JPH01502549A - 低雑音・ひずみｆｍ送信システム及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 低雑音・ひずみ１Ｍ送信システム及び方法この発明は１Ｍラジオ送信システム及 び方法に、更に詳しくは、雑音を低減し且つ受信無線信号を送信のために提供さ れたもとの可聴信号と正確に整合させる特別の技法を用いた１Ｍシステムに嘴係 している。

従来技衝のｉ明 商用の周波数変調（ＦＭ’）（１号は８８ないし１０８　Ｍｇ；の無線周波数ス ペクトルで放送されている。それぞれ２００　ｋｌｉ、の幅の１００のチャネル がある。もとの可聴信号は±７５ｋＨｚ　の最大許容周［数備移を持った周波数 変調信号として符号化される。ステレオ放送に２いては信号は非ステレオ受信機 が左（ｉ）信号及び右（Ｒ）信号の和に等しいモノラル信号を受信するように符 号化される。これは両側波帯抑１１１ＧＥ）−送波信号の形式としたＬ−Ｒ信号 を用いて３８　ｈＨｚｍ＊送波を変調し、その結果性じる信号を１９　Ａｊ？ｇ パイロット信号と共ＫＬ十Ｒ信号に加えることによって行われる。チャネルの主 搬送波は次にこの加合せ信号てＦＭ変−される。可聴帯域幅はすべての場合に２ いて約５０Ｈ１から１５ｈＨｅまでの周波数の歪板にｔｎａされている。Ｌ−Ｒ 信号のために３８ｈＨｚ　＠　＠送波はス送中主搬送獣の所要１Ｍ偏移を最小化 ３８＆ｊｒｇ副搬送波に位相ロックされて複合（コンポジット）信号と共に放送 され、Ｌ　−Ｒ信号の同期復調を可能にする。

通常の送信システムは図１に図示されている。左及び右のステレオ可聴信号はマ トリクス回路２に加えられ、そしてこの回路はこの二りの信号の和り十Ｂ及び差 Ｌ　−Ｒを出力する。Ｌ−Ｒ信号は４クオドラント乗算器（マルチプライヤ）４ の−１の入力に行き、そしてそれの他方の入力は３８　ｋｌｌｔ発振器６から取 られている。乗算器４は３８ｈＨｇ基準信号に２けるＬ　−Ｒ信号の両側波帯抑 制搬送阪変調の形式で出力を発生する。３８　＆＃ｇ信号は又分周器８に２いて ２１分周されて１９ｈＨｇパイロット信号を発生する。加算回路ｌＯは１９ｈＨ ｚパイロツト信号、Ｌ−Ｒ信号によって変調された３　８　ｈｏｇ信号、　Ｌ十 Ｒ信号、及び通常の副次的通信許可権（５（’Ｊ）６０〜７５ｋＨｚ信号なｍ見 合わせる。その結果性じる複合信号はＦＭ変Ｉｉｌ器１２に加えられ、ここで放 送歪板の中心にある搬送波信号を変調する。

複合放送信号の周波数スペクトルは図２に図解されている。搬送波周波数を零基 準としてとると、１５　ｄｌｚｔでのスペクトルはＬ十Ｒ信号によりて占められ 、狭い可聴下ゲットバンドが搬送波から可聴レベルの開始点、典蟹的には約５０ ＃ｇ　まで延びている。１９＆ｊｒｇパイロッＦ信号は可聴Ｌ＋Ｒレベルのよ且 つ両Ｉｌ波ＩＦＬ−Ｒレペに３８　ＪＪｔに中心が置かれていて、この周波数か ら土１５ｋＢｇ、すなわち約２３から５・３ｋＥｇまで広がっている。

約５０Ｅｔ　の比較的狭い可聴下プツトバンドが二つのＬ−Ｒ側波帯の間の３８ 　ｋＨｚ副搬送波を中心として配置されているが、このデッドバンドの偏は図２ においては図解の目的のために幾分誇張されている。Ｌ　−Ｒ＠波帯な超えたと ころではＳＣＡ信号が６０〜７５　ｋＨｚの周波数帯域で送信される。

図３は送信された複合ステレオ信号を復調するために使用される通常の受信機の 簡単化された線図である。受信信号は１９＆Ｅｇパイロット信号に位相ロックを 行う７６　ｋＥｔ発振器に供給される。発振器１４の出力は７′リツプフロツプ ３６によって周波数分割されて抑制３８ｋｌｆｔ搬送波と同相の３８　ｋｌ１ｇ 方形波を発生する。フリップフロップ１６からの３８＆Ｅ−信号及び受信複合信 号は両万共同期復調器回路１８に供給され、そしてこの回路は同期信号案内スイ ッチとして作用する。復調は同期復調器への入力を３８　ｂｉｔ基準信号の正の 部分の間左チャネル出力に、又３８　ｋＨｚ基準信号の負部分の間右チャネル出 力に切り換えることによって行われる。この技法は図４に図解されて２シ、この 図に２いて同期変調器は３８　ｋＢｇレートで動作させられるスイッチ２０に工 つて実現されるものとして示されている。スイッチングは可聴周波数よｐ上で行 われるので、その影響は、左及び右のチャネル出力線に低域フィルタ２２及び２ ４を設けて可聴周波数を遺すがより高い周波数のスイッチング信号を除去するこ とによりて出力信号から容易に除去される。ＦＭ復調は商業的には複合信号を受 けてこの技法による左及び右のチャネルの出力可聴信号を発生する単一チップ累 積回路によって行うことができる。この目的のために使用されることのできる典 型的なチップはナショナル・セミコンダクタ社（Ｎａｔｉｏ％ａｌ　Ｓａｍｉｃ ｏ＊ｄｓ−ｃｔｔｒｒ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｓ）のＬ＃１８００及びアールシ ーニー社（ＲＣＡ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ　）（ＱＣＡ　３０９０ＡＱである 。

