JPH038138B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明はFM放送システムに関し、特に現在あ
るモノホニツクおよびステレオフオニツク・ラジ
オ受信装置と、米国電子工業連盟（EIA）により
最近採用されたステレオ・テレビジヨンのための
送信基準とに対するコンパチビリテイを維持しな
がら、ラジオおよびテレビジヨンの両用途のため
のFMステレオの放送システムのチヤンネル容量
および到達範囲を増大させるための送受信技術に
関する。

〔従来技術〕 FM音響放送の意義は、主として電磁波妨害に
対するその相対的余裕度および低ノイズの全音響
域巾を提供するその潜在的能力の故に認められて
きた。FMステレオはラジオ受信に対して新たな
音響的次元を加えるものであるが、信号対ノイズ
比の大幅な犠性によつてのみこれを行う。ステレ
オ放送におけるノイズペナルテイは周知であり、
多重チヤンネル音響の送信から生じる比較的高い
ノイズ・レベルおよび到達範囲の損失に対して関
係するいくつかの要因がある。放送局がバイフオ
ニツク・サービスへ転換する時、更に複雑なベー
スバンド信号の種々の成分に信号出力を分割しな
ければならない故にモノフオニツク到達範囲は減
少する。（用語「バイフオニツク」とは、以下本
文においては、トライフオニツクおよびカドラフ
オニツク放送の如き他のステレオサウンド効果の
形態から２チヤンネル放送を明確に区別するため
用いることにする。）モノフオニツク和信号Ｍ、
パイロツト信号Ｐおよびステレオフオニツク差信
号Ｓを含むコンポジツト信号の広帯域性の故に、
バイフオニツクの信号対ノイズ比はモノフオニツ
クの信号対ノイズ比よりも減少する。バイフオニ
ツク送信においてベースバンド・スペクトルが
53KHzまで拡張すると、周波数変調によるスペク
トル特性が向上するので、ノイズ・レベルは特に
高くなる。所謂「三角形状の」ノイズ・スペクト
ルはコンポジツト信号の周波数の増加に伴つてオ
クターブ当り6dB増加し、音響デエンフアシスが
これをやや緩和するが、このノイズの問題は依然
として大きな問題である。復調後に、音声デマト
リツクス操作中モノフオニツク信号中に存在する
ノイズに対して、差チヤンネルの副搬送波のノイ
ズ成分が統計的に独立に加えられる。

信号対ノイズ比の低下についてなされてきた多
数の研究の要約については、ここで信号対ノイズ
比の理論的損失の評価において勘定に入れなけれ
ばならない要因について記述する代りに、1984年
11月27日発行のE.L.TorickおよびT.B.Kellerの
信号対ノイズ分離を行なつた多数の研究の要約に
対する米国特許第4485483号を参照されたい。一
般に、これらの研究は、広い音響分離を共なうス
テレオ音響プログラミングにおいては26dBのペ
ナルテイがあるが、モノフオニツク受信機の場合
にはノイズ分離は１乃至7dBの範囲内にあると結
論付けている。このような信号対ノイズ比の損失
は放送局の有効到達範囲の減少をもたらす結果と
なり、研究によればバイフオニツク送信の場合に
は２チヤンネルの受信範囲がモノフオニツクの受
信範囲の略々半分に過ぎないことが判つている。

上記の米国特許は、現在ある受信装置に完全な
コンパチビリテイを有し、かつ信号対ノイズ比の
改善によりFM放送の到達範囲を著しく拡大する
バイフオニツクFMラジオ放送システムについて
記載している。この開示されたシステム（以下本
文においては、「Torick／Kellerシステム」と称
する）においては、通常の左側および右側の信号
は従来通りマトリツクス化されて従来の和（Ｍ）
と差（Ｓ）の信号を得る。この差の信号は、第１
の副搬送波信号を振幅変調するため使用されると
同時に、そのダイナミツク・レンジを圧縮して圧
縮された差信号S′を生じるコンプレツサに対して
加えられる。この圧縮された差信号S′は、同じ周
波数の第２の副搬送波信号の振幅変調に用いられ
るが、第２の副搬送波は第１の副搬送波に対して
直角位相関係となつている。各副搬送波の搬送波
抑圧両側波帯変調が用いられ、副搬送波信号の周
波数は、Ｍ信号と変調された副搬送波信号の下側
波帯間の周波数ギヤツプを確保するため充分に高
い。受信機における検波のため、上記の周波数ギ
ヤツプ内に存在する従来の低レベルの位相基準の
パイロツト信号が用いられる。前記のＭ信号、２
つの変調された副搬送波信号およびパイロツト信
号は、送信のための高い周波数の搬送波に対して
周波数変調される。受信装置は、Ｍ信号、通常の
差信号Ｓおよび圧縮された差信号S′を得るための
デモジユレータと、得られた圧縮差信号を相補的
に伸長するためのエキスパンダとを含んでいる。
差信号の伸長されたノイズ低下信号を得られた和
信号Ｍと合成して、もとの左側（Ｌ）と右側
（Ｒ）の信号を得る。受信装置はまた、得られた
差信号の伸長信号の代りに、通常の差信号を合成
装置に対して印加して受信装置が従来のステレオ
フオニツク信号を再成することを可能にするスイ
ツチ手段を含んでいる。

従つて、実際には、上記Torick／Kellerシス
テムは、ステレオ音響のため通常用いられるもの
以外のチヤンネルを圧伸してこれを送信のための
帯域巾を増加しないような方法でコード化する概
念を具体化するものである。送信チヤンネルにお
ける22乃至26dBの信号対ノイズ比の改善を生じ
る差（Ｌ−Ｒ）信号の圧伸措置を行なうことによ
り、ステレオ放送の聴収者は、理論的には従来の
モノフオニツクの聴取者がそうであつたと同じ程
度の信号対ノイズ比で楽しむ事ができる。受信し
たノイズのこの減少量は有効なステレオサービス
エリアを著しく増大し、一般に送信局から受信可
能な信号がもはや受信されない地点までの半径は
従来のステレオの場合に比較して少なくとも二倍
となり、このことは聴取者数の四倍が受信可能な
信号を受信することを意味する。

最近米国電子工業連盟（EIA）により採用され
たシステムによるテレビジヨンにステレオサウン
ドを加える用途においては、差信号（Ｌ−Ｒ）は
db_x社のコンプレツサによつて圧縮されて、モノ
フオニツク送信と比較して信号対ノイズ比におけ
るペナルテイを克服するため必要な信号対ノイズ
比の改善を提供する。圧縮された差信号を用いて
副搬送波を振幅変調し、振幅変調された副搬送波
と通常の和信号Ｍとパイロツト信号が送信のため
高い周波数の搬送波に対して周波数変調される。
圧縮された差信号のみが送出され、即ち、圧縮さ
れない差信号の送信は生じない。このため、現在
あるモノフオニツクのテレビジヨン受像器によつ
て信号はコンパチビリテイに受信することができ
るが、現在あるFMステレオ受信機では受信する
ことができない。しかしステレオフオニツク・テ
レビジヨンに対する基準がこれまでなかつたた
め、EIAステレオ・テレビジヨン・システムの採
用においてはコンパチビリテイは問題ではなかつ
た。

本発明の主な目的は、Torick／Kellerシステ
ムにおいて獲得し得るものよりも大きな信号対ノ
ズル比の改善を行う事ができるFMステレオフオ
ニツク放送システムの提供にある。

上記の目的から当然の目的として、Torick／
Kellerシステムの改善された信号対ノイズ比の利
点を依然として維持しながら、このシステムの比
較的大きなチヤンネル容量を更によく利用する
FMステレオ放送システムの提供がある。

本発明の更に別の目的は、最大振幅を小さくし
た圧縮された差の音響信号のみを送信するEIAに
より最近認可されたステレオ・テレビジヨン・シ
ステムのコンパチビリテイを保つた改善にあり、
変化しない直角位相関係の差信号をも送信するこ
とにより達成される。

本発明の他の目的は、送信装置において使用す
ることができるどんなコンプレツサ特性に対して
も適合する能力を備えた受信装置において使用す
るのに適したエキスパンダの提供にある。

更に他の目的は、元の信号の全てのパラメータ
を送信において用いられた圧縮則の如何に拘らず
自動的に復元することができるように、適応周波
数に応答する復号および適応する動作開始（アタ
ツク）および回復（リカバリー）時間（定常状態
となる迄の立ち上り及び立ち下り時間）復号が可
能なFMステレオフオニツク・システムにおいて
使用されるエキスパンダの提供にある。

