JPS5846738A - 振幅制限器 - Google Patents
振幅制限器Info
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- JPS5846738A JPS5846738A JP56143616A JP14361681A JPS5846738A JP S5846738 A JPS5846738 A JP S5846738A JP 56143616 A JP56143616 A JP 56143616A JP 14361681 A JP14361681 A JP 14361681A JP S5846738 A JPS5846738 A JP S5846738A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/49—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for AM stereophonic broadcast systems
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は振幅制限器、特kAMステレオ送信或いはモ
ノラル放送と両立性を有する単側帯波(88B)送信の
際に用いて好適な振幅制限器に関する。 一般KAM送信機においては、良く知られているように
、音声や音楽信号は広いダイナ建ツクレンジを有するた
め、急激に大きなレベルの信号が入力されたときに過変
調となり、歪が増大したり、占有帯域幅(BW)が広か
つ
ノラル放送と両立性を有する単側帯波(88B)送信の
際に用いて好適な振幅制限器に関する。 一般KAM送信機においては、良く知られているように
、音声や音楽信号は広いダイナ建ツクレンジを有するた
め、急激に大きなレベルの信号が入力されたときに過変
調となり、歪が増大したり、占有帯域幅(BW)が広か
つ
【他の通信に妨害を与えないようkするために振幅制
限器が使用されてかり、第1図もその一例である。 すなわち、gla!ilにおいて入力端子(1)より入
力された可聴周波信号は、WJ示せずもBW/gの低域
r波器を通り、更に可変利得増幅器(21を通して送信
機(3)k供給され、こ\で搬送波パに重畳されて送信
アンテナ(4)より発射される。また増幅器12)の出
力側に全波整流器(5)が設けられ、この整流器(5)
の出力は抵抗器(6)及びコンデンサ(7)より成る時
定数回路を介して演算増幅器(8)の反転入力端子に供
給される。 上述の時定数回路は可変利得増幅器+2)の利得制限の
解放時間を決定するもので、例えば数m5ec〜数園の
間に設定される。 そして演算増幅器(8)罠供給された整流器(5)の出
力は基準電源(9)の基準値と比較され、整流出力が基
準値を越えると演算増幅器(8)の出力により可変利得
増幅器(2)が制御され、その利得が低減されて過変調
が防止される。従って基準電1m(9)の基準値は過変
調にならない値、例えば変調度95〜100%に対応し
7t(iiK予め設定されている。 またこのよう、な送信系がステレオ化例えばAMステレ
オ化された場合には可変利得増幅器(21の部分を2系
統とし、AM変調(L+R)、副変調(L−R)共にそ
の変調度が100Nを越えないように制限する必要があ
る・ ところでAM放送の占有帯域幅(BW))−!、、我国
では15kH!(米国では30kHz)と規定されてお
り、従って通常この帯域幅を越えて変調力t−1P〜ら
ないように入力端子(1)からの信号&家低域P波器を
通して可変利得増幅器(2)K供給される力X、AMス
テレオ放送の場合、信号がL測成い):!RIIK片寄
ると、つまり差信号が大となると、第2図に示すよケに
搬送波ω。に対して上側(U8B)KR倍信号側帯波ω
j−1)の他に2次スペクトラムによる側帯波−c−2
pを発生し、これと逆に図示せずも下側(LSB)の場
合も同様に発生する。送信方式によっては更に3次、4
次の側帯波を発生するものもある。このため、従来方式
では2次以上の側帯波カー占有帯域幅の条件を越えて送
信される可能性力を多分にあり、好ましくない。 この発明は斯る点に鑑み、高次スベクノト・ラムによる
不要な帯域外副射を防止できる振幅制限器を提供するも
のである。 一般IAM放送電波は占有帯域幅内<99%のエネルギ
ーが入らなければならないものと規定されている。従っ
て占有帯域幅外に廁射される全エネルギーは1%(−2
0dB)以下でなければならない。 先に本出願人により提案され7tAMステレオ万式C特
願1@ 56−106.126−It ) K !t’
Lハ、L+キャンルまたRチャンネルのみで副賞調度(
mlチャンネル1.Hの変調度)30%時2次スペクト
ラムは−32,5dB 、50%で一24dB、70%
で−18dBであった。従ってこの発明では主変調°が
これより高−場合3〜4 dB程度多くなることを考慮
して、2次スペクトラムによる側帯波が帯域外副射とな
、B BW74〜BW/2 (日本でt! 3.75〜
7.5 kHz、米国では7.5〜15kHりの周波数
帯の副賞調度のみを最大50XK制限する。これKよっ
て帯域外刷射の許容値すなわち−20dBを超過するこ
とはない。 また一般にステレオ信号源のエネルギーは第3図に示す
ようKL+R信号が発生する方向であるLR軸に集中し
、L−B信号が発生する方向で1 あるり、−R@にはL−R軸の 4〜4位のエネルギー
しかないこと、及び通常音電信号源は、第4■に示すよ
うに高域エネルギーが小さ、いことを勘案し、余裕を見
て、上述の副賞調度を更K 30に程度まで制限しても
何等差し支えない。 以下この発明の諸実施例を第5図乃至第7図に基づいて
詳しく説明する。 第5図はこの発明の第1実施例を示すもので、同図にお
いて、 on 、 a’aは夫々L信号、R信号が入力
される入力端子、01.0着は夫々入力される信号のう
ち占有帯域幅BWのイ、例えば我国の場合7.5kH!