商用ＦＭ７Ｂ送の有効なダイナミックレンジは一般に。

６０ないし７０　ｄＥである。しかしながら、ディジタル可聴記録は一般に９０ ６Ｂよシ大きいダイナミックレンジを持っている。９０　ｄＥの可聴信号範囲を ６０〜７０ｄＢの送信範囲に合わせ、且り又所与の許容可能な送信電力に対する 放送の「音の大きさ」を増大するために、放送業者は一般にその信号を「圧縮し 」且り「制限し」て平均信号をできるだけ雑音レベルよりはるかに上に２くよう にしている。不幸にも、この形式の信号符号化は幾つかの望ましくない影響をも たらす。信号レベルは大きい？ｌｌ！ｌ限の間最大許容可能なレベルの万へ高め られるので、送信信号レベル間の差はもとの信号レベル間の差よりもはるかに小 さくなる傾向がある。送信端に２ける信号振幅の差のこの圧縮は、異なった信号 レベルを区別して受信端に２いてもとの可聴信号を回復させることをはるかに困 難にする通常の圧縮伸長技法は、送信信号振幅に３ける変化が大きい制限の間非 常に小さいので、受信機に２いて適当な伸長を正確に決定することができない。

更に、リミタ及び圧縮器を利用して一般に送信信号レベルを高めより大きい音声 を達成するようにすることは、信号ピークをクリップして政府当局によって許可 された最大送信レベルを越えた行過ぎを回避する結果になる。

より広いダイナミックレンジを持ったディジタルオーディオディスクの出現は画 用ＦＭ放送の実効ダイナミックレンジを増大することを特に望ましくする。

放送の実効ダイナミックレンジを増大すると同時に、もとの可聴信号が復元され る確度を増大させ且つ現存する放送技術と両！可能な方法でそれｔ行うための新 ９Ａな改良されたシステム及び方法を提供することがこの発明の目的である。

別の目的はもとの可聴信号と関連した高復元確度を失うことなく送信目的のため に送信信号のダイナミックレンジを減小させることのできるそのようなシステム 及び方法を提供することである。

更なる目的は放送業者が特足のプログラミングのために圧縮伸長特性を制御し且 つ調整することができ、且つ通常の受信機に対してもこの発明に従って構成され た受信機に対しても改良された受信を与える信号を送信することができるそのよ うなシステム及び方法を提供することである。

この発明のこれら及びその他の目的は所望の圧縮曲線に従って入力ステレオ信号 の圧縮を調節するために送信機に２い１比較的低周波数の利得制御信号を発生す ることによって達成される。入力ステレオ信号は利得制御信号を発生するために 必要とされる時間に少なくとも等しい期間の間遅延させられ、その後利得制御信 号は利得を制御することによって遅延ステレオ信号を符号化するために使用され る。利得制御信号は遅延し且つ符号化されたステレオ信号と共に、但しこれと実 質上干渉することな（送信される。受信機に２いては利得制御信号は送信複合信 号から取り出されて、もとの可聴信号の忠実な復元ン這成するように送信ステレ オ信号を復号化するために使用される。利得制御信号はこれを直角位相関係にお いて３８＆＃ｇＢ搬送阪上の複合信号に加え且つそれらのτ域幅を制限すること によって送信中ステレオ信号から分離される。

それぞれが異なった信号圧縮曲線に対応している多数の異なった利得制御信号発 生器を送信機に２いて使用することができる。放送業者は種種の利得制御信号の 中で選択を行って意図されたプログラミングのために最良のものを選ぶことがで きる。復号器を装備した受信機はどの利ｉｆ！ＩＪ御信号が使用されたかに関係 な（もとの可聴信号を忠実に復元する。受信機が復元化装置を持たない場合でさ えも、送信選における信号クリッピングの回避の結果、現在利用可Ｗ！なシステ ムによって達成されるよｐもよ夕良好な受信が得られる。

この発明のこれら及びその他の目的及び特徴は添付の諸図面と共に行われた採択 実施例についての次の詳細な説明から当業者には明らかであろう。

図面の説明 図１は従来技術のＦＭ送信回路の構成図であｐ。

■２は通常の１Ｍステレオ放送に利用される周波数スペクトルのプロットであり 、 図３はラジオ受信機に使用される典型的な従来技術のＦＭ復調器の構成図であり 、 図４は図３の復調器に使用される従来技術の同期復号器の構成図であｐ。

図５はこの発８ＡＫ従って構成されたＦＭステレオ信号のための符号器の構成図 であり。

図６はこの発明に従って構成されたラジオ受信機に使用される復号器の構成図で あり、 図７は図５及び図６の符号器及び復号器に使用される利得制御回路部の採択実５ １夙の構成図であり、図８ｇ、８ｈ、Ｂｇ、８ｄ、８１．８ｆ及び８．は種種の 入力信号状態に対して送信機の１１種の位置における信号を図解した信号波形図 であり、 図９は符号器が設計され得る典型的な圧縮曲線の図表であり。

図１Ｏは必９の圧縮曲線を達成するために使用される符号器利得制御パターンの 図表であり、図１１は図１０に図解された利得制御を達成するために発生された 利得制御信号の図表であシ、図１２は信号符号器に使用される制御回路の構成図 であり、又 図１３は種種の圧縮曲線間で選択を行うための制御回路内の部分回路の構成図で ある。

