に周波数(kHz)、縦軸にグループディレイ(ns)を示
す。この特性と同じ遅延量を必要全帯域にわたり一定に
保ち、かつ一定のゲインを得るように各定数を決定した
結果を図７のＡＰＦ回路の周波数特性図及び図８のＡＰ
Ｆ回路のグループディレイ特性図に示す。図８からわか
るようにＢＰＦでのパイロット信号の遅延量ｔ１に対し
てＳＵＢ信号の３ｆＨまで一定ゲインと一定の遅延量ｔ
１を保持することで、入力音声多重コンポジット信号と
ｆＨ及び２ｆＨ信号を同期させることができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項１記
載の音声多重信号復調装置によれば、ｆＨを中心周波数
とした狭帯域ＢＰＦによりパイロット信号を抜き出し、
リミッターアンプにより信号レベルを入力信号のばらつ
きに関係なく、適正な大きさに整形し位相比較器に入力
する。また、ＭＡＩＮ信号のパイロット除去とＳＵＢ信
号のＡＭ復調を行うためのキャリアとして入力音声多重
コンポジット信号のパイロット信号に同期したｆＨ及び
２ｆＨ信号を作るために同一のＢＰＦとリミッターアン
プをＰＬＬ中の分周器出力に接続し位相比較器に入力す
る。したがって、ＰＬＬではそれぞれのＢＰＦとリミッ
ターアンプを通過した信号で同期がかかるためＭＡＩＮ
及びＳＵＢ信号処理では入力信号と同期したｆＨ及び２
ｆＨ信号が得られ、ＶＣＡの調整をすることなく常に正
確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことがで
きる。
載の音声多重信号復調装置によれば、ｆＨを中心周波数
とした狭帯域ＢＰＦによりパイロット信号を抜き出し、
リミッターアンプにより信号レベルを入力信号のばらつ
きに関係なく、適正な大きさに整形し位相比較器に入力
する。また、ＭＡＩＮ信号のパイロット除去とＳＵＢ信
号のＡＭ復調を行うためのキャリアとして入力音声多重
コンポジット信号のパイロット信号に同期したｆＨ及び
２ｆＨ信号を作るために同一のＢＰＦとリミッターアン
プをＰＬＬ中の分周器出力に接続し位相比較器に入力す
る。したがって、ＰＬＬではそれぞれのＢＰＦとリミッ
ターアンプを通過した信号で同期がかかるためＭＡＩＮ
及びＳＵＢ信号処理では入力信号と同期したｆＨ及び２
ｆＨ信号が得られ、ＶＣＡの調整をすることなく常に正
確なステレオ／モノラル判別とＡＭ復調を行うことがで
きる。
【００３２】また、請求項２記載の音声多重信号復調装
置によれば、パイロット信号を抜き出すＢＰＦによる時
間遅れをＡＰＦにより入力音声多重コンポジット信号に
同様の遅れを発生させ同期をとることで、ＶＣＡの調整
をすることなく常に正確なステレオ／モノラル判別とＡ
Ｍ復調を行うことができる。
置によれば、パイロット信号を抜き出すＢＰＦによる時
間遅れをＡＰＦにより入力音声多重コンポジット信号に
同様の遅れを発生させ同期をとることで、ＶＣＡの調整
をすることなく常に正確なステレオ／モノラル判別とＡ
Ｍ復調を行うことができる。
【図１】本発明の実施の形態１における音声多重信号復
調装置の構成を示すブロック図である。
調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における第１，第２のＢＰＦの一例として
の楕円関数を用いた２次フィルターのブロック図であ
る。
の楕円関数を用いた２次フィルターのブロック図であ
る。
【図３】狭帯域ＢＰＦの周波数特性図である。
【図４】本発明の実施の形態２における音声多重信号復
調装置の構成を示すブロック図である。
調装置の構成を示すブロック図である。
【図５】図４の多重帰還型ＡＰＦの一例を示すブロック
図である。
図である。
【図６】ＢＰＦのグループディレイ特性図である。
【図７】ＡＰＦ回路の周波数特性図である。
【図８】ＡＰＦ回路のグループディレイ特性図である。
【図９】従来例の音声多重信号復調装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【符号の説明】 ２，４，10…ＬＰＦ、 ３…位相比較器(ＰＣ)， ５…
電圧制御発振器(ＶＣＯ)、 ６…分周器、 ７…パイロ
ット信号キャンセラー、 ８…ＡＭ復調回路、９…ＳＡ
Ｐ復調回路、 11…ディエンファシス回路、 12…ｄｂ
ｘ回路、 13…マトリクス回路、 14a，14b…ＢＰＦ、
15a，15b…リミッターアンプ、 20…ＡＰＦ回路。
電圧制御発振器(ＶＣＯ)、 ６…分周器、 ７…パイロ
ット信号キャンセラー、 ８…ＡＭ復調回路、９…ＳＡ
Ｐ復調回路、 11…ディエンファシス回路、 12…ｄｂ
ｘ回路、 13…マトリクス回路、 14a，14b…ＢＰＦ、
15a，15b…リミッターアンプ、 20…ＡＰＦ回路。
Claims (2)
- 【請求項１】 入力端子に音声多重コンポジット信号が
入力され出力端子にＭＡＩＮ信号，ＳＵＢ信号及びセカ
ンド・オーディオ・プログラム信号を取り出す第１の低
域通過フィルタと、 第１及び第２の入力端子に信号を入力して第１，第２の
入力端子の信号の位相差を検出した信号を出力端子に出
力する位相比較器と、この位相比較器の出力端子の信号