〔発明の要約〕

本発明によるFMステレオフオニツク放送シス
テムは、ラジオまたはテレビジヨンの如何を問わ
ず、通常の差信号Ｓおよび圧縮された差信号S′が
共に送信されるTorick／Kellerシステムと類似
している。しかし、受信された圧縮差信号の伸長
された信号のみが和信号Ｍとマトリツクス操作し
て元のＬおよびＲ信号を得るTorick／Kellerラ
ジオ・システムとは異なり、本発明による受信装
置は、通常の差信号Ｓと圧縮された差信号S′を組
合せて、その得られた信号を伸長してノイズの減
つた差信号を得、このノイズの減つた差信号を得
られた和信号Ｍとマトリツクス操作して元のＬお
よびＲ信号を得るものである。同じものでありか
つ加法によつて合成する信号ＳおよびS′の内容は
受取つた差信号の有効レベルを6dBだけ増大する
が、ノイズは、Ｓチヤンネルからのノイズおよび
直角位相関係の信号S′チヤンネルからのノイズ
が、それらの出力の二乗の和の平方根として加わ
る２つの統計的に独立的なノイズ・ソースから生
じるものと見做すことができるという事実により
3dBだけ増大し、このことは合計信号（Ｓ＋S′）
において生じるノイズが3dBでしかなくその結果
信号対ノイズ比において正味3dBの改善がもたら
されることを意味する。

変更されない通常および圧縮された両方の差信
号の受信装置において使用されるように組み合さ
れた、変更されない通常の差信号Ｓの送信は、所
望の圧伸則による圧縮信号の送信を可能にする。
例えば米国特許第4376916号において記載される
「CX」コンパンダ又は他の公知のコンパンダにお
いて典型的である２：１の勾配に限定する代り
に、本発明は従来技術のコンパンダにより実現可
能なある利得の低下量に対するノイズのポンピン
グに対して、本質的に10乃至12dBの改善を与え
る無限大対１（∞：１）または類似の圧伸特性を
備えたコンパンダの使用を可能にする。

更に、通常の差信号は完全に変化しない状態で
送信させるから、合計信号（Ｓ＋S′）の振幅を通
常の差信号のレベルと等しくし、またこれにより
受取つた和信号Ｍによる適正なデマトリツクス操
作を確保するように、エキスパンダにより得られ
るノイズの減つた信号のレベルを制御するための
基準信号として受信装置において使用することが
できる。この特性は、送信装置において使用する
ことができるどんなコンプレツサ特性に対しても
適合するエキスパンダの重要な利点を提供し、こ
のことから改善された圧伸特性が開発されるなら
ば、これを活用するための新たな受信装置のデコ
ーダを開発する必要がなくなり、コンプレツサ
（送信装置における）のみを変更して通常の差信
号による「新たな」エキスパンダの出力レベルを
制御するだけでよいことになる。受取られた非変
更の信号Ｓが元の差（Ｌ−Ｒ）のバイフオニツク
信号についての完全な情報を含むため、受取られ
た信号ＳおよびS′のダイナミツク特性における差
がこれら時定数の値に関する手掛りを与え、「敏
感な」デコーダがこれらの値に対して応答するよ
うにする事ができ、適当な補正を行なうように構
成することができる。また、信号Ｓは変更されな
いため、ステレオ・テレビジヨン用のDolby Ａ
及びＢまたはdB_xのようなコンパンダの種々の周
波数帯の信号の振幅間の関係もまたこの信号にお
いて変更されない。従つて、この信号は、コンパ
ンダ・システムの適正なダイナミツク周波数レス
ポンスを再び確保するための基準信号として使用
することができる。

以上概要を述べた改善法は、圧縮された差信号
と直角位相関係にある変更されない差信号を更に
送信することにより、認可されたEIA／dB_xステ
レオフオニツク・テレビジヨンにおいても適用す
ることができ、サービス・エリアにおける損失も
なくまた現在あるステレオ・テレビジヨン受信装
置におけるコンパチビリテイに影響を与えること
なく行なうことができる。上記の概要原理に従つ
て受信装置において両方の信号を用いることによ
り、(a)ノイズ変調が小さい改善された信号対ノイ
ズ比の受信を受取り、(b)適応できるデコーダの使
用を可能にし、(c)更に大きなスペクトル空間を必
要とすることなく、(d)改善された高い信号対ノイ
ズ比の信号レベルを有する改善された受信装置の
設計が可能となる。

〔発明の実施するための最良の形態〕

本発明によるFMステレオフオニツク・ラジオ
放送システムは連邦通信委員会（FCC）により
承認された現在する２チヤンネル・ステレオ・シ
ステムとコンパチビリテイを有するように設計さ
れているため、現在システムの基本的な原理につ
いて簡単に考察すれば本発明の理解のために有効
な背景となろう。現行システムにおいては、ステ
レオフオニツク的に関連する信号ＬおよびＲを一
つに加えて約15000Hzまでの周波数を有する和信
号Ｍを形成する。このためには、両側波帯を抑制
した38KHzの副搬送波信号Ssinωt（但し、Ｓ＝（Ｌ
−Ｒ））および受信装置の同期の目的のため19K
Hzのパイロツト信号が加えられる。コンポジツト
変調信号は下式で表わすことができる。即ち、 e_n＝Ｍ＋Psinωt／２＋Ssinωt 式(1) 但し、ω＝2πf_s＝38KHz、およびｐは19KHzの
パイロツト信号の振幅である。第１図に示したベ
ースバンド・スペクトルからは、この信号が約50
Hz乃至15KHzのモノフオニツク・チヤンネルＭ、
19KHzのパイロツト信号および23乃至53KHzのス
テレオフオニツクの差チヤンネル信号Ssinωtか
らなることが判るであろう。

Torick／Kellerシステムと同様に、本システ
ムの送信装置においては、S′で示される圧縮され
た差信号が従来のコンポジツトFM信号に対して
加えられる。この圧縮された差信号は、両側波帯
が抑圧された38KHzの直角位相の副搬送波信号
S′cosωtとして送信される。このため、コンポジ
ツトベースバンド信号は下式により表わすことが
できる。即ち、 e_n＝Ｍ＋psinωt／２＋Ssinωt ＋S′cosωt 式(2) 但し、ｐはパイロツト信号の振幅を表わし、ω
＝2π・38KHzである。直角位相の副搬送波は、こ
れ以上のスペクトル空間を必要とせず、前に述べ
たように、本発明によりほとんどが克服される変
調ポテンシヤンにおける小さなペナルテイを生じ
るに過ぎない。

このコンポジツト信号を生成するための送信装
置は第２図に示され、これは簡略化の観点からこ
の他の従来の送信回路のいくつかを省いている。
別々のソース（図示せず）から得られた２つの音
響周波数信号ＬおよびＲは、従来の75μ秒プレエ
ンフアシス回路網６および８をそれぞれ介して、
例えば２つの音響信号Ｍ＝（Ｌ＋Ｒ）およびＳ＝
（Ｌ−Ｒ）のマトリツクスの出力ターミナルに発
生するように構成された加算増巾器の回路からな
る従来のマトリツクス回路１０の入力側へ加えら
れる。モノフオニツクの和信号Ｍは、第１の遅延
装置１１を介し加算器１２の入力側に加えられ、
ステレオフオニツクの差信号Ｓは第２の遅延装置
１３を介して第１のモジユレータ１４の入力側に
加えられ、また圧伸システムのコンプレツサ１６
の入力側にも加えられるが、このコンプレツサは
以下において記述するいくつかの形式の１つでよ
い。S′で示されるコンプレツサからの圧縮された
差信号は第２のモジユレータ１８の入力側に加え
られ、このモジユレータの出力は加算器１２に送
られ、ここでこの出力はモノフオニツク和信号Ｍ
およびモジユレータ１４からの信号と直線的に合
成される。遅延装置１１，１３により生じる遅れ
は信号Ｍおよび２つの変調された信号が同時に加
算器に到達することを保証するためのものであ
る。

副搬送波およびパイロツト信号は、38KHzの周
波数を有する正弦波信号を生じる搬送波ゼネレー
タ２０から得られ、この正弦波信号はモジユレー
タ１４に加えられ、またモジユレータ１８に加え
られた副搬送波とモジユレータ１４に加えられた
副搬送波との間に90゜の位相のずれを生じるよう
に公知の構造の位相変換回路２２にも加えられ
る。モジユレータ１４および１８は、２つの両側
波帯が抑圧された搬送波である振幅変調された副
搬送波信号SsinωtおよびS′cosωtを生じるように
各音響周波数信号を有する２つの副搬送波を振幅
変調するように作用する公知の構造の抑圧搬送振
幅モジユレータからなつている。次にこれら２つ
の信号は、加算器１２においてこれもまた搬送波
ゼネレータ２０から得られる和信号Ｍと19KHzの
正弦波パイロツト信号と合成される。式(2)に示し
た加算器１２の出力側に生じる第２図に示した振
幅係数を有するコンポジツト信号がこの時送信装
置２４のFM励振器に対して加えられ、１つ以上
の遠隔の受信装置に対して送出するため高い周波
数の搬送波に対して周波数変調される。従来の
FMステレオと同じ信号成分の振幅係数は従来の
FMステレオに対するものと同じものであるこ
と、また直角成分信号の振幅係数もまた0.45であ
る。即ち送信装置の過変調を避けるため信号Ｍお
よびＳの振幅係数を減少する必要はないことが判
るであろう。モジユレータ「Ｓ」として示された
モジユレータ１４は同位相の搬送波を受取り、モ
ジユレータ「S′」として示され第２のモジユレー
タは直角成分の副搬送波を受取る。