採択実施例の詳細な説明 この発明に従って、通常の放送と干渉しない方法で複合ステレオ信号に先行圧伸 利得制御信号が加えられる。

図５は送信のために可聴信号を符号化するための採択されたシステムの構成図で ある。左右チャネルの可聴信号はマトリクス回路２６によってＬ十Ｒ信号及びＬ 　−Ｒ信号へ変換される。マトリクス化されたＬ十Ｒ及びＬ　−Ｒ信号はそｎぞ れ可聰遅延回１６２８及び３０によって遅延させられ、その後、所望の圧縮曲線 に従ってマトリクス化信号の利得をＰ′ｌＪ御する利得制御１幅器３２及び３４ にそれぞれ加えられる。Ｌ＋Ｒ及びＬ　−Ｒ信号は又以下に２いて更に詳細に１ ３！明される制御回路３６に供給され、そしてこの回路は変化する可聴信号に応 答して、この可聴信号は所望の圧縮曲線に従わせるためＫＷ化する利得制御信号 を発生する。制御回路３６の出力は直列接続の低域フィルタ３８及び４０によっ て５０Ｈｚ未満の可聴下周波数τ域に制限されてから、利得制御項＠４６３２及 び３４に加えられる。その結果、遅延したＬ十Ｒ及びＬ−Ｒ信号は所望の圧縮曲 線に従って調整される。Ｌ十Ｂ及びＬ−Ｒ信号は遅延回路２８及び３０によって ｌｆｆ１１ｍ＠路３６並びに低域フィルタ３８及び４０が動作するのに十分な長 さの時間遅延させられている。可聴信号の大きさに２ける突然の大きい過渡ＩＩ Ｉ変化、例えばスパイクが現れたときには、遅延回路２８及び３０があるために 制御回路３６にこの新しい信号レベルに応答し且つこれに従って利得制御信号な １４Ｍするのに十分な時間が与えられるので、Ｌ＋Ｒ及びＬ−１９号が利得制御 増幅器３２及び３４に到達する時点までＫこれらの信号に適当な利得制御が加え られる。これは従来技術に８いて遭遇する信号クリッピング問題を回避し、そし て入力可聴信号の全清報内容が送信のために保持されることをＮ冥にする。

対照してみると、従来技術ＫＨ％・ては、可聴信号レベルは、圧縮の後でさえも 遅邦通信姿員会（ＦＣＣ）によって蓚ヱされた最大許容可能電力ｉｗＬ界を時折 瞬間的に越えていた。圧縮信号のこれらの部分は単にクリップされていて、受信 機に２いて可聴ひずみを生じていた。更に、クリッピングのない場合でさえも、 工業１ｌｌｌ準の信号圧縮曲線の欠如は、実際問題として、現在使用されている 多くの異なった圧縮曲線を復号化することのできる単一のラジオ受信機を提供す ることを不可能にする。

３８　＆ｊｒｇ信号発主器４２はＬ−Ｒ信号のための通常の３８　＆ｆｇ劇搬送 搬送波周波数普する。可変利得増喝器３４の出力に２ける遅延し且つ圧縮された Ｌ−Ｒ信号に４クオドラント乗算器４４に供給され、ここで発振ｒＩ４２からの ３８　ｄ１ｇ基準信号の正弦位相によって乗算される。−３８ｄ１ｇ基準信号の 余弦位相は、乗算器４４に加えられた正弦位相と９０°位相外れ（直角位相）に なっておシ、菓２の４クオドラント乗算赫回路４６に結合される。低域フィルタ ３８の出力における低周波利得制御信号も又乗算器４６に加えられ、ここで３８ 　ｋＨｚ基準信号の余弦位相によって乗算される。前に記述された１　９　ｋＨ ｚパイロツＦ信号は分局回路４８に２いて３８　ｄ１ｇ基準信号の周波数を有す ることによって得られる。

加算回路５０は次の信号を一緒に加えて複合信号を形成し、この信号は次に送信 のために広送搬送波上でＦＭ変詞される。加え合わされる信号は、ｌ）３８ｈＨ ｇ基準信号の正弦位相によりτ乗算された遅延し且つ圧縮されたＬ−Ｒ信号、２ ）遅延し且つ圧縮されたＬ＋Ｒ信号、３）３８ｈＨｇ基準信号の直角位相成分上 に８かれた低周波利得制御信号、及び４）１９＆ｆｆｇパイロット信号である。

結果として主じる複合信号はラジオ送信のために通常のＦＭ復１４１６５２によ って変調される。

遅延回路２８及び３０は高品質の遅延器、例えばディジタル拳オーディオ遅延器 フありて、直列組合せの制御回路３６並びに低域フィルタ３８及び４００立上り 時間の総計に少なくとも等しい運！時間を持っている。低域フィルタ３８及び４ ０は、フィルタ遅延量が可聴遅延回路２８及び３０によって適応させられるので 、高い万の可聴周波数を有効に弁別する・ために任意所望の数の極を持つことが できる。低域フィルタ４０は低域フィルタ３８を通過したスペクトルの部分だけ を通過する。それは、以下に２いて説明されるように相補的復号化を達成するた めに受信機に２いてフィルタ４０の複製物が使用されるので、正確に４？徴づけ られるべきである。

これｆでに説明された信号符号化システムは制御回路３６の設計に対して高度の 順応性を与える。制御回路３６が総合符号化計画から離脱することな（多（の異 なった方法で実現され得ることがこの発明の独特の且つ貴重な特徴である。その 期待的なｔ＃徴は、ＦＣＣの厳格な要求である、大規模な過渡的変化の期間中Ｆ ＭＫ調器の瞬時的過負荷をそれが阻止するので、非常に望ましい。

それゆえ、このシステムは通常のＦＭＢ送に現在使用されている％ＩＩＪ＠及び 圧！ｌ！機能を行うことができ、且つ信号クリッピングの回避のために優れた方 法でそれを行うことができる。同時に、複合ＦＭ信号の一部分としての利得制御 信号の保存及び送信は利得制御信号が受信機において取り出され、且つステレオ 信号に加えられた圧縮及びＷＵａをこれ１で達成可能であったよシも高い確度で 復号化するために使用されることを可能にする。

