JPH11330994A - Ｆｍ全複素検波器を用いる信号品質計測 - Google Patents
Ｆｍ全複素検波器を用いる信号品質計測Info
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- JPH11330994A JPH11330994A JP10323359A JP32335998A JPH11330994A JP H11330994 A JPH11330994 A JP H11330994A JP 10323359 A JP10323359 A JP 10323359A JP 32335998 A JP32335998 A JP 32335998A JP H11330994 A JPH11330994 A JP H11330994A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
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- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】実際に重要性を持つ周波数範囲のノイズを検出
する方法を提供する。 【解決手段】周波数変調又は相変調された信号が全複素
検波器を用いて得られる。ノイズ検出器は、高周波成分
のような尺度の外側にある別のものではなく実際に重要
である信号を見る。信号品質が正確かつ効率的に計測さ
れる。結果として得られた尺度が例えばＦＭラジオ受信
機中のステレオ・ブレンド、ノイズ除去、ダイバーシテ
ィ・アンテナ切替えなどのその後の処理を制御するのに
用いられる。
する方法を提供する。 【解決手段】周波数変調又は相変調された信号が全複素
検波器を用いて得られる。ノイズ検出器は、高周波成分
のような尺度の外側にある別のものではなく実際に重要
である信号を見る。信号品質が正確かつ効率的に計測さ
れる。結果として得られた尺度が例えばＦＭラジオ受信
機中のステレオ・ブレンド、ノイズ除去、ダイバーシテ
ィ・アンテナ切替えなどのその後の処理を制御するのに
用いられる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は概略的には通信受信
器における受信信号品質を検出することに関し、より具
体的には、受信したＦＭ放送信号中に存在するノイズの
尺度としての品質表示信号を得るための、ＦＭ受信機中
のＦＭ全複素検波に、関するものである。
器における受信信号品質を検出することに関し、より具
体的には、受信したＦＭ放送信号中に存在するノイズの
尺度としての品質表示信号を得るための、ＦＭ受信機中
のＦＭ全複素検波に、関するものである。
【０００２】
【従来の技術】全ての形式の有線または無線通信におい
て、信号が送信チャネルを通って伝送される時、信号に
は多くの種類のノイズが偶発的に付加されることが、良
く知られている。過剰な付加ノイズの存在を検出するこ
と及び、ノイズの影響を小さくするのに必要な、修正動
作を採ること又は信号受信特性を修正することが可能で
ある様に、受信側において常に努力がなされている。
て、信号が送信チャネルを通って伝送される時、信号に
は多くの種類のノイズが偶発的に付加されることが、良
く知られている。過剰な付加ノイズの存在を検出するこ
と及び、ノイズの影響を小さくするのに必要な、修正動
作を採ること又は信号受信特性を修正することが可能で
ある様に、受信側において常に努力がなされている。
【０００３】例えば、ＦＭラジオ放送システムにおい
て、バックグラウンド放出、マルチパス反射及びチャネ
ル外ＦＭ放送の全てが特定のＦＭチャネルにおけるノイ
ズの原因となり得る。復調信号中の高周波ノイズのエネ
ルギーを計測することにより、ＦＭチャネル中のノイズ
状態を検出することが知られている。この計測に基づい
て、ステレオ分離度をモノラル再生の方向に減らす（つ
まりブレンド度合を増やす）様な、修正動作が採られ
る。これは、ステレオ情報の周波数が高い程ノイズによ
り強く影響されることから、ノイズの影響を小さくこと
になる。別の修正動作には、元の信号よりも比例的に多
くの信号を取り除くために、受信機の帯域幅を狭くする
こと、又は離間したアンテナを含むダイバーシティ・シ
ステム中の別のアンテナへ切り替えることが、含まれ
る。
て、バックグラウンド放出、マルチパス反射及びチャネ
ル外ＦＭ放送の全てが特定のＦＭチャネルにおけるノイ
ズの原因となり得る。復調信号中の高周波ノイズのエネ
ルギーを計測することにより、ＦＭチャネル中のノイズ
状態を検出することが知られている。この計測に基づい
て、ステレオ分離度をモノラル再生の方向に減らす（つ