以下をr波する低域P波器、 Q5)は変調度100%
以上を制限する慣用の制限器である。 制限器Q9の出力側にはLチャンネル用の低域P波器a
e及び高域f波器anと、Rチャンネル用の低域r波器
α・及び高域r波器aIJが設けられ、゛低域P波器n
e、a槌は占有帯域幅BWの1/、例えば我国の場合3
.75 kHz 以下’k F波し、高域f波[5Q7
)、QIは占有帯域幅BWの3以上をr波する・ 低域P波器αθの出力信号は加算器(イ)の一方の入力
端に供給され、高域P波器顛の出力信号は可変利得増幅
器(211を通して加算!S(至)の他方の入力端に供
給され、もって両信号はζ〜で加算されて出力端子(2
)へも信号として出力される。 同11に低域P波器側の出力信号は加算器@の一方の入
力端に供給され、高域P波器a9の出力信号は可変利得
増幅器−を通して加算器(至)の他方の入力端に供給さ
れ、もって両信号はと\で加算されて出力端子(ハ)へ
8信号として出力される。 會た可変利得増幅器(21+の出力信号は引算器(ハ)
の一方の入力端に供給され、可変利得増幅器(2)の出
力信号は引算器■の他方の入力端に供給され、吃って引
算器■の出力側にはその差信号すなわちL−几信号が得
られる。この得られたL−几信号は、周波数的には低域
P波器(13、α(及び高域r波器flD。 asで制限されたBw/4〜B′v/2の周波数、例え
ば日本の場合3.75〜7.5 kl(、の信号である
。 −このL−R信号は全波整流器@で整流され、
更に抵抗器(至)及びコンデンサのより成る時定数回路
を介して比較回路例えば演算増幅器(至)の反転入力端
子に供給される。この時定数回路は実質的に第1図で説
明した時定数回路と同様の機能を有するものである。 そして演算増゛幅・C!IJに供給された整流器(イ)
の出力は、演算増幅器(至)kおいてその非反転入力端
子に供給される基準電源Gυの基準値と比較される。 この基準電源r31)の基準値はこ\では副!調度、す
なわちL−R信号の変調度50%に対応した値に予め設
定される。従って整流出力が基準値を越えると演算増幅
器(至)はその出力により可変利得増幅器12D及び弼
を制御して、その利得を低減させる。 このよう忙して利得を制限された可変利得増幅器 器(211、amの各出力(/4以下)は夫々加算器(
イ)。 (2)において低域r波器01 、 錦より夫々供給さ
れる9vBW 各出力(/〜/2)と加算された後、L信号、R信号と
して夫々出力端子(23,12!9へ供給される。 このように2次スペクトラムが帯域外開封となる− 〜
FM/20周波数帯の副賞調度のみが最大!5OX(2
次スペ/ ) ラAからlると一24dB )k制限さ
れるので、出力端子の及び(至)より図示せずもステレ
オエキサイタを介して送信アンテナから発射されるAM
波は、帯斌外開封の許容値−20dBを超過することは
な一込。 第6図はこの発明のfJX2実施例を示すもので、同I
HCおいて、第5図と対応する部分には同−符勺を付し
、その詳細説明は省略する。 いオ占有帯域幅BWが例えば我国のよう1c15kHz
の場合、最大変調周波数は7.5kHzまでしか許容省
れす、従ってtlIE5図の如<7.5kHzの低斌r
波器を用いると、音楽信号の高域成分が実質的にカット
される。しかし実際忙は、7.5kHz以上の周波数成
分は、音質的には重要であるがそのエネルギーitかな
り低くほとんどの場合20 dB以下である。 そこで本実施例では、7.5 kHz以上の周波数成分
も通過させるように成し、変調度を例えば7〜10Xl
ii度に押えるようKしようとするものである。 すなわち、第6図において、入力端子αυ、 G21の
後に15 kHz以下をf波する低域f波器0υ、 G
42を設けると共に、制限器αSの出力側の低域P波器
(1及ヒaF4ト夫に並列K 、 3.75〜7.5
kHzの帯域P波器(43と7.5kHzの高域r波器
(偵及び3.75−7.5 kHzの帯域P波器(45
1と7.5kHzの高域r波器的を設ける。つまり帯域
r波器(43は単一で第5図のP波器a3及びaηのf
波機能を兼ねるものであり、同様に帯域r波器的は単一
で第5図のP波器I及びG9のP波機能を兼ねるもので
ある。そしてこれ等帯域P波器143 、 (4”Jの
各出力は上述同様夫々可変利得増幅器+211 、 (
241を通して加算器ω、(21の他方の入力jllK
供給される。 一方高埴r波器(44J 、 (461の各出力は夫々
可変利得増幅器(47) 、 (4υに供給される。そ
して°可変利得増幅器(4ηの出力は加算器−の更に他
方の入力端に供給されると共に、加算器(4!及び引算
器6Iの各一方の入力端に供給される。ま九可変利得増
幅器咽の出力は加算器のの更に他方の入力端に供給さ九
ると共に加算器(49及び引算器(至)の各他方の入力
端に供給される。従って加算6(41の出力側には7.