マトリクス回ｌ６２６と１Ｍ変調器５２との間の種種の回ｗｒ累子の機能はすべ てデイジメル式で実現されることできる。ディジタル実現によシ圧縮曲線は制御 回路に２けるディジタル記憶装置に記憶される。到来信号はマトリクス回路２６ のすぐ後でディジタル形式に変換され、そして回路５０からの複合ディジタル信 号は１Ｍ変調器５２に加えられる前にディジタル−アナログ変換器に２いて再び アナログ形式に変換される。

圧縮及び制限の正確な反転は大きい制限中通常の圧伸器（コンパンダ）では得る ことができないが、これは圧縮信号の振幅が入力信号の変化と共にと（わずかし か変化しないためであシ、従って通常のシステムは非常に類似した圧縮信号レベ ルを弁別してもとの信号を正確に復の制限を有してＳらず、符号化中ステレオ信 号に加えられたｔ１１１限及び圧縮を正確に反転させることができる。ステレオ 信号はそれゆえ最適の両竺性送信のために符号化されて、通常のＦＭラジオ受信 機に対する現在の送信機のそれに等しい又はよシ優れた受信を与え、且つ同時に ここで説明された新規な復号器を組み込んだ受信機に対するダイナミックレンジ に２い℃劇的な増大を与えることができる。

利得制御信号は送信信号の残りの部分から分離されてこれとは干渉しない。これ は、利得制御信号が３８　ｋＨｚ副搬送波に、この副搬送波を中心とする符号化 Ｌ　−Ｒ信号に対して直角位相の関係において加えられて３シ、従ってＬ−Ｒ信 号に９０°位相外れになっていることから、且つ又利得ＷＪａ信号が、Ｌ−Ｒ両 側波帯間のデッドバンド内に冥買上収容されている低周波数信号であるために主 じる。

復号器のブロック図は図６に与えられている。符号化り及びＲ信号は同期復調器 ５４によって取シ出される。

受信信号に位相ロックされている３　８　＆ｊｒｇ基準信号は同期復調器５４の ための基準として使用される。この３８ｋＨｚ基準信号は、受信信号に位相ロッ クされている７６ｈＩｆｔ位相ロック式発振器５６、及び発振器５６からの信号 を半分に分局してこれを同期復調器５４に加える分周回路５８から得られる。分 周ＳＳＳは又３　ｇ　ｋＨｚ基準信号の直角位相、すなわち余弦、成分を発生し 、この直角位相基準信号は、やはシ入力信号を受信する別の同期復調器６０に加 えられる。同期復調器６０の出力は低域７２ける低域フィルタのｇＬａｔ物であ る。同期復調器６０及び低域フィルタ６２０作用は３１１　ｄ１ｇ副搬送波の直 角位相成分から利得制御信号を取り出すことである。取り出された利得制御信号 は次に可変利得制御増幅器６４及び６６の利得を！ＩＩＪＩｌするために使用さ れ、これらの増幅器は主信号同期復調器５４の出力からＬ及びＲチャネル入力を それぞれ受けている。復号化利得制御増幅器６４及び６６は符号化システムに２ ける利得制御増幅器３２及び３４と相補的であり、従ってそれらのＬ及びＲチャ ネ響下で復号化して、それぞれもとのＬ及びＲ可聴信号と笑気土間じである、出 力線６８及び７０上のＬ及びＲチャネル出力を発生する。

所望ならば復元利得制御信号の伸長効果を切り離してその代わりに増幅器６４及 び６６を一定の直流電圧端子７４に接続するために低域フィルタ６２と利得制御 増幅器６４及び６６との間にスイッチ７２が設けられている。

スイッチ７２は送信利得制御信号のない場合には自動的に動作して、受信機を通 常の受信機に８けるように一定利得に設定するように設定されることができる。

多数の異なった定電圧レベルを与えて受信機が無音（ＭＵＴＥ）及び強ｔ（ＬＯ ＵＤ　）のような種種の受信機復号器の間で切り換見られるようにすることが望 まれるかもしれない。

既述のように、復号化利得制御増幅器６４及び６６は符号化１５ＰＩｌｆ４１！ １１１御増幅器３２及び３４と相補的である。例えば、復号化増幅器が、ｄＢ　 Ｋｇけるそれらの利得がそれらの制御入力に比例するように設計されている場合 には、符号化増幅器のｔＢ　Ｋおける利得は制御電圧の逆数に比例するべきであ る。すなわち、符号器システムが低域フィルタ４０からの所与の利得制御電圧の 存在に応答しである数のｄＥだけ信号を減衰させたならば、受信機復号器はその 低域フィルタ６２からの同じ利得制御電圧の存在に応答してちょうど同じ数のｔ Ｂだけ利得を増大する。このよ−５に符号化回路及び復号化回路は相補的で卸で あって一般に入手可能であシ、ＤＥＸ社（ＤＢＸＣｏｒｐ、）の２０２　ＶＣＡ がその一例である。増幅器はｄＢ／ボルトに８いて線形である必要はなく単に相 補的であればよい。例えば、復号器が単純な乗算器に類似した方法で入力制御電 圧に比例した量だけ利得を増大したならば、符号器は制御電圧の逆数に比例した 量だけ利得を減小するであろう。

制御機能が相補的であることを１案にする好都合な方法は図７に図示されたよう に利得制御素子を符号器において演算増幅器の帰還ループに配置し且つ同じ利得 制御素子を復号器に配置することである。利得制御素子７６は、電圧制御増幅器 として実現され得るものであって、演算増幅器７８の負帰還ループに配置されて いる。符号化利得制御信号は低域フィルタ４０を通して利得制御素子７６の制御 入力に送られる。前に述べられたように、復号器に２ける低域フィルタ６２は符 号器フィルタ４０と同じである。フィルタ６２の出力は復号化利得制御素子８０ の制御入力に供給されるが、この素子は符号化利得制御素子７６と同じであり、 従って復号化利得制御素子８０の出力は符号器入力と同じである。