まりブレンド度合を増やす）様な、修正動作が採られ
る。これは、ステレオ情報の周波数が高い程ノイズによ
り強く影響されることから、ノイズの影響を小さくこと
になる。別の修正動作には、元の信号よりも比例的に多
くの信号を取り除くために、受信機の帯域幅を狭くする
こと、又は離間したアンテナを含むダイバーシティ・シ
ステム中の別のアンテナへ切り替えることが、含まれ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】受信放送信号の主オー
ディオ範囲より高い周波数を判定することは、ＦＭ信号
の再生に影響する低い周波数に、いつノイズが発生する
かを予測することになる。しかしながら、高周波ノイズ
のエネルギーは、ある種のノイズについての音声範囲に
おけるノイズの示度としては不全なものとなり得る。つ
まり、ＦＭ信号に影響する低周波ノイズを過小又は過大
に予測することが考えられる。それで、実際に重要性を
持つ周波数範囲のノイズを検出する方法が望まれてい
る。
ディオ範囲より高い周波数を判定することは、ＦＭ信号
の再生に影響する低い周波数に、いつノイズが発生する
かを予測することになる。しかしながら、高周波ノイズ
のエネルギーは、ある種のノイズについての音声範囲に
おけるノイズの示度としては不全なものとなり得る。つ
まり、ＦＭ信号に影響する低周波ノイズを過小又は過大
に予測することが考えられる。それで、実際に重要性を
持つ周波数範囲のノイズを検出する方法が望まれてい
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】一つの観点からすると、
本発明は、同位相変調信号及び直交位相変調信号を含む
変調信号を得る工程及び、全複素検波器を用い同位相変
調信号及び直交位相変調信号を復調して同位相復調信号
及び直交位相復調信号を生成する工程を有する、信号品
質を計測する方法を提供するものである。同位相復調信
号は、主としてノイズからなり、その出力レベルは直交
位相復調信号中のノイズの尺度となる。
本発明は、同位相変調信号及び直交位相変調信号を含む
変調信号を得る工程及び、全複素検波器を用い同位相変
調信号及び直交位相変調信号を復調して同位相復調信号
及び直交位相復調信号を生成する工程を有する、信号品
質を計測する方法を提供するものである。同位相復調信
号は、主としてノイズからなり、その出力レベルは直交
位相復調信号中のノイズの尺度となる。
【０００６】
【発明の効果】本発明は、ノイズを検出するために最低
量の信号処理を付加するだけで、ノイズ検出における正
確性を高めることが出来るものである。
量の信号処理を付加するだけで、ノイズ検出における正
確性を高めることが出来るものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】ディジタル処理ＦＭラジオ受信機
の一般的構成が図１に示されている。ラジオ受信アンテ
ナ１０はラジオ周波数（ＲＦ）入力段１１に接続され
る。アンテナ１０からのラジオ波は、ＲＦ段１１により
選択（つまり変換及びフィルター処理）され、ＲＦ出力
内の所望のＦＭ放送信号を中間周波数（ＩＦ）（例えば
１０．７ＭＨｚ）へと変換する中間周波数（ＩＦ）段１
２に接続され、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
１３にＩＦ信号を与える。ディジタル化されたＩＦ信号
は混合器１４及び１５を含むディジタル処理部に接続さ
れる。この分野において公知である様に、ＩＦ信号は直
交位相インジェクション信号（余弦ｃｏｓと正弦ｓｉ
ｎ）を用いて、同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）
を発生するために、混合器１４及び１５中で複素値へと
変換される。Ｉ及びＱ成分は検波器１６へと接続され、
検波器はＦＭ信号を復調し、その出力に、ベースバンド
におけるＬ＋Ｒ信号及び３８ＫＨｚで変調されたＬ−Ｒ
信号を含むＦＭ複合（ＭＰＸ）信号を与える。ＦＭＭＰ
Ｘ信号は、ステレオ検波器及びデコーダー１８を含むオ
ーディオ・プロセッサー１７へと接続される。従来技術
において、ＦＭＭＰＸ信号は、ノイズを検出するために
高周波信号成分を計測するノイズ検出器２０にも、接続
される。ノイズ検出器２０は、ステレオ検波器及びデコ
ーダー１８へ与えられるブレンド制御信号を変化させる
ことにより、検出されたノイズ・レベルに比例した量の
ステレオ・ブレンドに制御する。ステレオ検波器及びデ
コーダー１８からの、ステレオの左右オーディオ出力
は、例えばトーン、バランス、フェード及びオーディオ