コンプレツサ１６は、第３図に示されるフイー
ドバツク形式のものと第４図に示されるフイード
フオワード形式のものとを含む公知のいくつかの
装置関数をとることができる。第３図において
は、差信号（Ｌ−Ｒ）が必要に応じてプレエンフ
アシス回路を介してコンプレツサ１６に対して加
えられ、S′で示されかつ差信号（Ｌ−Ｒ）の関数
であるその出力信号から得た直流電圧により制御
され可変利得要素２６に入力される。この出力信
号は、加えられた交流信号S′の振幅と比例するレ
ベルを有する直流電圧信号を生じるための全波整
流器２８を含む制御電圧発生回路に対して送られ
る。この制御ループは更に設定可能な電圧基準装
置３０を含み、この装置は整流器の一部として内
蔵でき、あるいはまたコンプレツサの伝達特性の
屈曲点を決定するため前記ループのある他の地点
に挿入することもできる。整流器２８からの前記
直流電圧出力は、信号S′の振幅が閾値Vrefより
大きい時この信号S′の振幅に比例し、また信号
S′の振幅が閾値よりも小さい時閾値電圧に等しく
なり、その結果閾値より大きな振幅を有する入力
信号は圧縮されない。整流器２８および閾値装置
（電圧基準装置）３０により生じる直流電圧は、
異なる時定数を有する少なくとも３つの信号経路
の回路網を含む本願と同じ譲受入に譲渡された米
国特許第4376916号に記載された形式のものでよ
い積分装置３２に対して加えられ、前記回路網は
整流された信号を受取るための共通の入力ターミ
ナルと可変利得要素に対する制御信号が生じる共
通の出力ターミナルとを有する。これらの信号経
路の１つを除く全てがそれぞれ予め定めた電圧を
超えるに充分な振幅の変化を呈する整流された信
号に応答してのみ各経路の導通状態にするための
ダイオードを含み、前記の１つの信号経路は入出
力ターミナル間のどんな電圧の差に対しても応答
して導通状態となる。積分装置３２により出力さ
れる信号は適当な増巾器３４によつて増巾され、
制御信号として可変利得要素２６に対して加えら
れる。上記の回路網により送出される制御信号
は、要素２６により出力された出力信号としてソ
ース信号の情報内容を大きく変化させることはな
い。制御信号生成ループは非常に直線的な伝達特
性の発生を可能にする高いループ利得を有する
が、その性質については第４図に示されたフイー
ドフオワード型のコンプレツサについての以降の
記載において論述する。

次に第４図においては、フイードフオワードの
コンプレツサは上記説明したフイードバツク型の
ものと同じ基本的要素を有するが、制御信号が出
力側からの代りに可変利得要素４０に対する入力
側から得られる点で異なつている。簡単に述べれ
ば、必要に応じてプレエンフアシス回路があつて
もなくてもよいが、差信号Ｓは可変利得要素４０
の入力側に対して加えられ、また全波整流器４２
の入力側に対しても加えられ、この整流器は伝達
特性の屈曲部の設定のため本例に盛込まれた設定
可能電圧の照合装置４４を備えることができる。
整流および電圧基準装置４４からの直流電圧は第
３図と関連して上に述べた形態を有する積分回路
４６に対して加えられ、その出力は制御可能な増
巾器４８により増巾され、次いで制御信号として
可変利得要素４０に対して加えられる。その振幅
が信号（Ｌ−Ｒ）の関数である圧縮された出力信
号S′はモジユレータ１８の入力側に加えられる。
周知の通り、フイードフオワード型のコンプレツ
サは、フイードバツク型には妥当しない次の２つ
の制約を受ける。即ち、(1)入力信号対出力信号が
ある規則に従うためには、可変利得要素自体が較
正されかつ予め定められた伝達特性を持たねばな
らないこと、および(2)制御信号がこの規則に整合
する適当な利得およびフオセツトで生成されねば
ならないことである。換言すれば、制御信号生成
ループおよび可変利得要素自体の利得およびオフ
セツトは全て特に所要の特性を生じるように選定
されねばならない。

第５図は、そのコンプレツサ１６（フイードバ
ツク型またはフイードフオワード型のいずれでも
よい）が一部をなす無限大対１圧伸システムの状
態特性を示す従来の信号レベル図である。圧縮ま
たは伸長のための処理されるべき入力信号は−
60dBと0dBの標準作動レベルとの間で横軸に沿
つて表わされる。入力電圧の絶対値は左側から右
へ向つて定格レベルまで横軸に沿つて上昇する。
圧縮または伸長のための出力レベルは−60dBと
0dBとの間で縦軸に沿つて表わされる。出力電圧
の絶対値は縦軸に沿つて底部から頂部へ定格レベ
ルまで増加する。

カーブ５０は測定の差信号Ｓの入出力レベル間
の関係を示し、これが圧縮を受けないため、１の
利得勾配を有しかつ主として照合の目的のため図
に含まれている。

カーブ５２は、コンプレツサ１６の入出信号レ
ベル間の関係を表わしている。−60dBと約−
32.7dBとの間の範囲における入力信号レベルに
おいては、特性カーブ５２が１の圧縮勾配を有
し、その結果定格レベルに関して−32.7dBより
低い入力信号レベルは圧縮されない。

定格レベルに関して約−32.7dBより高い入力
信号レベルについては、本特性カーブは無限大の
圧縮勾配、即ち本例においては−32.7dBに設定
された特性カーブの屈曲部５４で始まつて、出力
レベルは本例においては定格レベルに関して−
6.7dBのレベルであり入力信号のレベルの如何に
拘らず同じである。この結果受信装置における信
号ＳおよびS′の組合せにより多数のレベルと対応
することができる点では類似する受信信号レベル
を生じるが、信号S′に対する無限大対１の圧伸則
は正確に復号することができ、更に信号Ｓおよび
S′はこれらＳおよびS′が無限大対１とは異なるエ
キスパンダに対する特性に対する最終的な勾配を
生じるように、受信装置において合成される。こ
のため、分離パイロツト音その他の手段の必要な
しに入力信号を追跡する相補的なエキスパンダを
形成するために入出力特性に対する予め定めたカ
ーブを必要とする従来からの圧伸システムと異な
つて、本システムにおけるエキスパンダ特性は受
信装置において信号ＳおよびS′を組合せる事によ
りコンプレツサ特性とは異なつており、受信装置
は更に第１の無限大対１のコンプレツサ特性の使
用を可能にする。−60dBと−32.7dB間の入力信号
のダイナミツク・レンジが出力信号に対しては−
34dBと−6.7dBとの間の範囲へ圧縮されたこと、
および入力信号の振幅が閾値Vrefを超え始める
時に生じる区切り点54間では出力レベルが−
6.7dBに止まることが判るであろう。区切り点５
４は伝達チヤンネル内で遭遇し得るノイズの性質
に従つて−32.7dB以外の入力レベルに設定する
ことができるが、特性カーブの勾配が区切り点の
下方の入力信号レベルに対して正確に１となるこ
とがシステムの性能にとつて重要である。信号Ｓ
に対する特性カーブ５０とコンプレツサ特性５２
間に延びる垂直方向の矢印５６は、モノフオニツ
クに関するステレオフオニツク・プログラミング
に対するノイズ・ペナルテイを補償するため必要
な差の信号Ｓに比較して差信号S′において略々
26dBの利得の増加を表わしている。

差信号S′に対する無限大対１の圧縮則を用いる
重要な利点は、一点鎖線カーブ５８に示される米
国特許第4376916号に記載された「CX」圧伸シス
テムにおいて典型的に使用される２：１の圧縮特
性および鎖線５９により示される３：１圧縮特性
とのその特性の比較から判る。垂直方向の矢印に
より示される如く３：１の圧縮特性と比較して、
無限大対１の比較特性カーブ５２は、しばしば圧
伸システムの特異性であるノイズ変調即ち「ポン
ピング作用」に抗する10乃至12dBの改善を与え
る。換言すれば、無限大対１の圧縮則はノイズポ
ンピングの可聴性を低下させ、約−44dBから約
0dBまでの範囲にわたつて入力信号に対する改善
された信号対ノイズ比を提供するものである。特
に、このレベル範囲の下端部においてはノイズを
マスクする充分なプログラム・レベルを欠くこと
により生じるノイズのポンピングに対して耳は非
常に感度がよく、プログラムのレベルにおける僅
かな変化がノイズのレベルにおける変化を可聴す
るようにしてしまう。特性カーブ５２の２：１特
性５８との比較から、改善が遥かに大きくなり、
例えば、−30dBの入力信号レベルにおいては、
２：１特性を有するコンプレツサに関する出力信
号レベルの約15dBの改善が生じる。

３：１の圧縮特性に勝る無限大対１圧縮則の更
に別の利点は、屈曲点５４が−32.7dBの入力レ
ベルにおいて生じるが「CX」エキスパンダの
３：１のカーブは受信可能な信号レベルに対する
同じ総圧縮量を得るためには屈曲点を−49dBに
設定しなければならないことである。このため、
３：１の圧縮則を有する「CX」エキスパンダの
場合には、定義により利得の変化は依然として−
49dBの入力信号レベルにおいて生じて、この点
における動作の信号対ノイズ比のレベルを無限大
対１特性の場合におけるよりも遥かに低くし、こ
のためノイズのポンピングが更に聞取りやすくな
つてしまう。