注意されるべきことであるが、符号器及び復号器の利得制御路に２ける低域フィ ルタは二重の目的に役ヱク。

Ｈｌに、利得制御信号の帯域幅を制限することによって＞Ｕ得Ｖ」御雑晋を最小 化する。第２に、符号化利得制御信号のＬ−Ｒ信号への漏れをなくする。２０１ ｇ低域フィルタが採択されているが、しかしより高い周ｔｊ、数逅断点を待った フィルタを開始及び復旧時間の減小のために使用することができる。

図８ａ〜８ｇは利得制御信号と複合ステレオ信号の変化との間の関係を図解して いる。図８ａは１９１Ｊｇパイロット信号を図示し、又図８ｂは復元された３　 ８　ｋＨｔ抑制正弦８４及び直角位相余弦８６搬送波信号を図示している。３８ 　ＪＪｔ正弦信号８４は１９　ｄ１ｇパイロット信号と同相であるが、３８　ｋ Ｈｚ直角位相信号８６は正弦信号８４と９０°位相外れであることがわかる。図 ８６は、Ｌ及びＲ信号が等しい振幅の４．７５　ｋｉｔ正弦波であるδテレオ信 号による変調に起因する主搬送波信号の周波数偏移８８を図示している。Ｌ−Ｒ が零であるので、周波数偏移曲線８８は３８　ｋＨｚ成分を含んでいない。

図８ｄはＬ信号が４．７５１Ｊｇ楽音であり且つ右信号が零であるステレオ信号 による変調に起因する主搬送波信号の周数数偏移曲線９０を図示している。３８ 　ＪＪｔ信号の四つのサイクルがそれゆえ４．７５　ｋＨｚ楽音の各サイクルに 重畳されている。

図８＃にはＬ及びＲ成分が互いに９０°位相外れの等振幅４．７５　＆Ｈｇ正弦 波であるステレオ信号による変調下にある主搬送波信号の周波数偏移曲１ｉ１９ ２が示されている。Ｌ及びＲ信号が同相等振幅の４゜７５　ｋＨｚ楽音であるス テレオ信号による変調に起因する主搬送波信号の周波直角位相利得制御信号を付 加されて、［Ｆ］８ｆに示されている。図８ｇにはＬ及びＲ信号が両万共零に等 しい場合、利得制御信号のみによる変調に起因する主搬送波信号の周波数偏移曲 １１１９６が示されている。

図８ａ〜８ｇに与えられた例は、図８ｆに示されたように利得制御信号の包含は 主搬送波の周波数偏移を増大させることができる。これは、利得制御信号が複合 信号に付加された付加的エネルギー及び情報を表しているので、予想されること ができる。それは主搬送波の周波数偏移を増大させることができるので、利得制 御信号は比較的小さい振幅を持つことが望ましい。既述の回路における利得制御 信号に加えられた帯域制限のためＫ、その信号は所望の低雑音性を維持するため に大きい振幅を持ってはならない。利得！Ｉ制御回路に３ける低域フィルタは又 利得制御信号に及ぼすＬ−Ｒ信号の影響を減小する。

所望の制限及び圧！！特性に依存して、符号化制御回路３６の設計のために多く の異なった万策をとることができる。次に一例として制御回路の設計パラメータ を例示する。図９は使用され得るような−りの圧縮符号化１融を示している。こ の白１１に従り”Ｃ１ｄＥＩｆｃ２ける符号器出力は符号器への入力可聴信号と 共に−８５ｄＢと一４０ｄＢとの入力信号間ｄの間で線形的に変化する。−４０ ｄＢと−２０ｄＢとの間の入力信号に対しては、出力変化は圧縮されて入力変化 の半分だけ変化する。入力信号に対する−２０　ｄＢとＯｄＢとの間では、出力 信号は更に圧縮されて入力信号変化のわずか４分の１だけ変化する。

図１０は図９の符号化曲線を生成するために符号化過程に２いて導入される利得 の量を図示して２シ、それは図９の曲線から直接導出される。簡単のために、符 号器に３いて使用される利得制御素子がＤＢＸ社の２０２ＶＣＡのような線形ｔ Ｅ素子であると仮定し、そして更に１図７と関連して説明された帰還方法が相補 的利得制御を達成するために使用されていると仮定する。この場合に制御素子と して使用されたＶＣＡは制御電圧の増大と共に信号利得を増大する。ＶＣＡは符 号器に３ける演算項１器の帰還ループにあるので、それの制御電圧め増大は演算 増幅器の利得における減小を生じることになる。

従って、図１Ｏは図９の符号化を達成するための所要制御電圧の反転を示してい る。符号器利得制御はそれゆえ−８５ないし−４０ｄＢの符号器入力信号範囲に ２いては一定のｄＢレベルにとと筐シ、−４０及び−２０ｄＢの間では直線に沿 って減小し、そして−２０及びＯｄＨの間ではより大きい率で減小する。

この例のための利得制御信号は図１１に図示されている。過変調を避けるために 、利得制御信号はＯＬｓ可聰信号からの利得の代わりに、１００％可聴信号から の減衰を制御するべきである。それゆえ、可聴信号をその全損幅に２（ために、 利得制御信号は零であるべきである。

図５に示された符号化制御回路３６の設計には多（の順応性が存在する。しかし ながら、制御回路をＬ十Ｒ又はＬ−Ｒ信号に２ける短いピークに応答させて、Ｆ Ｍ変調の過負荷を防止する利得制御信号変化を生じることになる出力を与えるこ とが望ましい。同時に、利得制御信号は、これの限られた帯域幅によって課せら れた制限を与えられて、できるだけ近接して入力信号ピーク包絡線に従うべきで ある。