帯域つまりイコライザーを調整する制御信号に応じてオ
ーディオ信号の種々のパラメーターを更に処理する機能
ブロック２１へと供給される。機能ブロック２１は、増
幅及びスピーカーによる再生のためにアナログ信号へ再
変換されるための４チャネルのオーディオ出力を供給す
る。
の一般的構成が図１に示されている。ラジオ受信アンテ
ナ１０はラジオ周波数（ＲＦ）入力段１１に接続され
る。アンテナ１０からのラジオ波は、ＲＦ段１１により
選択（つまり変換及びフィルター処理）され、ＲＦ出力
内の所望のＦＭ放送信号を中間周波数（ＩＦ）（例えば
１０．７ＭＨｚ）へと変換する中間周波数（ＩＦ）段１
２に接続され、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
１３にＩＦ信号を与える。ディジタル化されたＩＦ信号
は混合器１４及び１５を含むディジタル処理部に接続さ
れる。この分野において公知である様に、ＩＦ信号は直
交位相インジェクション信号（余弦ｃｏｓと正弦ｓｉ
ｎ）を用いて、同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）
を発生するために、混合器１４及び１５中で複素値へと
変換される。Ｉ及びＱ成分は検波器１６へと接続され、
検波器はＦＭ信号を復調し、その出力に、ベースバンド
におけるＬ＋Ｒ信号及び３８ＫＨｚで変調されたＬ−Ｒ
信号を含むＦＭ複合（ＭＰＸ）信号を与える。ＦＭＭＰ
Ｘ信号は、ステレオ検波器及びデコーダー１８を含むオ
ーディオ・プロセッサー１７へと接続される。従来技術
において、ＦＭＭＰＸ信号は、ノイズを検出するために
高周波信号成分を計測するノイズ検出器２０にも、接続
される。ノイズ検出器２０は、ステレオ検波器及びデコ
ーダー１８へ与えられるブレンド制御信号を変化させる
ことにより、検出されたノイズ・レベルに比例した量の
ステレオ・ブレンドに制御する。ステレオ検波器及びデ
コーダー１８からの、ステレオの左右オーディオ出力
は、例えばトーン、バランス、フェード及びオーディオ
帯域つまりイコライザーを調整する制御信号に応じてオ
ーディオ信号の種々のパラメーターを更に処理する機能
ブロック２１へと供給される。機能ブロック２１は、増
幅及びスピーカーによる再生のためにアナログ信号へ再
変換されるための４チャネルのオーディオ出力を供給す
る。
【０００８】ディジタルＩＦ信号の複素値は検波器１６
内での非常に効率的な復調を可能とする。検波器１６
は、２つの入力（複素値の同位相及び直交位相部分）を
持ち単一の出力（復調ＦＭ信号）のみを出すので、ここ
では半複素検波器と呼ばれる。
内での非常に効率的な復調を可能とする。検波器１６
は、２つの入力（複素値の同位相及び直交位相部分）を
持ち単一の出力（復調ＦＭ信号）のみを出すので、ここ
では半複素検波器と呼ばれる。
【０００９】複素ＩＦ信号を復調する好ましい方法が図
２に示されている。同相成分Ｉは、有限インパルス応答
(finite impulse response略してＦＩＲ)フィルター２
５の入力及びディレー・ブロック２６へと与えられる。
ＦＩＲフィルター２５は入力信号の積分値を与える一般
的な構成を持つマルチ・タップ・フィルターである。微
分出力ｄＩ／ｄｔが乗算器２７の入力へ与えられる。微
分過程は、所定回数ｎのサンプル期間を必要とする。デ
ィレー・ブロック２６は、ｎ個のサンプル期間の等価デ
ィレー時間を設け、時間的に遅延されたＩ信号が微分さ
れた信号に時間的に合った状態となる様にする。時間的
に遅延されたＩ信号は乗算器２８の入力の一つに与えら
れる。
２に示されている。同相成分Ｉは、有限インパルス応答
(finite impulse response略してＦＩＲ)フィルター２
５の入力及びディレー・ブロック２６へと与えられる。
ＦＩＲフィルター２５は入力信号の積分値を与える一般
的な構成を持つマルチ・タップ・フィルターである。微
分出力ｄＩ／ｄｔが乗算器２７の入力へ与えられる。微
分過程は、所定回数ｎのサンプル期間を必要とする。デ
ィレー・ブロック２６は、ｎ個のサンプル期間の等価デ
ィレー時間を設け、時間的に遅延されたＩ信号が微分さ
れた信号に時間的に合った状態となる様にする。時間的
に遅延されたＩ信号は乗算器２８の入力の一つに与えら
れる。
【００１０】Ｑ信号成分は、微分ＦＩＲフィルター３０
の入力の一つ及び時間ディレー・ブロック３１の入力
に、与えられる。微分されたＱ成分ｄＱ／ｄｔは乗算器
２８の第２入力へ与えられ、遅延されたＱ信号は乗算器
２７の第２入力へと与えられる。フィルター３０及びデ
ィレー・ブロック３１は各々、フィルター２５及びディ
レー・ブロック２６と同一である。乗算器２８の出力が