上記の無限大対１圧伸特性は列挙した利点を提
供するものであるが、差信号ＳおよびS′双方を受
信装置において用いるため、差信号S′に対する無
限大対１特性よりもさらに大きな特性を使用する
ことができ、またこれにより別の利点を生じるこ
とができる。更に、第６図の信号レベル図に示さ
れるように、100％変調の内１乃至2dB以内まで
の勾配１で延び、次いで差信号Ｓのレベルが増大
するに伴ない徐々にこのレベルから再び降下する
差信号S′に対する特性６０を有するコンプレツサ
を使用することができ、その結果信号Ｓおよび
S′の合計が100％変調を超えないように常にある
レベルに維持される無限大対１特性（点線の特性
カーブ６２により示される）を生じる。カーブ６
０は、差信号Ｓのレベルが増加するに伴ない約−
28dBの入力レベルにおける区切り点から下り始
め、−3dB点における差信号Ｓのカーブと交差す
るという意味において再入可能特性を有する。こ
のようなやや特異な特性は、第５図に示される特
性を有する通常の無限大対１コンプレツサの出力
から差信号Ｓを差し引くことにより全く容易に得
ることができる。この再入可能特性は、38KHzの
伝達信号の最も大きな変調を可能にするのみなら
ず、38KHzの副搬送波がプログラム・レベルのあ
る広いダイナミツク・レンジにわたつて実質的に
一定の振幅を有することも保証し、即ちこの特性
はどんな通信システムにおいて行なうことができ
る最善のものである恒常的な約100％変調におい
て送信することを可能にする。

本発明による受信装置の第１の実施態様が第７
図のブロツク図に示されるが、これもまた簡潔化
の観点から従来のFM受信回路（例えば、RFお
よびIF段および弁別器回路網）のあるものは示
さず、必要に応じて単に簡単に述べることにす
る。受取つたFM信号は受信／FMデモジユレー
タ７０のRFおよびIF段（図示せず）において増
巾され、受取つた信号に含まれる音響信号、即ち
各々表示された振幅係数を有する信号Ｍ、Ｓ、
S′およびパイロツト信号を得るため公知のFM検
波回路（図示せず）のいずれかにおいて復調され
る。モノフオニツクの和の信号Ｍは低域フイルタ
７２によつてコンポジツト信号の比較的高い周波
数成分から分離され、従来の構成のデマトリツク
ス回路７４に対する１入力として加えられる。コ
ンポジツト信号の残りの成分は、19乃至53KHzの
帯域における周波数を通し、この帯域より低い周
波数を除くように構成された帯域フイルタ７６に
より選択され、次いで信号Ｓデモジユレータ７８
および信号S′デモジユレータ８０に対して加えら
れる。パイロツト信号はある手段（図示せず）に
より得られ、搬送波ゼネレータ８２に対して加え
られ、デモジユレータ７８及び８０にそれぞれ加
えられるsimωtとcosωtの直角位相信号を再生す
る。変化しない差信号Ｓ及び送信装置におけるコ
ンプレツサによつて確定された（Ｉ−Ｒ）の関数
を有する圧縮された差信号S′が得られ、信号Ｓお
よびS′が加算器８４において加算され、この合計
信号がエキスパンダ８６に対して加えられ、ここ
で信号S′が（以下に記述する方法で）相補的に伸
長されて、任意のデエンフアシス回路８７（必要
に応じて）を介してデマトリツクス７４に対する
第２の入力側に対してスイツチ８８が図示の位置
にある時に送るためその出力側において差信号Ｓ
を得る。加算器および減算器を含む上記の
Torick／Kellerの米国特許において示された周
知の構造のものでよいデマトリツクス回路７４
が、信号Ｍおよびノイズが減つたＳ信号を組合せ
て信号２Ｌと２Ｒを出力するが、その振幅はこの
時それぞれ左側と右側のラウドスピーカ（図示せ
ず）に対して与えるため信号ＬおよびＲを得るよ
うに半分に減少される。これは全て典型的な従来
の２チヤンネルFM受信装置の作動モードであ
る。

今迄述べた許りの動作に加えて、この受信装置
は従来のモノフオニツクおよび２チヤンネル（バ
イフオニツク）のステレオ放送装置と完全なコン
パチビリテイを有する。モノーラル放送が受信さ
れつつある時、受信装置／FMデモジユレータ７
０の出力は（Ｌ＋Ｒ）からなるモノーラル信号Ｍ
のみからなる。この信号は、低域フイルタ７２に
よつて選択されてデマトリツクス回路７４に対し
て加えられ、このデマトリツクス回路の第２の入
力側には信号が加えられないため、信号Ｍのみが
それぞれ左側および右側のラウドスピーカに対し
て加えるためデマトリツクスの各出力側に現われ
る。

受信装置が受信した従来の２チヤンネルのステ
レオ信号を再生することを可能にするため、スイ
ツチ８８は図に示す位置から点線の位置へ望まし
くは自動的に付勢されてＳデモジユレータ７８の
出力をデマトリツクス７４の第２の入力側へ結合
する。このような自動的なスイツチ動作は、例え
ば、圧縮された差信号が送信される時、パイロツ
トトーンの変調の如きいくつかの周知の手法のど
れかで行なうことができ、識別信号に対して応答
する受信装置における検波器（図示せず）が第７
図の実線位置から点線により示される位置へスイ
ツチ８８を付勢するための信号を生じる。このた
め、従来の２チヤンネルのステレオ信号が受取ら
れると、前例のように信号Ｍがデマトリツクス回
路７４の１つの入力側へ加えられ、デモジユレー
タ７８から得た信号Ｓがデマトリツクス回路にお
いて合成されて出力信号２Ｌおよび２Ｒを生じる
が、この各信号の振幅はそれぞれ左側および右側
のラウドスピーカに対して供給される前に半分に
減少される。

すでに簡単に述べたように、本発明の原理は最
近許可されたEIA／dB_xステレオ・テレビジヨ
ン・システムに対しても適用可能である。第８図
に示されるように、このシステムのベースバン
ド・スペクトルが、ステレオ音響的に関連する左
側と右側の信号の和を表わす約50Hz乃至15KHzの
モノフオニツク・チヤンネルＭと、例えば両側波
帯が抑制された副搬送波信号Ssinωt（または
S′cosωt）として伝達される23乃至53KHzの圧縮
されたステレオフオニツクの差信号S′からなつて
いる。このベースバンド信号はまた、Ｍチヤンネ
ルと差信号のチヤンネルとの間のギヤツプに置か
れるパイロツト信号を含んでいる。このパイロツ
ト周波数は、NTSC方式テレビジヨン・システム
の水平走査周波数、即ち15.734KHzであり、副搬
送波の周波数はパイロツトの周波数の第２高調波
即ち31.468KHzである。

本発明によれば、このベースバンド信号は更に
圧縮された差信号の副搬送波に対して直角位相関
係にある両側波帯抑制のＫHzレベルの副搬送波と
して送出される（これ以外のスペクトルを必要と
しないように）圧縮されない差信号Ｓをも含んで
いる。このコンポジツト信号は、実質的に第２図
に示した如き送信装置を用いて送信する目的のた
め高い周波数の搬送波に対して周波数変調される
ことになる。この信号は和の信号Ｍおよび圧縮さ
れた差の信号S′を含むため、現在のEIA／dB_x受
信装置とコンパチビリテイを有し、サービス・エ
リアにおける損失がなくなる。受信した圧縮差信
号の伸長成分のみが和の信号Ｍとマトリツクスさ
れて元の左側および右側のチヤンネル信号を得る
EIA／dB_x方式のステレオ・テレビジヨン受像機
とは異なり、本受信装置は、比較的小さなノイ
ズ・ポンピングにより受取つた信号の信号対ノイ
ズ比における上記の改善を達成するため例えば以
下本文に述べる適応エキスパンダを用いて、圧縮
されない差の信号Ｓと圧縮された差の信号S′とを
組合せるものである。このような適応デコーダは
圧縮されない従つて修正されない差の信号により
制御され、また従つて元の差信号に含まれるダイ
ナミツク・レベル、周波数およびアタツクおよび
リカバリ時定数情報を復元することができる。

差の信号の圧縮されたものS′と共に圧縮されな
い差の信号Ｓを伝達すること、および受信装置に
おいてノイズの減つた差の信号を得るために上記
両信号を用いることは、(1)チヤンネル容量の増
加、(2)現在入手可能圧伸システムに比較して改善
された受信信号対ノイズ比、および(3)圧縮されな
い差の信号と圧縮された差の信号のそれぞれまた
は両方の復号の能力、を含むFMステレオフオニ
ツク・ラジオおよびテレビジヨン放送システムに
おけるいくつかの改善を提供するものであり、こ
れら利点の全てはラジオの場合の現在あるFMお
よびバイフオニツク受信装置ならびにテレビジヨ
ンの場合のEIA／dB_xシステムとのコンパチビリ
テイを維持しながら実現可能である。