これらの目的を果たす制御回路は図１２に示されている。Ｌ十Ｒ及びＬ−Ｒ入力 信号はそれぞれ整流回路９８及びｌ０ＣＩよって全波整流される。整流器の出力 はアナログＯＲ回路１０２に加えられ、そしてこの回路はその入力に２ける二つ の値のうちの大きい万に等しい出′力を発生する。アナログＯＲ回路１０２の出 力は、リセツ）級１０８を経て制御クロック１０６によりリセットされるまで、 加えられた最大値を保持するリセット可能なピーク追従・保持回路１０４に！！ 続されている。ピーク追従・保持回路１０４の出力はタップ付き遅延回路１１０ ヘロードされる。ある値がロードされた後、遅延回路１１０はリセット線１１２ を通して制御クロック１０６によりリセツ）されて、最も近い期間中に発生した 最大信号値を確立する。遅延回路１１０のタップ付き出力は第２のアナログＯＲ 回路１１４に接続されて２り、このＯＲ回路はその入力に２ける値の最大のもの を出力する。

それゆえ、アナログＯＲ回路１１４の出力は遅延回路１１０の前の全遅延時間中 に発生した最大ピーク信号に等しい。制御クロック１０６は遅延回路１１０を進 め、ピーク追従・保持回路１０４からの出力を挿入し、それから回路１０４をリ セットする。アナログＯＲ回路１１４の出力は曲線整形器回路１１６に供給され るが、この回路は所望の圧縮曲線を確立するように設計されている。

タップ付き遅延回路１１０によって課せられる全遅延量は直列の低域フィルタ３ ８及び４０の応答時間、典型的には１０〜２５ミリ秒、に少な（とも等しくする べきである。入力が保持値を越えないならばｌＯ〜２５ミリ秒でリセットされる 単一の時間リセット可能なピーク追従・保持回路が大抵の場合に素子１０４，１ ０６．１１０及び１１４を置き換えるために使用されることができる。

そのような回路は囚１２に２いて参照数字１１７によって指示され、アナログＯ Ｒ回路１０２と曲線整形器回路１１６との間に破慧で接続されて示されている。

単一の曲線整形回路を使用する代わりに、複数の異なった回路を用いて、それぞ れの信号圧縮及び制限特性に応答する複数の異なった利得制御信号を発生するこ とができる。これは送信機に多数の異なった圧縮曲線のうちの任意のものを選択 するとい５柔軟性を与える。そのような能力は、受信機のあるものがこの発明の 復元化回路を装備していることがあシ且つ他のものが普通の受信機であるような 多数のラジオ受信機に送信を行っている中央送信機の場合に有効である。復号化 回路を備えた受信機は本質的に原始ステレオ信号を回復させるが、復号化装置の ない受信機はこの能力を持っていない。それゆｊ、％種種の選択可能な圧縮曲線 整形回路を準備すると、ここで説明されたよ５な復号化回路部のない受信機に対 して送信されている番組の種類に信号圧縮特性を合わせるとい５１１応性が与え られる。

図１３は複数の異なった利得制御信号発生器の一つを選択して、使用されるべき 正確な圧縮曲線で選ぶ際の柔軟性を与えるようＫすることのできる圧縮曲線整形 回路部の実現例のブロック図である。図１２のピークアナログＯＲ回路１１４か らの信号は三つの異なった曲線発生回路１１８．１２０及び１２２に供給され、 これらの回路のそれぞれは独特の圧ａｍ線を発生する。電子的又は機械的スイッ チ１２４は異なった曲線発生回路のどれが使用されるべきであるかを選択する。

更に、線形圧縮曲縁がｌｉｉ！れるような場合には１１１２６及び１２８により 定電圧レベルを準備してもよい。一定制御選択肢は、例えば、チャネルを無音に し、又は他の特別の効果を達成するために使用され得るであろう。

一定数の所定圧縮曲線の代替例として、圧縮曲線整形器は現在受信されている入 力可聴信号によって特性が決定される曲線を与えるようなものを実現することが できるであろう。例えば、曲１！！ｌ形器は、高周波数に対しては一つの応答を 、低周波数に対しては別の応答を、又中間又は組合せ周波数に対しては段階的応 答を持つようにプログラムすることができるであろう。

復号中、利得制御信号に２ける直流オフセットは総合信号レベル変化を生じるこ とになる。制御信号に利得誤差がある場合には、制御信号の利得レベルが低いと きにはある程度まで圧縮されたままになっている復号化番組が生じ、又は制御信 号利得が高すぎるときには復号化番組の過伸長が生じることになる。従って、復 号器に２ける復元利得制御信号の利得は正確であるべきである。

既述のようにこの発明に２いては、利得制御素子は周波数依存性利得制御特性を 持つことができ、又は制御回路特性も又周波数依存性であることができる。すな わち、７ｖ１１得制御素子は可聴スペクトルの一部分だけの利得を変えてもよ（ 、又はナショナル・セミコンダクタ（ＮａｔｉｏｍｌＳａｔｐｒｉｃｏｓｄｓｅ ｇｏｒ　）　ＰＨ１８９４に２けるもののような電気制御式可変フィルタでもよ い。この場合には、多量の周波数選択性雑音減小が与えられると共に、通常の１ Ｍ受信との合理的な両！性が維持され得る。高周波数は、入力り及びＲ信号が存 在する高周波数の量に依存して、低周波数よりも送信の際より多く増幅されるで あろう。この発明は信号の利得が信号のレベルはもとより信号のスペクトル特性 に依存して調整されることを可能にする。これは通常の圧縮器の望ましくない音 響心理的効果のあるものを最小化するために使用され得る。