加算器３２の非反転入力に結合するのに対し、乗算器２
７の出力は加算器３２の反転入力へ接続される。結果と
して生じる加算された出力は、ステレオ検波器及びデコ
ーダーのブロックに供給される復調されたＦＭＭＰＸ信
号を、生じる。
の入力の一つ及び時間ディレー・ブロック３１の入力
に、与えられる。微分されたＱ成分ｄＱ／ｄｔは乗算器
２８の第２入力へ与えられ、遅延されたＱ信号は乗算器
２７の第２入力へと与えられる。フィルター３０及びデ
ィレー・ブロック３１は各々、フィルター２５及びディ
レー・ブロック２６と同一である。乗算器２８の出力が
加算器３２の非反転入力に結合するのに対し、乗算器２
７の出力は加算器３２の反転入力へ接続される。結果と
して生じる加算された出力は、ステレオ検波器及びデコ
ーダーのブロックに供給される復調されたＦＭＭＰＸ信
号を、生じる。
【００１１】図２に示された検波器は半複素検波器を構
成する。本発明によれば、検波器は複素入力同様に複素
出力を持つ様に一般化され得る。全複素検波器の追加の
出力はノイズ検出器として用いられる。検波器への複素
ＩＦ信号が完璧なＦＭ信号である（つまりノイズ、マル
チパス又は他の歪みがない）場合には、追加出力はゼロ
である。複素ＩＦ信号が完璧なＦＭ（または相変調）信
号ではない場合には、追加出力は非ゼロである。更に追
加出力は、複素ＩＦ信号の質が落ちるにつれて大きくな
る電力レベルを持つ。そして、検波器入力におけるＩＦ
信号の全帯域幅に基づく品質指示が出力される。それ
で、ノイズ検出の正確性が向上することになる。
成する。本発明によれば、検波器は複素入力同様に複素
出力を持つ様に一般化され得る。全複素検波器の追加の
出力はノイズ検出器として用いられる。検波器への複素
ＩＦ信号が完璧なＦＭ信号である（つまりノイズ、マル
チパス又は他の歪みがない）場合には、追加出力はゼロ
である。複素ＩＦ信号が完璧なＦＭ（または相変調）信
号ではない場合には、追加出力は非ゼロである。更に追
加出力は、複素ＩＦ信号の質が落ちるにつれて大きくな
る電力レベルを持つ。そして、検波器入力におけるＩＦ
信号の全帯域幅に基づく品質指示が出力される。それ
で、ノイズ検出の正確性が向上することになる。
【００１２】従来技術の全複素検波器の数学的導出は、
【数１】 であって
【数２】 となる様に標準化されている信号Ａ（ｔ）の逆正接の計
算に基づいていた。逆正接の計算は以下の様な復調情報
信号Ｓ（ｔ）を与える。
算に基づいていた。逆正接の計算は以下の様な復調情報
信号Ｓ（ｔ）を与える。
【数３】 それで、情報信号は図２に示す様に復調するのが容易で
ある。
ある。
【００１３】本発明は、複素ＩＦ信号を復調する全複素
検波器を用いることにより得られる品質尺度の形態で複
素信号中に存在する追加情報の利点を用いるものであ
る。全複素検波の式を導くのに際し、項Ｂ（ｔ）は、以
下の様にＡ（ｔ）の一次微分の複素共役として定義され
る。
検波器を用いることにより得られる品質尺度の形態で複
素信号中に存在する追加情報の利点を用いるものであ
る。全複素検波の式を導くのに際し、項Ｂ（ｔ）は、以
下の様にＡ（ｔ）の一次微分の複素共役として定義され
る。
【数４】 Ａ（ｔ）とＢ（ｔ）の積として全複素解Ｙ（ｔ）が得ら
れる。
れる。
【数５】 乗算そしてそれから同位相（実部）及び直交位相（虚
部）への再配置の結果以下の様になる。
部）への再配置の結果以下の様になる。
【数６】 直交位相部分Ｉｍ［Ｙ（ｔ）］が所望の相または周波数
検出情報に対応し、同位相部分Ｒｅ［Ｙ（ｔ）］は、ノ
イズ信号Ｎ（ｔ）に対応し、それは以下の通りである。
検出情報に対応し、同位相部分Ｒｅ［Ｙ（ｔ）］は、ノ
イズ信号Ｎ（ｔ）に対応し、それは以下の通りである。
【数７】 複素信号Ａ（ｔ）が周波数変調のみを含む場合には、Ｎ
（ｔ）はゼロになろう。付加されたいかなるノイズもＡ
（ｔ）を完璧な変調信号から離間させることになり、Ｎ
（ｔ）は非ゼロとなる。相変調の場合には、正確なノイ
ズ信号のために数７の量を積分するのが望ましいかもし
れない。
（ｔ）はゼロになろう。付加されたいかなるノイズもＡ
（ｔ）を完璧な変調信号から離間させることになり、Ｎ
（ｔ）は非ゼロとなる。相変調の場合には、正確なノイ
ズ信号のために数７の量を積分するのが望ましいかもし
れない。
【００１４】全複素検波器の数７を組み込む新規の部分
の好ましい実施例が図３に示されている。ＦＩＲフィル
ター２５からの微分されたＩ成分ｄＩ／ｄｔは乗算器３
５の入力の一つに結合される。遅延されたＩ信号は乗算
器３５の第２入力に結合される。微分されたＱ成分ｄＱ
／ｄｔは乗算器３６の入力の一つに結合され、遅延され
たＱ信号は乗算器３６の第２入力に結合される。乗算器