FMステレオ・ラジオに用いる場合には、受信
装置における圧縮された差の信号と圧縮されない
差の信号の双方の使用は、その付随する利点と共
に、第５図および第６図に示される無限大対１特
性および再入特性、ならびに以下に述べる適応エ
キスパンダの使用を含む、いくつかの圧伸特性の
どれかの使用を可能にする更なる利点を提供する
ものである。

第９図は、本発明による適応エキスパンダの望
ましい形態と関連する受信装置のブロツク図であ
る。再び簡素化の目的のため、従来のFM受信回
路（当、RFおよびIF段および弁別回路）のある
ものは示さず単に必要に応じて述べるだけに止め
る。受信FM信号は受信／FMデモジユレータ１
２０のRFおよびIF段（図示せず）において増巾
され、かつ公知のFM検波回路（図示せず）のど
れかにおいて復調されて受信信号に含まれる各々
が示された振幅係数を有する音響信号、即ち信号
Ｍ、並びに、Ｓ、S′およびパイロツト信号でそれ
ぞれ振幅変調された副搬送波信号を得る。モノフ
オニツクの和信号Ｍが低域フイルタ１２２によつ
てコンポジツト信号の比較的高い周波数成分から
分離され、従来の構成のデマトリツクス回路１２
４に対して一入力として与えられる。コンポジツ
ト信号の残りの成分は、19乃至53KHzの帯域にお
ける周波数は通しかつこの帯域外の周波数は除く
ように構成された帯域フイルタ１２６によつて選
択され、次いで「Ｓ」デモジユレータ１２８およ
び「S′」デモジユレータ１３０に対して加えられ
る。パイロツト信号は、公知の手段（図示せず）
により得られ、それぞれ信号ＳおよびS′（伝達装
置においてコンプレツサにより確保される（Ｌ−
Ｒ）の関数を有する）を得るようにそれぞれデモ
ジユレータ１２８および１３０に対して加えられ
るその直角成分即ちsinωtおよびcosωtを再生す
る搬送波ゼネレータ１３２に対して加えられる。

変化しない差の信号およびその圧縮された信号
の双方が受信装置において得られることが、その
形態の如何を問わず圧縮特性に適合するエキスパ
ンダの使用を可能にし、これは圧縮された差の信
号S′を受取るため接続された可変利得要素に対す
る制御信号の生成のため、またデマトリツクス回
路１２４に対して付加するためのノイズの減つた
差の信号の生成のためにある基準レベルとして受
取つた変化しない差の信号Ｓを用いることにより
行なわれる。

第９図に示されるエキスパンダの実施態様にお
いては、受信した変化しない差の信号Ｓは整流器
１３４によつて全波整流されて、差の信号Ｓの振
幅と比例するレベルを有する直流信号を生じる。
この直流信号は、前掲の米国特許第4376916号に
おいて記載される複合形態のものであることが望
ましい積分回路１３６に対して加えられる。変化
しない差の信号Ｓのエンベロープ情報を出力する
積分回路１３６からの信号は、例えば演算増巾器
１４０でよいコンパレータ１３８に対して一入力
として加えられる。

デモジユレータ１３０の出力側に生じた圧縮さ
れた差の信号S′は、必ずしもそうである必要はな
いが必要に応じて変化しない差の信号Ｓに対して
加えることができる加算器１４２に対して一入力
として加えられ、点線の結線１４４はこの時点に
おいて一緒に２つの信号を加算する選択を示す。
変化しない差の信号が圧縮された差の信号に対し
て加えられないと仮定すると、圧縮された差の信
号は単に可変利得要素１４６の入力側に対して伝
達され、その出力は可変利得要素１４６の出力側
に現われる信号の振幅と比例するレベルを有する
直流出力信号を生じる第２の全波整流器１４８に
対して加えられる。この直流信号は第２の積分回
路１５０に対して加えられるが、これは積分回路
１３６と同じ構造を有するも、一方では積分回路
１３６において用いられたものと同じ時定数を有
する必要もなく、あるいは伝達装置におけるコン
プレツサ１６において用いられる時定数を有する
必要もないが、この理由はすぐ明らかになろう。
このループに対する設定可能な基準電圧レベルは
電圧基準装置（Vref）で示される装置１５２に
よつて確保され、その要素は整流回路１４８にお
いて内蔵することができる。整流器１４８および
積分回路１５０を含むチヤンネルにおいて生じる
信号は、第２の入力としてコンパレータ１３８
（演算増巾器１４０）の負の入力側に対して加え
られる。２つの加えられる信号の振幅の差を表わ
すコンパレータ１３８からの出力信号は、適当な
増巾器１５４によつて増巾されて、その利得の制
御のため可変利得要素１４６の制御要素に対して
加えられる制御信号を生じる。

作用においては、もし積分回路１３６および１
５０からの出力信号レベルが同じであれば、可変
利得要素１４６に対して加えられる制御信号の大
きさに変化はなく、このことは更に可変利得要素
１４６からの出力信号のレベルが変化しない差の
信号Ｓのレベルと対応することを意味する。別の
見方によれば、コンパレータ１３８の機能は、信
号レベルが伝達特性の所謂屈曲点の上方にくるま
で、変化しない差の信号Ｓにより決定される電圧
レベルに対して変更を行なわない点において、従
来のエキスパンダの閾値レベルのそれと類似して
いる。この回路においては、従来のエキスパンダ
の場合のように予め設定された信号とする代り
に、閾値は無論ある動作開始および回復時点にお
いて振幅が変化するが、圧縮信号S′がそうでなけ
ればならないレベルにある変化しない差の信号Ｓ
から得られる信号である。このため、固定された
基準電圧が存在する代りに、コンパレータ１３８
は変化しない差の信号Ｓ自体のレベルの変化と共
に動的に変化する変動基準レベルを提供する。電
圧基準装置１５２の目的は、あるレベル以下の信
号に対する可変利得効果を排除するように、即ち
もし差の信号Ｓの信号対ノイズ比が充分に高くな
ければ生じ得るエラーを相殺する「屈曲点」と同
一のレベルを生じるように、送信装置において使
用されるコンプレツサの固定された利得差に等し
い固定された利得差を確保することである。この
ような「屈曲点」より高い入力信号レベルにおい
ては、可変利得要素１４６の出力側に現われる信
号のレベルはコンパレータ１３８において生じた
制御信号の振幅によつて決定され、これは更に変
化しない差の信号Ｓの振幅に依存する。圧縮され
た差の信号および変化しない差の信号のレベル間
の差に比例する制御信号により可変利得要素１４
６の利得を制御することにより、制御ループに生
じる圧縮された差の信号の伸長によつてノイズの
減少を受けた場合を除いて、可変利得要素１４６
の出力は信号Ｓとなる。可変利得要素１４６の出
力側に生じる信号Ｓは任意のデエンフアシス回路
１５６（伝達装置においてプリエンフアシスが用
いられる場合にのみ用いられる）の入力側に加え
られ、その出力はデマトリツクス回路１２４の第
２の入力側に対してスイツチ１５８を介して加え
られる。

可変利得要素１４６の出力側に現われる信号Ｓ
のレベルは、電圧基準装置１５２および増巾器１
５４によつて受信した変化しない差の信号Ｓのレ
ベルと等しくなるように設定され、この信号を基
準レベルとして使用して広い範囲の圧縮則のいず
れかに対して適応することができる重要な利点を
エキスパンダに対して与える。このため、新たな
タイプの圧縮伝達特性が将来開発される場合に
は、新しい送信特性を利用するために上記のエキ
スパンダをスクラツプしてこれを新しい受信エキ
スパンダと置換する必要はなくなろう。その動作
は変化しない差の信号Ｓのレベルのみに依存する
故に、その時入力可能な、あるいは将来開発され
るどんなタイプの圧縮則でも第９図の適応システ
ムにより満足に復元されることになろう。

良好な性能を達成するための圧縮のための非常
に特殊な規則および伸長のための特殊な相補的規
則を必要とするほとんどの現存する圧伸システム
とは異なり、本適応システムは圧縮則に対してそ
れ程敏感ではなく、また特定数さえも重要ではな
いが、これは受信装置が変化しない差の信号Ｓか
ら得る基準レベルを常に用いることである。

次に第９図においては、前述の如き操作に加え
て、受信装置は従来のモノフオニツクおよび２チ
ヤンネル（バイフオニツク）のステレオ放送と完
全にコンパチビリテイを有する。モノーラル放送
が受信中、受信装置のFMモジユレータ１２０の
出力は（Ｌ＋Ｒ）からなるモノーラル信号Ｍのみ
からなつている。この信号は、低級フイルタ１２
２によつて選択されてデマトリツクス回路１２４
に対して加えられ、デマトリツクス回路の第２の
入力側に対しては信号が加えられないため、信号
Ｍのみが左側および右側のラウドスピーカに対し
てそれぞれ加えるようデマトリツクスの各出力側
に現われる。