5 kHz以上のL+R信号rAM成分)、引算器間の
出力側には7.5kHz以上のL−R信号rPM成分)
が取り出される。 加算I)(41の出力は全波整流器51)で整流され、
更に抵抗器53及びコンデンサ■より成る時定数回路を
介して比較回路例えば演算増幅器(ロ)の反転入力端子
に供給される。そしてこの整流出方は、演算増幅器[有
]の非反転入力端子に基準電m(ト)より供給される基
準値と比較される。 同様に%引算器(至)の出力は全波整流器ωで整流され
、更に抵抗器6?)及びコンデンサ68より成る時定轄
回路を介して比較回路例えば演算増幅器器の反転入力端
子に供給される。そしてこの整流出方は、演算増幅器器
の非反転入力端子に基準電源(ト)より供給される基準
値と比較される。こ\で基準電源(至)の基準値は、7
.5kHz以上の信号成分忙対して主変調度及び陶変調
度共VC所定値例えば7〜】O%橿度に対応した値に予
め設定される。つまり本実施例では7.5kHz以上の
信号成分正鏝には上限は低斌P波器(4υ、(42で制
限されるから、7.5〜15 kHzの信号成分を取り
出すようKしたので、L−R信号だけでなくI、+R傷
信号こ\で所定の変調度に規制しようとするものである
。従って整流出力が基準値を越えると、演算増幅器ff
14) 、 69の出力が夫々その出力側に配されたダ
イオード−1If)を通して合成され、制御信号として
可変利得増幅器C4で及び(481へ供給されてそれ等
の利得を低減させる。 まt上述と同様にして3.75〜7.5 kl−1xの
L−1’を信号が引算器(ハ)に取り出されて整流さr
te後演算演算増幅器)kおいて基準値と比較される。 そして整流出力が基準値を越えた時点で演算増幅act
oの出力忙より可変利得増幅器(211及び(至)が制
御されその利得が低減される。 従って加算器Hkは低域f波器aeの出方(3,75k
Hz以下)、可変利得増幅器(211からの利得制限さ
れた出力(3,75〜7.5kHz)及び可変利得増幅
器(47)からの利得制限された出力(7,5kHz以
上、正確には7.5−15kHz )が供給され、こ\
で加算される。 そして加算器(至)の出力はL信号として出力端子のへ
供給される。同機に1、加算器(ハ)Kは低域f波器a
・の出力(3,75kHz以下)、可変利得増幅器34
からの利得制限された出力(3,75〜7.5kHz)
及び可変利得増幅器(ハ)からの利得制限された出力(
7,5kHz以上、正111Kは7.5〜15 kHz
)が供給され、と\で加算される。そして加算器(ハ
)の出力はR信号として出力端子(ハ)へ供給される。 このようにして本実施例でも上記第1実施例と同様の作
用効果が得られると共忙、更に本実施例では音質上重要
な実質的に7.5kHz以上の信号成分を通過させ、そ
の変調度を所定値に押さえるようにしたので、音質をは
とんど劣化させることなく占有帯域幅を制限できる。従
って、例えば我国のように占有帯域幅が15 kHzで
、最大変調周波数が7.5 kHz’までしか許容され
ず、その7.5kHz用の低域r波器により音楽信号の
高域成分がカットされる場合等に用いて極めて有用であ
る。 第7図はこの発明の第3実施例を示すもので、同図にお
いて、−第、6図と対応する部分には同一符号を付し、
その詳細説明は省略する。また第7図では本実施例に関
連する部分のみを示している。 本実施例では、一般に2次スペクトラムが副変調レベル
の2乗に比例するととに鑑み、3.75〜7、5 kH
zの副変調度が高いときは7.5kHz以上のレベルを
小さくシ、ステレオ定位が中心にあるときすなわちIf
f調度か低いときは、7.5kHz以上の成分を許容さ
れる規定値一杯まで出力するようにする。つまり、第6
図において帯域r波器+43 、 (4!9を通過する
7、5kHzの成分と高域f波器(44) 、 (46
1を通過する7、5kHzの成分の和が基準電源0υで
設定される基準値以下になるように制御して、第6図の
レベル検出を更に改良しようとする庵のである。 すなわち、l[7図忙おいて、全波整流器6υ、ωの出
力側の各時定数回路の後に夫々加算器13.13を設け
ると共に全波整流器面の出力側の時定数回路の後に2乗
回路(財)を設ける。セして全波整流器61)、(至)
の各整流出力を夫々加算・63 、 關の各−万の入力
端に供給すると共に2乗回−一の出力を加算sa3.a
の各他方の入力端に供給するようkする・ 従って基準電flI@の基準値から見た場合、3.75
〜7.5 kHzの廁変調膚が高いときすなわち2乗回
路(財)゛の出力レベルが大きいときは7.5kHz以
上の信号成分のレベルすなわち全披整器6υ、@からの
整流出偽のレベルが実質的に小さくなり、逆に剛質11
ffが低いときは7.5kHz以上の信号成分のレベル
が実質的−綻値一杯まで太きくなることKな木。 勿論この逆、すなわち7.5kHz以上の信号成分が多
いときK JiJ f調度をさげることも可能である。 このようkして本実施例でも上紀第1及び第2実施例と
同様の作用効果が得られると共に、更に本実施例ではレ
ベル検出の精度・′番向上するようにしたので、ステレ
オ定位や音質をほとんど劣化することなく占有帯域幅を
制限することができる。 なお1本実施例忙おいて、上述の如く2次スペクトラム
が副変調レベルの2乗に比例することを考えれば、全波