より低い雑音及びもとの可聴信号のより正確な再現を生じることになる１Ｍ送信 のための新規なシステム及び方法がこのように図示され且つ説明された。理解さ れるべきことであるが、多（の変更例及び代替実施例がこの発明の精神から逸脱 することな（技術に通じた者の心に浮かぶであろう。例えば、既述の実施例に２ いてはＬ及びＲ信号の組合せだけが符号化されセして復号化されているが、符号 化り及びＲ信号と共に送信のために利得制御信号自体を符号化し、そして次に受 信機において利得制御信号な取り出して復号化し、送信信号の残りの部分を復号 化する際に使用するようにすることも可能であろう。又、Ｌ及びＲ信号は、既述 の実施例に２けるように後ではなく、Ｌ十Ｒ及びＬ−Ｒ信号へマトリクス化され る前に符号化することもできるであろう。送信信号の復元が符号化と完全に相補 的な１式で行われることも又厳密に必要ではない。ある種の可聴効果を主成する ために相補的復号化から離れることも望ましいであろうが、この場合には復元、 ￥１１得制御信号又は復号化回路部な符号器システムに３ける対応する素子に対 する厳密な相補的部分から幾分ゆがめればよい。別の例として、利得制御信号は ３８　ｋＨｚ副搬送波を中心とする低周波数死帯域内において送信されるものと して説明された。３８　ＪＪｔ副搬送波が既に利用可能であシ且り採択されてい るけれども、送信周波数スペクトルには利得制御信号によって同様に占有されて もよいような他の死帯域が存在する。それゆえ、この発明は添付された各請求項 によってのみ限定されるものと解釈される。