受信装置が受信した従来の２チヤンネルのステ
レオ信号を再生することを可能にするため、スイ
ツチ１５８はデモジユレータ１２８の出力をデマ
トリツクス回路１２４の第２の入力側に対して接
続するように図示した位置から点線位置まで自動
的に付勢されることが望ましい。このような自動
スイツチング動作は、圧縮された差の信号もまた
伝送中である時に例えば、パイロツトトーンを変
調するかあるいは別の識別信号を加える等のいく
つかの公知の手法によつて行なうことができ、識
別信号に応答する受信装置の検波器（図示せず）
はスイツチ１５８を実線の位置から点線の位置へ
付勢するための信号を生じるようにする事ができ
る。このため、従来の２チヤンネルのステレオ信
号が受取られる時、信号Ｍは前のようにデマトリ
ツクス回路１２４の一入力側へ加えられ、デモジ
ユレータ１２３から得られる信号Ｓはデマトリツ
クス回路において合成されて出力信号２Ｌおよび
２Ｒを生じるが、その各々の振幅は左側および右
側のラウドスピーカに対して送られる前に半分に
減少させられる。

第１０図は第９図の適応エキスパンダの別の形
態を示し、相違点は各々が各全波整流器に追従し
かつ出口がコンパレータに対して加えられる２つ
の積分回路を備える代りに、整流器の出力はコン
パレータに対して加えられ、そのコンバレータの
出力は１つの積分回路に対して加えられる。更
に、デモジユレータ１２８かの圧縮されない差の
信号Ｓは第１の全波整流器１６０に対して加えら
れ、また加算器１６２に対して一入力として加え
られ、この加算器においてはこの信号はデモジユ
レータ１３０からの圧縮された差の信号S′に対し
て加えられることが望ましい。差の信号Ｓの振幅
に比例するレベルを有する整流器１６０からの直
流信号は、差動増巾器１６４の如きコンパレータ
の一入力側に対して加えられる。このループに対
する設定可能な基準電圧レベルはVerflで示され
る装置１６６によつて確立されるが、この要素は
整流器１６０の回路において盛込むことができ、
またその目的についてはここで述べることにす
る。信号ＳおよびS′の和を表わす加算器１６２か
らの信号は、可変利得要素１６８の入力側に対し
て加えられ、その出力は可変利得要素１６０から
の出力信号の振幅に比例するレベルを有する直流
出力信号を生じる第２の全波整流器１７０に対し
て加えられる。この直流信号は、差動増巾器１６
４の他の入力側に対して加えられる。Vfef2で表
わされる第２の電圧基準装置１７２は、このルー
プに対する基準電圧レベルを確保する。２つの印
加された信号の振幅における差を表わすコンパレ
ータからの出力信号は、（要素１６６および１７
２によつて確保された基準電圧レベルを考慮に入
れた後）上記の複合形式であることが望ましい積
分回路１７４（複合型積分装置）に対して加えら
れる。積分回路１７４からの出力信号は、適当な
増巾器１７６によつて増巾され、利得を制御する
ため可変利得要素１６８の制御要素に対して加え
られる。第９図のエキスパンダにおけるように、
差動増巾器の機能は、信号レベルが伝達特性の屈
曲点より高くなるまで変化しない差の信号Ｓによ
り決定される電圧レベルに対して変化が生じない
従来のエキスパンダの閾値レベルのそれと類似す
る。電圧基準装置Vref1は従来のエキスパンダに
おけるようにエキスパンダ下方の屈曲点に対して
与えられ、また電圧基準装置Vref2はその関連す
るループを遮断するため提供されるが、これはさ
もなければループの利得が可変利得要素１６８の
出力を圧縮されない差の信号Ｓのレベルに一定に
させようとするためである。さもなければ、この
動作は第９図の適応エキスパンダの動作に類似
し、デマトリツクス回路１２４に対して加えるた
め可変利得要素１６８の出力側においてノイズの
減つた差の信号Ｓを生じる。

第１１図は同じ基本的な適応エキスパンダの更
に別の構成を示し、これは実質的に同じ結果を達
成するため唯１つの全波整流器および１つの複合
型積分回路しか必要としない点において前述の構
成のいずれと比較しても構成要素を節減するもの
である。更に、この場合、圧縮されない差の信号
Ｓは差動増巾器１８０の一入力側に対して直接加
えられ、また加算器１８２において圧縮された差
の信号S′と加算されて、可変利得要素１８４の入
力側に対して加えられる和の信号を生じる。可変
利得要素１８４からの出力信号は増巾器１８６の
如き利得要素に対して加えられ、その出力は差動
増巾器１８０の第２の入力側に対して加えられ
る。その結果得られる差の信号は整流器１８８に
よつて全波整流され、その結果生じた直流信号
は、電圧レベル設定装置（電圧基準装置）１９０
によるレベル調整の後、これもまた複合形式の積
分回路１９２（複合型積分装置）に対して加えら
れ、その出力は適当な増巾器１９４によつて増巾
されて可変利得要素１８４に対する信号を生じ
る。前述のように、可変利得要素の出力はデマト
リツクス回路に対して加えられるノイズの減つた
信号Ｓである。

可変利得要素１８４からの信号が常に差の信号
Ｓよりも大きいかあるいは小さいことを保証する
ため処置がとられなければ生じるおそれがある、
全波整流器１８８の出力における信号のあいまい
性を避けるため、利得要素１８６に含まれてい
る。もし差動増巾器１８０に対して加えられる２
つの信号が等しければ、全波整流器からの出力信
号はどの信号が大きいかを知ることができない。
このようなあいまい性の可能性を排除するため、
利得要素１８６が可変利得要素１８４に続くルー
プに接続されて、このループにおける信号が常に
差の信号Ｓに勝ることを確保する。利得要素１８
６は可変利得要素１８４に対する制御ループの内
部にあるため、システムのフイードバツク性の故
に自動的にウオツシユ・アウトを行ない、かつ可
変利得要素１８４の出力側に現われる最終的なノ
イズの減つた信号Ｓの振幅には影響を及ぼすこと
はない。あるいはまた、差動増巾器に対する信号
Ｓの経路にこの信号が常に優勢であることを確保
するため挿入することができ、信号Ｓの経路にこ
の要素の利得を相殺する減衰装置をデマトリツク
ス回路に対する出力回線に挿入する。

第１２図は、本発明を実施する適応エキスパン
ダの更に別の構成のブロツク図であるが、このエ
キスパンダは今迄述べた許りの３つのフイードバ
ツク形式とは対照的なフイードフオワード形式の
ものである。フイードフオワード形式は、フイー
ドバツク形式のものには当てはまらない、較正さ
れ予め規定された伝達特性を可変利得要素要が持
たねばならず、また制御信号がこの規則に適合す
る比例利得およびオフセツトを以て生成されねば
ならないという制約を受けるが、このエキスパン
ダはもしこのような制約が考慮に入られるならば
良好に作動することができる。このフイードフオ
ワード型の実施態様は、前述の適応エキスパンダ
と共通するも以下に述べるように異なるように構
成された多数の要素を有する。特に、圧縮されな
い差の信号Ｓは整流器２００によつて全波整流さ
れ、その出力は一入力として差動増巾器２０２に
対して加えられ、整流された信号のレベルは
Vref1で示される電圧レベル設定装置（電圧基準
装置）２０４によつて設定することができる。圧
縮されない差の信号Ｓもまた加算器２０６におい
て圧縮された差の信号S′に加算され、その結果得
た和の信号は第２の全波整流器１３８に対し、ま
た可変利得要素２１０の入力側に対して加えられ
る。整流器２０８からの直流信号は、Vref2で示
されかつ整流回路内に含めることもできる電圧レ
ベル設定装置２１２によるレベル設定を受けた差
動増巾器２０２の他の入力側に対して加えられ
る。増巾器２０２の出力側に現われるどんな差の
信号も、前述の複合型積分回路２１４に対して加
えられ、その出力は「規則」ゼネレータ２１６に
対し一入力として加えられ、このゼネレータに対
しては適当な電圧ソース（電圧基準装置）２１８
から得た基準電圧Vref3も加えられる。積分回路
２１４からの信号のレベルのある変化に対して
は、「規則」ゼネレータ２１６は、利得要素２１
０が如何なる瞬間においても必要に応じて適正量
の利得または減衰を生じることを保証するため、
可変利得要素２１０の制御要素に対して与えるた
めの適正な出力電圧または電流を生じる。例え
ば、可変利得要素は典型的に対数的性格であるた
め、「規則」ゼネレータ２１６は積分回路２１４
からの信号における変化を可変利得要素２１０に
おける減衰のデシベルと整合する対数回路を含む
ことになる。このため、可変利得要素２１０の出
力はデマトリツクス回路に対して加えるためのノ
イズの減つた差の信号Ｓである。