を平滑して出力する平滑フィルタと、平滑フィルタの出
力信号を入力してＴＶ水平走査周波数の４倍の周波数の
信号を出力する４ｆＨ電圧制御発振回路と、この４ｆＨ
電圧制御発振回路の発振信号を入力して１／２の周波数
に分周された２ｆＨ信号を出力する第１の分周回路と、
この２ｆＨ信号を入力して１／２の周波数に分周された
ｆＨ信号を出力する第２の分周回路と、第２の分周回路
の出力信号を入力して位相を90度異ならせた信号を出力
端子に出力する90度位相シフト回路とを備えて、前記位
相比較器，平滑フィルタ，４ｆＨ電圧制御発振回路，第
１の分周回路，第２の分周回路及び90度位相シフト回路
とで負帰還ループを形成したフェーズロックループ回路
と、 前記第１の低域通過フィルタの出力信号と前記ｆＨ信号
とを入力して前記第１の低域通過フィルタの出力信号か
らパイロット信号を除去したパイロット除去信号を出力
するパイロット信号キャンセラーと、 前記第１の低域通過フィルタの出力信号と前記２ｆＨ信
号とを入力してＳＵＢ信号を含む信号を取り出すＡＭ復
調回路と、 前記パイロット除去信号を入力してＭＡＩＮ信号を取り
出す第２の低域通過フィルタと、 前記ＭＡＩＮ信号を入力して75マイクロ秒のディエンフ
ァシスをかけたディエンファシス信号を出力するディエ
ンファシス回路と、 前記ＳＵＢ信号を含む信号を入力してＳＵＢ信号を取り
出す第３の低域通過フィルタと、 前記音声多重コンポジット信号を入力してＦＭ復調して
セカンド・オーディオ・プログラム信号を取り出すセカ
ンド・オーディオ・プログラム復調回路と、 このセカンド・オーディオ・プログラム信号若しくは前
記ＳＵＢ信号を入力してノイズ除去のために施した圧縮
を解除した圧縮解除信号を出力するｄｂｘ回路と、 前記ディエンファシス信号と前記圧縮解除信号とを入力
してステレオ信号，モノラル信号若しくはセカンド・オ
ーディオ・プログラム信号を選択して取り出すマトリク
ス回路とを備えた音声多重信号復調装置において、 入力端子に入力された信号からパイロット信号及び近傍
の周波数の信号を出力端子に出力する帯域通過フィルタ
と、この帯域通過フィルタの出力信号を入力端子に入力
して一定振幅の信号を出力端子に出力するリミッタ回路
とを備えた第１の縦続接続列及び第２の縦続接続列を備
え、 前記第１の低域通過フィルタの出力端子と前記位相比較
器の第１の入力端子の間に第１の縦続接続列を挿入接続
し、前記90度位相シフト回路の出力端子と前記位相比較
器の第２の入力端子との間に第２の縦続接続列を挿入接
続したことを特徴とする音声多重信号復調装置。 - 【請求項２】 入力端子に音声多重コンポジット信号が
入力され出力端子にＭＡＩＮ信号，ＳＵＢ信号及びセカ
ンド・オーディオ・プログラム信号を取り出す第１の低
域通過フィルタと、 第１及び第２の入力端子に信号を入力して第１，第２の
入力端子の信号の位相差を検出した信号を出力端子に出
力する位相比較器と、この位相比較器の出力端子の信号
を平滑して出力する平滑フィルタと、平滑フィルタの出
力信号を入力してＴＶ水平走査周波数の４倍の周波数の
信号を出力する４ｆＨ電圧制御発振回路と、この４ｆＨ
電圧制御発振回路の発振信号を入力して１／２の周波数
に分周された２ｆＨ信号を出力する第１の分周回路と、
この２ｆＨ信号を入力して１／２の周波数に分周された
ｆＨ信号を出力する第２の分周回路と、第２の分周回路
の出力信号を入力して位相を90度異ならせた信号を出力
端子に出力する90度位相シフト回路とを備えて、前記位
相比較器，平滑フィルタ，４ｆＨ電圧制御発振回路，第
１の分周回路，第２の分周回路及び90度位相シフト回路
とで負帰還ループを形成したフェーズロックループ回路
と、 前記第１の低域通過フィルタの出力信号と前記ｆＨ信号
とを入力して前記第１の低域通過フィルタの出力信号か
らパイロット信号を除去したパイロット除去信号を出力
するパイロット信号キャンセラーと、 前記第１の低域通過フィルタの出力信号と前記２ｆＨ信
号とを入力してＳＵＢ信号を含む信号を取り出すＡＭ復
調回路と、 前記パイロット除去信号を入力してＭＡＩＮ信号を取り
出す第２の低域通過フィルタと、 前記ＭＡＩＮ信号を入力して75マイクロ秒のディエンフ
ァシスをかけたディエンファシス信号を出力するディエ
ンファシス回路と、 前記ＳＵＢ信号を含む信号を入力してＳＵＢ信号を取り
出す第３の低域通過フィルタと、 前記音声多重コンポジット信号を入力してＦＭ復調して
セカンド・オーディオ・プログラム信号を取り出すセカ
ンド・オーディオ・プログラム復調回路と、 このセカンド・オーディオ・プログラム信号若しくは前
記ＳＵＢ信号を入力してノイズ除去のために施した圧縮
を解除した圧縮解除信号を出力するｄｂｘ回路と、 前記ディエンファシス信号と前記圧縮解除信号とを入力
してステレオ信号，モノラル信号若しくはセカンド・オ
ーディオ・プログラム信号を選択して取り出すマトリク
ス回路とを備えた音声多重信号復調装置において、 入力端子に入力された信号からパイロット信号及び近傍
の周波数の信号を出力端子に出力する帯域通過フィルタ