の積は、受信したＦＭ信号の品質を示すノイズ信号を発
生する加算器３７の非反転入力に結合される。ノイズ信
号はノイズの影響を削減するか無くすために再生される
情報を修正するノイズ回路に結合される。
の好ましい実施例が図３に示されている。ＦＩＲフィル
ター２５からの微分されたＩ成分ｄＩ／ｄｔは乗算器３
５の入力の一つに結合される。遅延されたＩ信号は乗算
器３５の第２入力に結合される。微分されたＱ成分ｄＱ
／ｄｔは乗算器３６の入力の一つに結合され、遅延され
たＱ信号は乗算器３６の第２入力に結合される。乗算器
の積は、受信したＦＭ信号の品質を示すノイズ信号を発
生する加算器３７の非反転入力に結合される。ノイズ信
号はノイズの影響を削減するか無くすために再生される
情報を修正するノイズ回路に結合される。
【００１５】図４に示される様に、ノイズ信号の電力
は、（ローパス・フィルターの前段の方形波回路で構成
され得る）電力推定器４０において求められ、そして電
力信号は受信信号強度に応じて乗算器４１において尺度
を調整される（つまり、ノイズ信号が検波ＦＭ信号の強
度に対して標準化される）。標準化された信号は、従来
の方法によりステレオ分離度を制御するブレンド回路４
２への入力となる。
は、（ローパス・フィルターの前段の方形波回路で構成
され得る）電力推定器４０において求められ、そして電
力信号は受信信号強度に応じて乗算器４１において尺度
を調整される（つまり、ノイズ信号が検波ＦＭ信号の強
度に対して標準化される）。標準化された信号は、従来
の方法によりステレオ分離度を制御するブレンド回路４
２への入力となる。
【００１６】別の実施例においては、ノイズ信号は、ダ
イバーシティ・アンテナの切替えを制御する比較器４５
に結合される。そして、（再び短期間平均化されても良
い）ノイズ信号が比較器４５の反転入力に結合される。
所定のノイズ閾値が比較器４５の非反転入力に結合され
る。ノイズ信号が閾値を超える場合には、信号が一対の
アンテナ４７及び４８に結合されたダイバーシティ・ス
イッチ４６に送られる。比較器４５からの信号に応じ
て、ダイバーシティ・スイッチ４６は反対側のアンテナ
へと切り換わる。それで、特定のアンテナにおいて受信
されたノイズ・レベルが望ましくないレベルまで増加す
る場合には、受信機はより良い受信品質を求めて別のア
ンテナへと切り換わる。
イバーシティ・アンテナの切替えを制御する比較器４５
に結合される。そして、（再び短期間平均化されても良
い）ノイズ信号が比較器４５の反転入力に結合される。
所定のノイズ閾値が比較器４５の非反転入力に結合され
る。ノイズ信号が閾値を超える場合には、信号が一対の
アンテナ４７及び４８に結合されたダイバーシティ・ス
イッチ４６に送られる。比較器４５からの信号に応じ
て、ダイバーシティ・スイッチ４６は反対側のアンテナ
へと切り換わる。それで、特定のアンテナにおいて受信
されたノイズ・レベルが望ましくないレベルまで増加す
る場合には、受信機はより良い受信品質を求めて別のア
ンテナへと切り換わる。
【００１７】本発明においては、ノイズ信号に応じて他
の修正動作を採り得る。例えば、ＩＦ信号やオーディオ
信号のチャネル・フィルタリングの帯域幅を検出された
ノイズ出力に比例して修正したり、過剰なノイズがある
期間にオーディオ出力またはＩＦ信号を消したりするこ
とが出来る。
の修正動作を採り得る。例えば、ＩＦ信号やオーディオ
信号のチャネル・フィルタリングの帯域幅を検出された
ノイズ出力に比例して修正したり、過剰なノイズがある
期間にオーディオ出力またはＩＦ信号を消したりするこ
とが出来る。
【００１８】ノイズ信号の更なる処理により、その時点
でのノイズを計測し、その時点のノイズのいくらか又は
全てを取り除き、受信信号の信号対ノイズの比率（ＳＮ
比）を改善することを可能とし得る。
でのノイズを計測し、その時点のノイズのいくらか又は
全てを取り除き、受信信号の信号対ノイズの比率（ＳＮ
比）を改善することを可能とし得る。
【図１】従来技術のディジタル信号処理（ＤＳＰ）ＦＭ
ラジオ受信機を示すブロック図である。
ラジオ受信機を示すブロック図である。
【図２】復調されたＦＭ複合信号を引き出す複素処理方
法を示すブロック図である。
法を示すブロック図である。
【図３】全複素検波器においてノイズ信号を引き出す追
加の処理を示すブロック図である。
加の処理を示すブロック図である。
【図４】ノイズ信号に応じてステレオ分離度を制御する
手段を示すブロック図である。
手段を示すブロック図である。
【図５】ノイズ信号に応じてダイバーシティ受信機を制
御する手段を示すブロック図である。
御する手段を示すブロック図である。