整流器@の整流出力を、時定数回路を峰で直接加算器[
6,13の各他方の入力mK供給するようにしてもよく
、従って?乗回路(財)は、必要に応じて削除し得るも
のである。 上述の如くこの発明によれば、許容占有帯域幅内の所定
周波数以上の信号の変調度を所定値以下に制限し、高次
スペクトラムによる不要な帯域外開封を防止するようk
したので、ステレオ定位や音質をほとんど劣化すること
なく占有帯域幅を制限することができる。−またAMス
テレオ化しても従来のモノラル放送と全く同じ占有帯域
幅を゛もって放送することができ、しかも高域でも逼変
調とならないように出来るので、高域でのΦ発生を防止
することができる。 なお上述の実施例では、我国におけ−るAM放送の占有
帯域幅を例にとり説明したが、これに限定されることな
く、その他の異なる占有帯域幅の場合もその周波数に対
応してP波周波数等を変えるだけで同様に適用できるこ
とは言うまでもない、−また変!1度に対応して基準値
)の設定も、上、述の値に限定されることなく、各国の
規足に応、じて任意の値に設定し得るものである。 更にこの発明は、先に本出願人により提案された上記A
Mステレオ方式だけでなく、その他の周ステレオ方式例
えばモトローラ方式やマグナボックス方式にも同様に適
用できることは言うまでもない。
限器が使用されてかり、第1図もその一例である。 すなわち、gla!ilにおいて入力端子(1)より入
力された可聴周波信号は、WJ示せずもBW/gの低域
r波器を通り、更に可変利得増幅器(21を通して送信
機(3)k供給され、こ\で搬送波パに重畳されて送信
アンテナ(4)より発射される。また増幅器12)の出
力側に全波整流器(5)が設けられ、この整流器(5)
の出力は抵抗器(6)及びコンデンサ(7)より成る時
定数回路を介して演算増幅器(8)の反転入力端子に供
給される。 上述の時定数回路は可変利得増幅器+2)の利得制限の
解放時間を決定するもので、例えば数m5ec〜数園の
間に設定される。 そして演算増幅器(8)罠供給された整流器(5)の出
力は基準電源(9)の基準値と比較され、整流出力が基
準値を越えると演算増幅器(8)の出力により可変利得
増幅器(2)が制御され、その利得が低減されて過変調
が防止される。従って基準電1m(9)の基準値は過変
調にならない値、例えば変調度95〜100%に対応し
7t(iiK予め設定されている。 またこのよう、な送信系がステレオ化例えばAMステレ
オ化された場合には可変利得増幅器(21の部分を2系
統とし、AM変調(L+R)、副変調(L−R)共にそ
の変調度が100Nを越えないように制限する必要があ
る・ ところでAM放送の占有帯域幅(BW))−!、、我国
では15kH!(米国では30kHz)と規定されてお
り、従って通常この帯域幅を越えて変調力t−1P〜ら
ないように入力端子(1)からの信号&家低域P波器を
通して可変利得増幅器(2)K供給される力X、AMス
テレオ放送の場合、信号がL測成い):!RIIK片寄
ると、つまり差信号が大となると、第2図に示すよケに
搬送波ω。に対して上側(U8B)KR倍信号側帯波ω
j−1)の他に2次スペクトラムによる側帯波−c−2
pを発生し、これと逆に図示せずも下側(LSB)の場
合も同様に発生する。送信方式によっては更に3次、4
次の側帯波を発生するものもある。このため、従来方式
では2次以上の側帯波カー占有帯域幅の条件を越えて送
信される可能性力を多分にあり、好ましくない。 この発明は斯る点に鑑み、高次スベクノト・ラムによる
不要な帯域外副射を防止できる振幅制限器を提供するも
のである。 一般IAM放送電波は占有帯域幅内<99%のエネルギ
ーが入らなければならないものと規定されている。従っ
て占有帯域幅外に廁射される全エネルギーは1%(−2
0dB)以下でなければならない。 先に本出願人により提案され7tAMステレオ万式C特
願1@ 56−106.126−It ) K !t’
Lハ、L+キャンルまたRチャンネルのみで副賞調度(
mlチャンネル1.Hの変調度)30%時2次スペクト
ラムは−32,5dB 、50%で一24dB、70%
で−18dBであった。従ってこの発明では主変調°が
これより高−場合3〜4 dB程度多くなることを考慮
して、2次スペクトラムによる側帯波が帯域外副射とな
、B BW74〜BW/2 (日本でt! 3.75〜
7.5 kHz、米国では7.5〜15kHりの周波数
帯の副賞調度のみを最大50XK制限する。これKよっ
て帯域外刷射の許容値すなわち−20dBを超過するこ
とはない。 また一般にステレオ信号源のエネルギーは第3図に示す
ようKL+R信号が発生する方向であるLR軸に集中し
、L−B信号が発生する方向で1 あるり、−R@にはL−R軸の 4〜4位のエネルギー
しかないこと、及び通常音電信号源は、第4■に示すよ
うに高域エネルギーが小さ、いことを勘案し、余裕を見
て、上述の副賞調度を更K 30に程度まで制限しても
何等差し支えない。 以下この発明の諸実施例を第5図乃至第7図に基づいて
詳しく説明する。 第5図はこの発明の第1実施例を示すもので、同図にお
いて、 on 、 a’aは夫々L信号、R信号が入力
される入力端子、01.0着は夫々入力される信号のう
ち占有帯域幅BWのイ、例えば我国の場合7.5kH!