と、この帯域通過フィルタの出力信号を入力端子に入力
して一定振幅の信号を出力端子に出力するリミッタ回路
とを備えた縦続接続列と、 入力端子に入力された信号から所定の時間遅れを有した
信号を出力端子に出力するオールパスフィルタとを備
え、 前記第１の低域通過フィルタの出力端子と前記位相比較
器の第１の入力端子間に前記縦続接続列を挿入接続し、 前記90度位相シフト回路の出力端子と前記位相比較器の
第２の入力端子とを直接接続し、 前記第１の低域通過フィルタの出力端子の信号を前記オ
ールパスフィルタを介して前記パイロット信号キャンセ
ラー及び前記セカンド・オーディオ・プログラム復調回
路に入力したことを特徴とする音声多重信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13678597A JP3373391B2 (ja) | 1997-05-27 | 1997-05-27 | 音声多重信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13678597A JP3373391B2 (ja) | 1997-05-27 | 1997-05-27 | 音声多重信号復調装置 |
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| JP3373391B2 JP3373391B2 (ja) | 2003-02-04 |
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ID=15183470
Family Applications (1)
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| JP13678597A Expired - Fee Related JP3373391B2 (ja) | 1997-05-27 | 1997-05-27 | 音声多重信号復調装置 |
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| JP (1) | JP3373391B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3719505A1 (en) * | 2019-04-01 | 2020-10-07 | Honeywell International Inc. | An accelerometer for determining an acceleration based on modulated optical signals |
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-
1997
- 1997-05-27 JP JP13678597A patent/JP3373391B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3719505A1 (en) * | 2019-04-01 | 2020-10-07 | Honeywell International Inc. | An accelerometer for determining an acceleration based on modulated optical signals |
| CN111796117A (zh) * | 2019-04-01 | 2020-10-20 | 霍尼韦尔国际公司 | 用于基于调制光信号来确定加速度的加速度计 |
| US11079227B2 (en) | 2019-04-01 | 2021-08-03 | Honeywell International Inc. | Accelerometer system enclosing gas |
| US11119116B2 (en) | 2019-04-01 | 2021-09-14 | Honeywell International Inc. | Accelerometer for determining an acceleration based on modulated optical signals |
| US11119114B2 (en) | 2019-07-17 | 2021-09-14 | Honeywell International Inc. | Anchor structure for securing optomechanical structure |
| US11408911B2 (en) | 2019-07-17 | 2022-08-09 | Honeywell International Inc. | Optomechanical structure with corrugated edge |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3373391B2 (ja) | 2003-02-04 |
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