圧縮されない差の信号の受信装置における利用
もまた、周波数を訂正する適正エキスパンダの設
計を可能にし、その一形態が第１３図のブロツク
図に示される。例示した周波数訂正用エキスパン
ダの原理は、圧縮されない差の信号を用いて未知
の周波数要素を含む圧縮信号を適応するように伸
長することである。例えば、ドルビーＡ圧伸シス
テムは、各々がそれ自体の信号レベルに従つて独
立的に圧縮される独自の個々の周波数帯域を有す
る４つの圧伸チヤンネルを有する。第１３図のシ
ステムの機能は、このような多重チヤンネル信号
を対応する個々のチヤンネルに分割することであ
り、圧縮された差の信号の信号情報の全てを含む
圧縮されない差の信号を用いて多重チヤンネル信
号を個々に適応するように伸長し、その後結果と
して得たノイズの減つたチヤンネル信号を組合せ
てデマトリツクス回路に加えるためのノイズが減
り周波数が訂正された差の信号を得る。このため
には、圧縮されない差の信号Ｓおよび圧縮された
差の信号S′が加算器２２０において加算され、結
果として得た信号をLPF₁で示された低域フイル
タ２２２と、音響周波数スペクトルにおける比較
的高い周波数帯域を連続的に通すよう構成された
それぞれBPF₂，BPF₃およびPBF_Nで示された多
数の帯域フイルタ２２４，２２６，２２８とを含
むフイルタ列に対して加えられる。圧縮されない
差の信号Ｓは、それぞれLPF₁，LPF₂，LPF₃お
よびLPF_Nで示される、他の組における対応する
よう表示されたフイルタと同じ通過帯域を有する
等しい組のフイルタ２３０，２３２，２３４，２
３６に対して加えられる。加算器２２０からの和
の信号を受取る各フイルタはそれぞれそれの可変
利得要素２４２，２４４，２４６，２４８に接続
され、その出力は各全波整流器２５２，２５４，
２５６および２５８に対して加えられる。これら
の整流器からの直流信号は、差動増巾器２６０，
２６２，２６４および２６６の各々の一入力側に
加えられる。同様に、フイルタ２３０，２３２，
２３４および２３６により通される圧縮されない
差の信号Ｓの周波数は整流器２３７，２３８，２
３９および２４０の各々により全波整流され、各
直流出力信号はそれぞれ差動増巾器２６０，２６
２，２６４，２６６の他の入力ターミナルに対し
て加えられる。差動増巾器により与えられる差の
信号は各複合型積分回路２６８，２７０，２７
２，２７４に対して加えられ、適当な増巾の後こ
れら回路からの出力（図示せず）はそれぞれ可変
利得要素２４２，２４４，２４６，２４８に対す
る制御信号として加えられる。第１３図のシステ
ムは、各々が低域フイルタまたは帯域フイルタに
より囲まれる点を除いて、第１０図のブロツク図
により各々構成される４つの適応エキスパンダの
グループであることが判るであろう。多くの可変
利得要素の出力は加算器２７６において組合され
るが、この加算器は個々に適応するよう伸長され
た信号を全て一つに組合せて、デマトリツクス回
路に対して加えるためのノイズが減り周波数が訂
正された合計の差の信号Ｓを出力側において生じ
る。このため、第１３図のシステムは、各々が関
連するフイルムにより規定される如き周波数スペ
クトルのそれ自体の部分について作動する多数の
適応エキスパンダからなつている。実際には、こ
のフイルタは立上がりが急なロールオフ特性を備
える必要はなく、例えば１オクターブ当り16乃至
12dB程度のものでよい。第１３図は周波数訂正
用適応エキスパンダの最終的な一般の場合を示す
こと、また特定の用途に適合するためより多くの
又は少しのエキスパンダを備えるように修正する
ことができることが理解されよう。

第１４図は、この場合フイルタ過程が並列では
なく直列に構成される点を除いて、第１３図のシ
ステムにより得られるものと実質的に同じ機能を
提供するための周波数が訂正された適応伸長シス
テムのブロツク図である。また、一般的な場合を
示す代りに、第１４図は、直列に構成された２つ
の可変利得要素を有しかつオーデイオ周波数スペ
クトルを２つの帯域に有効に分離するためのデエ
ンフアシス回路および帯域通過回路を含むコンプ
レツサによつてオーデイオ差信号が圧縮される認
可済みのEIA／dB_x社のステレオ・テレビジヨ
ン・システムに対して本システムが加えたことが
できる方法を示している。このため、dB_x／圧縮
信号の適応伸長を可能にするため、第１４図のシ
ステムは直列に接続された２つの可変利得要素を
有し、かつdB_xコンプレツサにおいて用いられた
ものと実質的に同じ帯域にオーデイオ周波数スペ
クトルを分離するための２組のフイルタを含んで
いる。更に、これもまた基準信号として使用され
る圧縮されない差の信号Ｓが第１のフイルタ２８
０に対して加えられ、また加算器２８２において
圧縮された差の信号S′に加算することもでき、そ
の結果の信号はフイルタ２８０と同じ通過特性を
有する第２のフイルタ２８４に対して加えられ
る。実際には、両方のフイルタ２８０および２８
４は、dB_x社のコンプレツサにおいて上方帯域を
確立するものに比較し得る特性を有するデエンフ
アシス・フイルタでよい。

第１０図の構成におけるように、選択された帯
域の信号Ｓは整流器２１６によつて全波整流さ
れ、加算器２１２からの選択された帯域の信号は
可変利得要素２８８に対して加えられる。この可
変利得要素は、選択された高い周波数帯域につい
て作動し、可変デエンフアシス要素として機能す
る。エキスパンダの全出力は整流器２９０によつ
て整流され、整流器２８６，２９０からの直流出
力信号は差動増巾器２９２の各入力側に対し加え
られ、その出力は可変利得要素２８８に対する制
御信号を生じる複合型積分回路２９４に対して加
えられる。差の信号Ｓのスペクトルの残りの部分
は第２のフイルタ２９６に対して加えられ、可変
利得要素２８８により送られる周波数が訂正され
ノイズの減つた信号は広い帯域の可変利得要素３
０４に対して加えられる。エキスパンダの出力で
ある要素３０４の出力もまた帯域フイルタ２９８
に対して加えられ、このフイルタもまたフイルタ
２９６と同じ通過特性を有する。前記したよう
に、選択された帯域の信号Ｓは整流器３００によ
り全波整流され、その結果得る直流信号は差動増
巾器３０２に対して一入力として加えられ、フイ
ルタ２９８によつて通された信号は全波整流器３
０６に対し加えられ、その出力は差動増巾器３０
２の他の入力側に加えられる。差動増巾器からの
出力信号は複合型積分回路３０８に対して加えら
れ、その出力は適当な増巾（図示せず）の後、可
変利得要素３０４に対する制御信号を構成する。
このように、第１４図のシステムは、個々の適応
エキスパンダがその間に接続されたフイルタまた
は可変デエンフアシス要素と直列に接続される点
を除いて機能において第１３図のシステムと類似
しており、ノイズが減り周波数が訂正された信号
Ｓがチヤンネル内の最後の可変利得要素（即ち、
要素３０４）の出力側に現われる。明瞭化のた
め、２つの直列接続されたエキスパンダのみを示
したこと、および用途に応じてこれ以上の段を提
供することができることを理解すべきである。

圧縮されない差の信号Ｓは、例えば音楽でもよ
い元の信号の全ダイナミツク信号を含むため、こ
の信号は形式を問わない送信装置のどのようなコ
ンプレツサにおいてもどんな動作開始および回復
時間が用いられたかを決定するため適応エキスパ
ンダにおいて使用することができる。予備知識と
して、圧伸システムの構成においては動作開始時
間と回復時間の間には常に妥協がある。最初に動
作開始時間について考察すると、この時間は信号
の利得の変化率が信号の訂正中信号の迅速な振幅
変調のため耳に聞えるクリツクを生じる大きさと
なる程短くはあり得ない。非常に短い動作開始時
間の別の欠点は、信号における鋭いピークが送信
装置を過剰変調する傾向を有することである。従
つて、同時に動作開始時間が長過ぎる場合にそう
であるように送信装置を連続的に過負荷を与えな
がら、実際にプログラム信号におけるピークを逸
することにより比較的高い平均変調レベルを維持
するために10乃至20ミリ秒の動作開始時間が一般
に圧伸システムにおいて用いられる。

次に計算システムの動作開始時間および回復時
間について簡単に考察すると、送信装置の変調を
最大限に維持するため、ある突然の高レベルの過
渡状態の発生と同時にコンプレツサが過剰変調を
行なわないために下方に利得調整されるようにコ
ンプレツサの動作開始時間はできるだけ短くすべ
きである。もし回復時間が長くかつ過渡状態の直
後に静かな一連の音楽が続くならば、エキスパン
ダは利得を減少するには長過ぎる時間を要し、送
信チヤンネルのノイズが減衰しつつ聞えることに
なる。一方、短か過ぎる回復時間は、各サイクル
において利得の変調が生じるか、あるいは低周波
数が周期的に続いてその結果歪みが増える故に望
ましくない。動作開始時間および回復時間のこれ
らの拮抗する用件は、通常はいずれかの妥協を行
なうか、あるいは異なる信号条件に対して多数の
複雑な動作開始時間および回復時間を有する米国
特許第4376916号に記載される「CX」圧伸システ
ムにおいて使用される如き複合型積分回路を使用
することにより満たされる。