以下をr波する低域P波器、 Q5)は変調度100%
以上を制限する慣用の制限器である。 制限器Q9の出力側にはLチャンネル用の低域P波器a
e及び高域f波器anと、Rチャンネル用の低域r波器
α・及び高域r波器aIJが設けられ、゛低域P波器n
e、a槌は占有帯域幅BWの1/、例えば我国の場合3
.75 kHz 以下’k F波し、高域f波[5Q7
)、QIは占有帯域幅BWの3以上をr波する・ 低域P波器αθの出力信号は加算器(イ)の一方の入力
端に供給され、高域P波器顛の出力信号は可変利得増幅
器(211を通して加算!S(至)の他方の入力端に供
給され、もって両信号はζ〜で加算されて出力端子(2
)へも信号として出力される。 同11に低域P波器側の出力信号は加算器@の一方の入
力端に供給され、高域P波器a9の出力信号は可変利得
増幅器−を通して加算器(至)の他方の入力端に供給さ
れ、もって両信号はと\で加算されて出力端子(ハ)へ
8信号として出力される。 會た可変利得増幅器(21+の出力信号は引算器(ハ)
の一方の入力端に供給され、可変利得増幅器(2)の出
力信号は引算器■の他方の入力端に供給され、吃って引
算器■の出力側にはその差信号すなわちL−几信号が得
られる。この得られたL−几信号は、周波数的には低域
P波器(13、α(及び高域r波器flD。 asで制限されたBw/4〜B′v/2の周波数、例え
ば日本の場合3.75〜7.5 kl(、の信号である
。 −このL−R信号は全波整流器@で整流され、
更に抵抗器(至)及びコンデンサのより成る時定数回路
を介して比較回路例えば演算増幅器(至)の反転入力端
子に供給される。この時定数回路は実質的に第1図で説
明した時定数回路と同様の機能を有するものである。 そして演算増゛幅・C!IJに供給された整流器(イ)
の出力は、演算増幅器(至)kおいてその非反転入力端
子に供給される基準電源Gυの基準値と比較される。 この基準電源r31)の基準値はこ\では副!調度、す
なわちL−R信号の変調度50%に対応した値に予め設
定される。従って整流出力が基準値を越えると演算増幅
器(至)はその出力により可変利得増幅器12D及び弼
を制御して、その利得を低減させる。 このよう忙して利得を制限された可変利得増幅器 器(211、amの各出力(/4以下)は夫々加算器(
イ)。 (2)において低域r波器01 、 錦より夫々供給さ
れる9vBW 各出力(/〜/2)と加算された後、L信号、R信号と
して夫々出力端子(23,12!9へ供給される。 このように2次スペクトラムが帯域外開封となる− 〜
FM/20周波数帯の副賞調度のみが最大!5OX(2
次スペ/ ) ラAからlると一24dB )k制限さ
れるので、出力端子の及び(至)より図示せずもステレ
オエキサイタを介して送信アンテナから発射されるAM
波は、帯斌外開封の許容値−20dBを超過することは
な一込。 第6図はこの発明のfJX2実施例を示すもので、同I
HCおいて、第5図と対応する部分には同−符勺を付し
、その詳細説明は省略する。 いオ占有帯域幅BWが例えば我国のよう1c15kHz
の場合、最大変調周波数は7.5kHzまでしか許容省
れす、従ってtlIE5図の如<7.5kHzの低斌r
波器を用いると、音楽信号の高域成分が実質的にカット
される。しかし実際忙は、7.5kHz以上の周波数成
分は、音質的には重要であるがそのエネルギーitかな
り低くほとんどの場合20 dB以下である。 そこで本実施例では、7.5 kHz以上の周波数成分
も通過させるように成し、変調度を例えば7〜10Xl
ii度に押えるようKしようとするものである。 すなわち、第6図において、入力端子αυ、 G21の
後に15 kHz以下をf波する低域f波器0υ、 G
42を設けると共に、制限器αSの出力側の低域P波器
(1及ヒaF4ト夫に並列K 、 3.75〜7.5
kHzの帯域P波器(43と7.5kHzの高域r波器
(偵及び3.75−7.5 kHzの帯域P波器(45
1と7.5kHzの高域r波器的を設ける。つまり帯域
r波器(43は単一で第5図のP波器a3及びaηのf
波機能を兼ねるものであり、同様に帯域r波器的は単一
で第5図のP波器I及びG9のP波機能を兼ねるもので
ある。そしてこれ等帯域P波器143 、 (4”Jの
各出力は上述同様夫々可変利得増幅器+211 、 (
241を通して加算器ω、(21の他方の入力jllK
供給される。 一方高埴r波器(44J 、 (461の各出力は夫々
可変利得増幅器(47) 、 (4υに供給される。そ
して°可変利得増幅器(4ηの出力は加算器−の更に他
方の入力端に供給されると共に、加算器(4!及び引算
器6Iの各一方の入力端に供給される。ま九可変利得増
幅器咽の出力は加算器のの更に他方の入力端に供給さ九
ると共に加算器(49及び引算器(至)の各他方の入力
端に供給される。従って加算6(41の出力側には7.