図３　（ａ巣牧惰） 図８９ 図１０ 図１１ 符ち姦Ｘｙ１ 国際調査報告

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. １．左（Ｌ）及び右（Ｒ）成分を有する入力可聴ステレオ信号のための周波数変 調（ＦＭ）送信及び受信システムであって、Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号を形成する手 段、Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号を符号化する手段、システムが設計されている可聴信 号の変化率よりも連い応答時間を有する符号化手段、符号化Ｌ＋Ｒ信号を放送周 波数に中心配置し且つ両側波帯符号化Ｌ−Ｒ信号を放送信号の３８ｋＨ２副搬送 波に中心配置して搬送波放送信号上で符号化信号を周波数変調して送信する手段 、送信信号を受信する手段、並びに受信信号を復号化する手段、を備えている前 記のシステムにおいて、 ａ）符号化手段において、 １）Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号に応等し、入力可聴ステレオ信号帯域幅より小さい周 波数帯域幅を有する利得制御信号を発生する手段、 ２）利得制御信号を発生するために必要とされる時間に少なくとも等しい遅延期 間の間Ｌ＋尺及びＬ−Ｒ信号を遅延させる手段、 ３）Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒの両信号を符号化するために利得制御信号を印加する手段 、 ４）Ｌ−Ｒ信号に対して直角位相関係において利得制御信号で３８ｋＨ２副搬送 波を変調して、これによりそれが３８ｋＨ２副搬送波に中心を配置された符号化 Ｌ−Ｒ信号と干渉するのを実質上防止する手段、並びに５）遅延した符号化Ｌ＋ Ｒ及びＬ−Ｒ信号と共に３８ｋＨ２副搬送波の変調直角位相成分を送信する手段 、並びに ｂ）復号化装置において、 １）３８ｋＨ２副搬送波の受信直角位相成分から低周波数利得制御信号に対応す る信号を復元する手段、２）受信号化Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号から符号化Ｌ及びＲ 信号を取り出す手段、並びに ３）符号化装置におけるＬ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号の符号化と相補的な方法でＬ及び Ｒ信号を復号化するために復元利得制御信号を印加する手段、 を備えているシステム。
2. ２．それぞれの信号圧縮及び制限特性に対応する複数の異なつた利得制御信号を 発生する手段、並びにＬ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号の符号化を制御するために前記の圧 縮及び制限特性の中で選択を行う手段を更に備えている、請求の範囲第１項記載 のシステム。
3. ３．前記の選択手段が、Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号の変化する周波数スペクトル特性 に応答して圧縮及び制限特性を変える手段を備えている、請求の範囲第２項記載 のシステム。
4. ４．左（Ｌ）及び右（Ｒ）成分を有する入力ステレオ可聴信号りための周波数変 調（ＦＭ）送信機であって、Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号を形成する手段、Ｌ＋Ｒ及び Ｌ−Ｒ信号を符号化する手段、送信機が設計されている可聴信号の変化率よりも 遅い応答時間を有する符号化手段、並びに符号化Ｌ＋Ｒ信号を放送周波数に中心 配置し且つ両側波帯符号化Ｌ−Ｒ信号を放送信号の３８ｋＨ２幅搬送波に中心配 置して搬送波放送信号上で符号化信号を周波数変調して送信する手段を備えてい る前記の送信機において、Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号に応答し、入力可聴ステレオ信 号周波数帯域幅より小さい周波数帯域幅を有する利得制御信号を発生する手段、 利得制御信号を発生するために必要とされる時間に少なくとも等しい遅延期間の 間Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号を遅延させる手段、 Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒの画信号を符号化するたりに利得制御信号を加える手段、 Ｌ−Ｒ信号に対して直角位相関係、において利得制御信号で３８ｋＨ２副搬送波 を変調し、これによりそれが３８ｋＨ２副搬送波に中心を配置された符号化Ｌ− Ｒ信号と干渉するりを実質上防止する手段、並びに遅延した符号化Ｌ＋Ｒ及びＬ −Ｒ信号と共に３８ｋＨ２副搬送波の変調直角位相成分を送信する手段、を備え ているＦＭ送信機。
5. ５．それぞれの信号圧縮及び制限特性に対応する複数の異なつた利得制御信号を 発生する手段、並びにＬ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号の符号化を制御するために前記の圧 縮及び制限特性の中で選択を行う手段を更に備えている、請求の範囲第４項記載 のＦＭ送信機。
6. ６．ステレオ可聴信号より小さい周波数帯域幅を有する利得制御信号により符号 化Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号へ定式化されていて、Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号がそれぞれ 送信搬送波周波数及びこれの副搬送波に中心を配置されているステレオ可聴信号 の左（Ｌ）及び右（Ｋ）成分を表す符号化信号を受信するように構成された周波 数変調（ＦＭ）電磁信号りための受信機において、 利得制御信号に対応する復元信号を受信信号から復元する手段、及び 利得制御信号に対応する所定の方法で受信信号の利得を制御するために復元信号 を利用して、これにより、任意所望の利得変化を受けたもとのステレオ信号の実 質的復元を可能にする手段、 を備えている受信機。
7. ７．受信信号がＬ−Ｒ信号に対して直角位相関係において副搬送波上で送信され た利得制御信号を含んでいて、受信機が副搬送波の前記の直角位相成分から復元 信号を復元する手段を備えている、請求の範囲第６項記載の受信機。
8. ８．幅搬送波に中心を配置された可聴下テツドバンドから復元信号を復元するた めの装置を備えている、請求の範囲第６項記載の受信機。
9. ９．電磁スペクトルの割当て周波数帯域内の入力ステレオ信号を符号化する手段 、符号化信号を周波数変調して送信する手段、送信信号を受信する手段、並びに 受信信号を復元化する手段、を備えている周波数変調（ＦＭ）送信及び受信シス テムにおいて、 ａ）符号化手段において、 １）入力ステレオ信号に応答し、所定の応答時間にわたって入力ステレオ信号周 波数帯域より小さい周波数帯域幅を有する利得制御信号を発生する手段、２）利 得制御信号を発生するために必要とされる時間に少なくとも等しい遅延期間の間 入力ステレオ信号を遅延させる手段、 ３）実質上全体の遅延されたステレオ信号の利得を制御することによって遅延ス テレオ信号を復号化するために前記の利得制御信号を利用する手段、及び４）遅 延した符号化ステレオ信号と共に、これと実質上干渉することなく、利得制御信 号を送信する手段、を備えており、且つ ｂ）復号化手段において、 １）送信利得制御信号に応答し、利得制御信号に対応する復元制御信号を発生す る手段、及び２）送信信号の符号化に対応ずる所定の方法で受信信号の利得を制 御するために前記の復元制御信号を利用し、これにより、任意所望の利得変化を 受けたもとのステレオ信号の復号化手段により復元を可能にする手段、を備えて いるシステム。
10. １０．入力ステレオ信号に加えられた利得制御に実質上相補的な方法で受信信号 の利得を制御するために復元制御信号が利用され、これにより受信信号から利得 制御を実質上除去してもとのステレオ信号の実質的復元を可能にする、請求の範 囲第９項記載のシステム。
11. １１．符号化手段が、左と右のステレオチャネル間の差を表す両側波帯抑制搬送 波信号を発生し、この両側波帯信号が副搬送波信号周波数に中心を配置され且つ 周波数デッドバンドによつてそれから分離されているＦＭシステムに使用され、 利得制御信号が前記の幅搬送波に乗畳させられている、請求の範囲第９項記載の システム。
12. １２．利得制御信号が両側波帯抑制搬送波信号に対して直角位相関係において前 記の副搬送波周波数に乗畳させられている、請求の範囲第１１項記載のシステム 。
13. １３．それぞれの信号圧縮及び制限特性に対応する複数の異なつた利得制御信号 を発生する手段、並びに符号化信号の利得を制御するために前記の圧縮及び制御 特性の中で選択を行う手段を更に備えている、請求の範囲第９項記載のシステム 。
14. １４．所定の応答時間にわたつて入力ステレオ信号に応答して利得制御信号を発 生し、 利得制御信号の発生を完了するのに十分な遅延期間の間入力ステレオ信号を遅延 させ、 利得制御信号を利用して遅延ステレオ信号をこれの利得の制御によって符号化し 、 利得制御信号を符号化ステレオ信号の情報保持部分から分離し、並びに 利得制御信号及び符号化ステレオ信号を複合信号として周波数変調して送信する 、 ステツプを含んでいる、周波数変調（ＦＭ）方式で入力ステレオ信号を符号化し て送信する方法。
15. １５．入力ステレオ信号が左（Ｌ）及び右（Ｒ）成分を含んでいてＬ＋Ｒ及びＬ −Ｒ信号へ定式化されており、Ｌ−Ｒ信号が副搬送波周波数に中心を置かれた両 側波帯変調用信号として符号化され且つ利用されており、且つ利得制御信号が副 搬送波上のＬ−Ｒに対して直角位相関係において変調用信号として利用されてい る、請求の範囲第１４項記載の方法。
16. １６．入力ステレオ信号が左（Ｌ）及び右（Ｒ）成分を含んでいてＬ＋Ｒ及びＬ −Ｒ信号へ定式化されており、Ｌ−Ｒ信号が副搬送波周波数に中心を置かれたテ ツドバンドの周りの両側波帯変調として符号化され且つ利用されており、且つ利 得制御信号が前記のデッドバンドより実質上大きくない帯域副で発生され且つ前 記のテツドバンド内で送信される、請求の範囲第１４項記載の方法。
17. １７．それぞれの信号圧縮及び制限特性に対応する複数の異なった利得制御信号 の一つを選択し、且つ選択された利得制御信号を利用して遅延ステレオ信号を符 号化するステツプを更に含んでいる、請求の範囲第１４項記載の方法。
18. １８．入力ステレオ信号が左（Ｌ）及び右（Ｒ）成分を含んでいてＬ＋Ｒ及びＬ −Ｒ信号へ定式化されており、且つ選択された利得制御信号の圧縮及び制限特注 がＬ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号の変化する周波数スペクドル特性に応答して変えられる 、請求の範囲第１７項記載の方法。