圧伸システムのここで要約された特性は適応エ
キスパンダについて考察する場合も等しく存在す
るが、これは適応エキスパンダの動作開始時間を
無限に短くすることも、あるいはその回復時間を
非常に長くすることも不可能であるためである。
これが可能ならば、もし例えば基準信号Ｓがある
状態で現われた後回復する過渡状態を有するなら
ば送信装置におけるコンプレツサがこれらの動的
動作率を変化させ、回復時間または動作開始時間
積分回路により制約を受けなければ、適応エキス
パンダが適正な信号レベルを確保して出力を適正
にしようとする故に、信号出力の動的特性は良好
となろう。しかし、実際においては、低い周波数
の場合には適応エキスパンダ自体のような伝達信
号はサイクル追従を生じて歪みを生じることにな
る。その結果、適応エキスパンダさえも、これま
で述べた実施態様において示し記した如き複合形
式のものが望ましい動作開始および回復時間の要
素を持たねばならない。しかし、適応エキスパン
ダの積分回路を送信装置におけるコンプレツサの
動作開始および回時定数に対して適応させること
が可能であることは判るであろう。

本発明のいくつかの特定の実施態様について本
文に示し記したが、これら実施態様は単なる事例
であり、かつこのような変更および修正例は当業
者により示唆されるように、付属の請求の範囲の
主旨および範囲に該当する限り、本発明の一部を
形成するものと理解されよう。

例えば、本発明は振幅変調、位相変調、デルタ
変調、パルス変調およびパルス符号変調を含む、
本文に述べた周波数変調システム以外に使用する
こともできる。搬送波は、可視光または赤外線お
よび衛星の多重化分布システムを含む種々の形態
のいずれでもよい。ブロツク図に示した種々の機
能は、理想的および（または）耐久性に富む特性
を達成するため多くの方法において実現すること
ができ、例えば、全波整流器および積分回路は典
型的に実効値検波器を含む種々の構成が利用でき
る包絡線検波器を形成する。また、本文に述べた
直角位相チヤンネルの使用により、帯域巾におけ
る増加を要することなく圧縮した差信号Ｓの送信
を可能にするが、別の帯域巾が使用可能ならば、
Ｓの副搬送波から充分に周波数が除去された別の
搬送波を用いて圧縮した差信号を包含することが
可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理に従つて開発されたコン
ポジツトベースバンド信号の周波数図、第２図は
第１図の複合信号を生成して送信するための送信
ターミナルの簡単なブロツク図、第３図は第２図
のシステムにおいて使用可能なフイードバツク型
のコンプレツサの簡単なブロツク図、第４図は第
２図のシステムにおいて使用可能なフイードフオ
ワード型のコンプレツサの簡単なブロツク図、第
５図は本発明によるFM放送システムにおいて使
用可能な１つの圧伸則の安定状態の圧縮および伸
長特性を示す図、第６図は本システムにおいて使
用可能な別の圧伸則の安定状態の圧縮および伸長
特性を示す図、第７図は本発明により構成された
受信ターミナルの一実施例の簡単なブロツク図、
第８図はFMステレオ・テレビジヨン送信のため
の本発明により開発されたコンポジツトベースバ
ンド信号の周波数図、第９図は本発明に適応され
るエキスパンダを含む受信ターミナルの簡単なブ
ロツク図、第１０図は本発明を実施するに適応し
たエキスパンダの別の形態の簡単なブロツク図、
第１１図は第１０図に示された適応エキスパンダ
の修正例の簡単なブロツク図、第１２図は本発明
の原理を実施するに適したフイードフオワード型
の適応エキスパンダのブロツク図、第１３図は並
列型の周波数補正適応エキスパンダの簡単なブロ
ツク図、第１４図は直列型の周波数補正適応コン
バンダの簡単なブロツク図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ステレオ音響的に関連する左チヤンネルＬ及
   び右チヤンネルＲの可聴周波数信号の和である和
   信号Ｍ、それぞれが同一の周波数を有しかつπ／
   ２の位相差を有する第１及び第２の副搬送波であ
   つて、上記左チヤンネルＬ及び右チヤンネルＲの
   信号の差（Ｌ−Ｒ）である差信号Ｓと該差信号の
   圧縮された差信号S′とによつてそれぞれの搬送波
   抑圧振幅変調された第１及び第２の副搬送波、並
   びにパイロツト信号を構成要素とするコンポジツ
   ト信号によつてFM変調された、副搬送波より高
   い周波数の搬送波を送信するように構成された送
   信機を用いているFMステレオ放送システムに用
   いられる受信装置において、 上記FM変調された搬送波信号を受信して上記
   コンポジツト信号の上記構成要素を検出する手段
   と、 検出された第１及び第２の振幅変調された副搬
   送波を復調して上記差信号Ｓ及び上記圧縮された
   差信号S′を得る復調手段と、 可変利得装置及び制御信号発生手段を有する伸
   張手段であつて、上記可変利得装置は、上記得ら
   れた圧縮された差信号S′又は該差信号S′に上記得
   られた差信号Ｓを加えた加算信号（Ｓ＋S′）のい
   ずれかを伸張のために受けとるよう接続された入
   力端子、出力端子及び制御端子を有して電子的に
   制御可能に構成されており、上記制御信号発生手
   段は、上記可変利得装置の出力端子において得ら
   れる信号を上記得られた差信号Ｓと比較しかつこ
   れらの信号の振幅差に比例する振幅を有する誤差
   信号を発生する比較手段、及び上記利得装置の出
   力端子にノイズの減少した差信号が得られるよう
   に該装置の利得を制御するため、上記誤差信号を
   処理して得られた制御信号を該装置の制御端子に
   供給するようにした誤差信号処理手段を有するよ
   う構成されている伸張手段と、 上記ノイズの減少した信号を上記得られた和信
   号Ｍの構成要素に組み合せて、ステレオ音響的な
   左チヤンネルＬ及び右チヤンネルＲの可聴周波数
   信号を形成するようにした手段とから構成されて
   いる事を特徴とする受信装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の受信装置におい
   て、上記復調手段は、上記第１及び第２の振幅変
   調された副搬送波をそれぞれ復調して上記差信号
   Ｓ及び圧縮された差信号S′を得るようにした第１
   及び第２のデモジユレータを有しており、上記受
   信装置は、上記得られた差信号Ｓ及び圧縮された
   差信号S′を加算して加算差信号を得かつ上記可変
   利得装置の入力端子に該加算差信号を伸張のため
   に供給するようにした手段を有している事を特徴
   とする受信装置。 ３ 特許請求の範囲第１又は２項記載の受信装置
   において、上記制御信号発生手段は、上記可変利
   得装置の出力端子に得られる信号を整流しかつ上
   記比較手段に第１の入力として該整流された信号
   を供給する第１の整流手段、及び上記得られた差
   信号Ｓを整流しかつ上記比較手段に第２の入力と
   して該整流された信号を供給する第２の整流手段
   を含んでいる事を特徴とする受信装置。 ４ 特許請求の範囲第１又は２項記載の受信装置
   において、上記可変利得装置の出力端子に得られ
   た信号及び上記得られた差信号Ｓはそれぞれ第１
   及び第２の入力として上記比較手段に供給され、
   上記誤差信号処理手段は、上記可変利得装置の出
   力端に得られる信号と上記得られた差信号Ｓとの
   振幅差に応じて振幅が変化する直流誤差信号を得
   るために上記比較手段によつて発生された誤差信
   号を整流する手段を含んでいる事を特徴とする受
   信装置。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の受信装置におい
   て、上記誤差信号処理手段は、上記直流誤差信号
   を積分する積分手段を含んでいる事を特徴とする
   受信装置。 ６ 特許請求の範囲第３項記載の受信装置におい
   て、上記制御信号発生手段は、上記第１の整流手
   段から得られる信号を積分して該得られた信号を
   上記比較手段の第１の入力として供給する第１の
   積分手段、及び上記第２の整流手段から得られる
   信号を積分して該得られた信号を上記比較手段の
   第２の入力として供給する第２の積分手段を含
   み、上記第１及び第２の積分手段はそれぞれ複数
   の時定数を有している複合型積分回路で構成され
   ており、上記比較手段は、入力された信号の振幅
   差に比例する振幅を有する直流誤差信号を発生
   し、該誤差信号を上記制御信号発生手段に供給す
   る事を特徴とする受信装置。 ７ 特許請求の範囲第５又は６項記載の受信装置
   において、上記それぞれの積分手段は、相異なる
   時定数を有する複数の信号通路で構成され、該信
   号通路は、整流された信号を受け取る共通入力端
   子と該信号を積分した信号を発生する共通出力端
   子とを有している事を特徴とする受信装置。 ８ 特許請求の範囲第１項記載の受信装置におい
   て、上記復調手段は、検出されたパイロツト信号
   から再形成された搬送波によつてそれぞれ制御さ
   れる第１及び第２のデモジユレータであつて、上
   記差信号Ｓ及び圧縮された差信号S′を発生するよ
   うに第１及び第２の振幅変調された副搬送波をそ
   れぞれ別々に復調する第１及び第２のデモジユレ
   ータを有しており、上記可変利得装置の入力端子
   において伸張のために受け取られる信号は、上記
   得られた差信号Ｓ及び圧縮された差信号S′の加算
   差信号（Ｓ＋S′）である事を特徴とする受信装
   置。