5 kHz以上のL+R信号rAM成分)、引算器間の
出力側には7.5kHz以上のL−R信号rPM成分)
が取り出される。 加算I)(41の出力は全波整流器51)で整流され、
更に抵抗器53及びコンデンサ■より成る時定数回路を
介して比較回路例えば演算増幅器(ロ)の反転入力端子
に供給される。そしてこの整流出方は、演算増幅器[有
]の非反転入力端子に基準電m(ト)より供給される基
準値と比較される。 同様に%引算器(至)の出力は全波整流器ωで整流され
、更に抵抗器6?)及びコンデンサ68より成る時定轄
回路を介して比較回路例えば演算増幅器器の反転入力端
子に供給される。そしてこの整流出方は、演算増幅器器
の非反転入力端子に基準電源(ト)より供給される基準
値と比較される。こ\で基準電源(至)の基準値は、7
.5kHz以上の信号成分忙対して主変調度及び陶変調
度共VC所定値例えば7〜】O%橿度に対応した値に予
め設定される。つまり本実施例では7.5kHz以上の
信号成分正鏝には上限は低斌P波器(4υ、(42で制
限されるから、7.5〜15 kHzの信号成分を取り
出すようKしたので、L−R信号だけでなくI、+R傷
信号こ\で所定の変調度に規制しようとするものである
。従って整流出力が基準値を越えると、演算増幅器ff
14) 、 69の出力が夫々その出力側に配されたダ
イオード−1If)を通して合成され、制御信号として
可変利得増幅器C4で及び(481へ供給されてそれ等
の利得を低減させる。 まt上述と同様にして3.75〜7.5 kl−1xの
L−1’を信号が引算器(ハ)に取り出されて整流さr
te後演算演算増幅器)kおいて基準値と比較される。 そして整流出力が基準値を越えた時点で演算増幅act
oの出力忙より可変利得増幅器(211及び(至)が制
御されその利得が低減される。 従って加算器Hkは低域f波器aeの出方(3,75k
Hz以下)、可変利得増幅器(211からの利得制限さ
れた出力(3,75〜7.5kHz)及び可変利得増幅
器(47)からの利得制限された出力(7,5kHz以
上、正確には7.5−15kHz )が供給され、こ\
で加算される。 そして加算器(至)の出力はL信号として出力端子のへ
供給される。同機に1、加算器(ハ)Kは低域f波器a
・の出力(3,75kHz以下)、可変利得増幅器34
からの利得制限された出力(3,75〜7.5kHz)
及び可変利得増幅器(ハ)からの利得制限された出力(
7,5kHz以上、正111Kは7.5〜15 kHz
)が供給され、と\で加算される。そして加算器(ハ
)の出力はR信号として出力端子(ハ)へ供給される。 このようにして本実施例でも上記第1実施例と同様の作
用効果が得られると共忙、更に本実施例では音質上重要
な実質的に7.5kHz以上の信号成分を通過させ、そ
の変調度を所定値に押さえるようにしたので、音質をは
とんど劣化させることなく占有帯域幅を制限できる。従
って、例えば我国のように占有帯域幅が15 kHzで
、最大変調周波数が7.5 kHz’までしか許容され
ず、その7.5kHz用の低域r波器により音楽信号の
高域成分がカットされる場合等に用いて極めて有用であ
る。 第7図はこの発明の第3実施例を示すもので、同図にお
いて、−第、6図と対応する部分には同一符号を付し、
その詳細説明は省略する。また第7図では本実施例に関
連する部分のみを示している。 本実施例では、一般に2次スペクトラムが副変調レベル
の2乗に比例するととに鑑み、3.75〜7、5 kH
zの副変調度が高いときは7.5kHz以上のレベルを
小さくシ、ステレオ定位が中心にあるときすなわちIf
f調度か低いときは、7.5kHz以上の成分を許容さ
れる規定値一杯まで出力するようにする。つまり、第6
図において帯域r波器+43 、 (4!9を通過する
7、5kHzの成分と高域f波器(44) 、 (46
1を通過する7、5kHzの成分の和が基準電源0υで
設定される基準値以下になるように制御して、第6図の
レベル検出を更に改良しようとする庵のである。 すなわち、l[7図忙おいて、全波整流器6υ、ωの出
力側の各時定数回路の後に夫々加算器13.13を設け
ると共に全波整流器面の出力側の時定数回路の後に2乗
回路(財)を設ける。セして全波整流器61)、(至)
の各整流出力を夫々加算・63 、 關の各−万の入力
端に供給すると共に2乗回−一の出力を加算sa3.a
の各他方の入力端に供給するようkする・ 従って基準電flI@の基準値から見た場合、3.75
〜7.5 kHzの廁変調膚が高いときすなわち2乗回
路(財)゛の出力レベルが大きいときは7.5kHz以
上の信号成分のレベルすなわち全披整器6υ、@からの
整流出偽のレベルが実質的に小さくなり、逆に剛質11
ffが低いときは7.5kHz以上の信号成分のレベル
が実質的−綻値一杯まで太きくなることKな木。 勿論この逆、すなわち7.5kHz以上の信号成分が多
いときK JiJ f調度をさげることも可能である。 このようkして本実施例でも上紀第1及び第2実施例と
同様の作用効果が得られると共に、更に本実施例ではレ
ベル検出の精度・′番向上するようにしたので、ステレ
オ定位や音質をほとんど劣化することなく占有帯域幅を
制限することができる。 なお1本実施例忙おいて、上述の如く2次スペクトラム
が副変調レベルの2乗に比例することを考えれば、全波
整流器@の整流出力を、時定数回路を峰で直接加算器[
6,13の各他方の入力mK供給するようにしてもよく
、従って?乗回路(財)は、必要に応じて削除し得るも
のである。 上述の如くこの発明によれば、許容占有帯域幅内の所定
周波数以上の信号の変調度を所定値以下に制限し、高次