１４，１５混合器 １６全複素検波器 １７再生回路 ４０−４２，４５−４８ノイズ回路
Claims (1)
- 【請求項１】同位相変調信号Ｉ（ｔ）及び直交位相変調
信号Ｑ（ｔ）を含む複素変調 信号へ変調信号を変換す
る複素混合器、上記同位相変調信号及び上記直交位相変
調信号を復調し同位相復調信号及び直交位相復調信号を
生成する全複素検波器、上記直交位相復調信号を受信し
て上記変調信号に含まれる情報を再生する再生回路及
び、上記全検波器及び上記再生回路に接続され、上記同
位相復調信号に応じて、再生された上記情報を修正する
ノイズ回路を有する、上記変調信号を処理する装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/988249 | 1997-12-10 | ||
| US08/988,249 US6295324B1 (en) | 1997-12-10 | 1997-12-10 | Signal quality measurement using full-complex FM detector |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11330994A true JPH11330994A (ja) | 1999-11-30 |
Family
ID=25533975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10323359A Pending JPH11330994A (ja) | 1997-12-10 | 1998-11-13 | Ｆｍ全複素検波器を用いる信号品質計測 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6295324B1 (ja) |
| EP (1) | EP0923272A3 (ja) |
| JP (1) | JPH11330994A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2009027728A (ja) * | 2001-05-01 | 2009-02-05 | Matsushita Communication Industrial Corp Of Usa | 周波数調整及び周波数逓降変換のためのスイッチキャパシターネットワーク |
| JP2009065556A (ja) * | 2007-09-07 | 2009-03-26 | Sanyo Electric Co Ltd | ノイズ抑制装置 |
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|---|---|---|---|---|
| DE19845767A1 (de) * | 1998-10-05 | 2000-04-06 | Alcatel Sa | Verfahren zum Übertragen von Taktsignalen, Verfahren zum Synchronisieren von Taktgeneratoren oder Netzelementen, Netzelement und Taktgenerator |
| JP2002051273A (ja) * | 2000-08-04 | 2002-02-15 | Pioneer Electronic Corp | 放送信号処理装置 |
| US6925114B2 (en) * | 2002-10-02 | 2005-08-02 | Delphi Technologies, Inc. | Weak signal processing based on impulse noise blanking |
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| US7565113B2 (en) * | 2005-03-29 | 2009-07-21 | Sony Corporation | Method and apparatus to resist fading in mimo and simo wireless systems |
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| WO2010065539A2 (en) * | 2008-12-02 | 2010-06-10 | Proteus Biomedical, Inc. | Optimial drive frequency selection in electrical tomography |