スペクトラムによる不要な帯域外開封を防止するようk
したので、ステレオ定位や音質をほとんど劣化すること
なく占有帯域幅を制限することができる。−またAMス
テレオ化しても従来のモノラル放送と全く同じ占有帯域
幅を゛もって放送することができ、しかも高域でも逼変
調とならないように出来るので、高域でのΦ発生を防止
することができる。 なお上述の実施例では、我国におけ−るAM放送の占有
帯域幅を例にとり説明したが、これに限定されることな
く、その他の異なる占有帯域幅の場合もその周波数に対
応してP波周波数等を変えるだけで同様に適用できるこ
とは言うまでもない、−また変!1度に対応して基準値
)の設定も、上、述の値に限定されることなく、各国の
規足に応、じて任意の値に設定し得るものである。 更にこの発明は、先に本出願人により提案された上記A
Mステレオ方式だけでなく、その他の周ステレオ方式例
えばモトローラ方式やマグナボックス方式にも同様に適
用できることは言うまでもない。
第1図は従来の振幅制限器の一例を示す構成ダ、第2図
は第1図の動作説明と供するための@図、第3図及び第
4図はこの発明の説明に供するための線図、第5図はこ
の発明の一実施例を示す構成図、第6図及び@7図は夫
々この発明の他の実施例を示す構成図である。 Qe 、 +181 、 (411、(43ハ低域r波
器、aη、 (19、f<4 、 (aハ高域P 波器
、(fi、i、+491.i、13+!加算器、Ql)
。 C!41 、 (47) 、 (41N−!、 EIC
”利得増幅器、a、anは引算器、n−、c;nl、@
ハ全波整流器、Cn 、 n 、 691は演算増幅−
器、+43 、 (4!iは帯域f波器である。 第2図 m項数(H,)→ 第5vA 手続補正書 1.事件の表示 昭和56年特許願第 143616 号2、発明の名
称 振幅制限器 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用6丁目7番35号名称(2+
8)ソニー株式会社 代表取締役 岩間和夫 6、補正により増加する発明の数 7°補IE(D対象 明細書の発明の詳細な説明の―(
1) 明細書中、第7頁15行の「以下」を「−町」
と訂正する。 (2)同、同頁17行の「〜Bw/2」をr以下」と訂
正する。 (3) 同、第11頁10行の「上述」を「上記実施
例」と訂正する。 (4)同、第11頁10行ノ「7.51cHg ノ成分
」をr 3.75〜7.5 kHzの差信号成分の2乗
」と訂正する。 (5)同、同頁11行の、r 7.5k)(z Jを「
7.5kHz以上」と訂正する。 (6)同、第14頁17〜18行の「上述の・・・考え
れば、゛」を「レベル検出回路の精度がさほど必要でな
い場合には、」と訂正する。 (7)同、第15頁10〜11行の「高域・・・出来る
ので、」を「高域に於ける変調度が制限されるため、」
と訂正する。 以 上
は第1図の動作説明と供するための@図、第3図及び第
4図はこの発明の説明に供するための線図、第5図はこ
の発明の一実施例を示す構成図、第6図及び@7図は夫
々この発明の他の実施例を示す構成図である。 Qe 、 +181 、 (411、(43ハ低域r波
器、aη、 (19、f<4 、 (aハ高域P 波器
、(fi、i、+491.i、13+!加算器、Ql)
。 C!41 、 (47) 、 (41N−!、 EIC
”利得増幅器、a、anは引算器、n−、c;nl、@
ハ全波整流器、Cn 、 n 、 691は演算増幅−
器、+43 、 (4!iは帯域f波器である。 第2図 m項数(H,)→ 第5vA 手続補正書 1.事件の表示 昭和56年特許願第 143616 号2、発明の名
称 振幅制限器 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用6丁目7番35号名称(2+
8)ソニー株式会社 代表取締役 岩間和夫 6、補正により増加する発明の数 7°補IE(D対象 明細書の発明の詳細な説明の―(
1) 明細書中、第7頁15行の「以下」を「−町」
と訂正する。 (2)同、同頁17行の「〜Bw/2」をr以下」と訂
正する。 (3) 同、第11頁10行の「上述」を「上記実施
例」と訂正する。 (4)同、第11頁10行ノ「7.51cHg ノ成分
」をr 3.75〜7.5 kHzの差信号成分の2乗
」と訂正する。 (5)同、同頁11行の、r 7.5k)(z Jを「
7.5kHz以上」と訂正する。 (6)同、第14頁17〜18行の「上述の・・・考え
れば、゛」を「レベル検出回路の精度がさほど必要でな
い場合には、」と訂正する。 (7)同、第15頁10〜11行の「高域・・・出来る
ので、」を「高域に於ける変調度が制限されるため、」
と訂正する。 以 上
Claims (1)
- AMステレオ送信又はモノラル放送と両立性を有する単
側帯波送信システムにおいて、許容占有帯域幅内の所雉
周波数以上の信号の変調度を所定値以下に制限し、高次
スペクトラ五による帯域外副射を制御するようにしたこ
とを特徴とする振幅制限器。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56143616A JPS5846738A (ja) | 1981-09-11 | 1981-09-11 | 振幅制限器 |
US06/416,327 US4486898A (en) | 1981-09-11 | 1982-09-09 | Amplitude limiter for AM broadcast transmitter |