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| US9270393B2 (en) * | 2012-12-20 | 2016-02-23 | Visteon Global Technologies, Inc. | Method and system for reducing amplitude modulation (AM) noise in AM broadcast signals |
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| GB2186139A (en) * | 1986-01-30 | 1987-08-05 | Plessey Co Plc | Phase and quadrature receiver |
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| US5251218A (en) | 1989-01-05 | 1993-10-05 | Hughes Aircraft Company | Efficient digital frequency division multiplexed signal receiver |
| US5023940A (en) | 1989-09-01 | 1991-06-11 | Motorola, Inc. | Low-power DSP squelch |
| US5113446A (en) | 1990-12-17 | 1992-05-12 | Ford Motor Company | Stereo blend controller for FM receivers |
| US5490173A (en) * | 1993-07-02 | 1996-02-06 | Ford Motor Company | Multi-stage digital RF translator |
| US5477199A (en) | 1994-04-05 | 1995-12-19 | Scientific-Atlanta, Inc. | Digital quadrature amplitude and vestigial sideband modulation decoding method and apparatus |
| DE4444870C1 (de) | 1994-12-16 | 1995-10-26 | Ant Nachrichtentech | Demodulator für ein komplexwertiges Restseitenbandsignal |
| US5818543A (en) * | 1995-09-06 | 1998-10-06 | Premier Wireless, Inc. | Diversity receiver for television |
-
1997
- 1997-12-10 US US08/988,249 patent/US6295324B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-11-13 JP JP10323359A patent/JPH11330994A/ja active Pending
- 1998-12-03 EP EP98309901A patent/EP0923272A3/en not_active Withdrawn
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009027728A (ja) * | 2001-05-01 | 2009-02-05 | Matsushita Communication Industrial Corp Of Usa | 周波数調整及び周波数逓降変換のためのスイッチキャパシターネットワーク |
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| JP2009065556A (ja) * | 2007-09-07 | 2009-03-26 | Sanyo Electric Co Ltd | ノイズ抑制装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0923272A3 (en) | 2006-06-07 |
| EP0923272A2 (en) | 1999-06-16 |
| US6295324B1 (en) | 2001-09-25 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080311 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080805 |