CA000411217A CA1189574A (en) | 1981-09-11 | 1982-09-10 | Amplitude limiter for am broadcast transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56143616A JPS5846738A (ja) | 1981-09-11 | 1981-09-11 | 振幅制限器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5846738A true JPS5846738A (ja) | 1983-03-18 |
Family
ID=15342879
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56143616A Pending JPS5846738A (ja) | 1981-09-11 | 1981-09-11 | 振幅制限器 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4486898A (ja) |
JP (1) | JPS5846738A (ja) |
CA (1) | CA1189574A (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4679239A (en) * | 1984-08-22 | 1987-07-07 | National Communications Research Center, Inc. | Apparatus and method for processing stereo signals for application to an AM stereo broadcasting unit |
US4680795A (en) * | 1985-12-23 | 1987-07-14 | Motorola, Inc. | Dual purpose variable Q filter |
US5365219A (en) * | 1992-07-08 | 1994-11-15 | Michael Hung Chang | Conversation level warning device |
KR100504141B1 (ko) * | 2003-01-22 | 2005-07-27 | 삼성전자주식회사 | 휴대용 단말기에서 삼차원 서라운드 효과를 가지는 장치및 방법 |
US7453953B2 (en) * | 2005-06-01 | 2008-11-18 | Motorola, Inc. | System and method for enlarging amplitude minima in a linear modulation signal |
US8009100B2 (en) * | 2006-06-27 | 2011-08-30 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Radio frequency emitter detection and location method and system |
US20090072866A1 (en) * | 2007-09-19 | 2009-03-19 | Neil Edward Walker | Method and system for controlling amplified signals reflecting physiological characteristics |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3007005A (en) * | 1959-02-12 | 1961-10-31 | Philco Corp | Transmitter for stereophonic information signals |
US4323731A (en) * | 1978-12-18 | 1982-04-06 | Harris Corporation | Variable-angle, multiple channel amplitude modulation system |
US4236042A (en) * | 1979-03-12 | 1980-11-25 | Harris Corporation | Compatible AM stereo system employing a modified quadrature modulation scheme |
US4338491A (en) * | 1980-06-04 | 1982-07-06 | Motorola Inc. | Compatible AM stereophonic system |
-
1981
- 1981-09-11 JP JP56143616A patent/JPS5846738A/ja active Pending
-
1982
- 1982-09-09 US US06/416,327 patent/US4486898A/en not_active Expired - Lifetime
- 1982-09-10 CA CA000411217A patent/CA1189574A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4486898A (en) | 1984-12-04 |
CA1189574A (en) | 1985-06-25 |
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