JPS6182552A - 受信周波数安定化装置 - Google Patents
受信周波数安定化装置Info
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- JPS6182552A JPS6182552A JP59204489A JP20448984A JPS6182552A JP S6182552 A JPS6182552 A JP S6182552A JP 59204489 A JP59204489 A JP 59204489A JP 20448984 A JP20448984 A JP 20448984A JP S6182552 A JPS6182552 A JP S6182552A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H—ELECTRICITY
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- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2272—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals using phase locked loops
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明゛は、受信周波数安定化装置に関し、たとえば
ＰＣＭ受信機の復調器のように、その入力信号信号の周
波数に対して精度の高い安定したものを要求する復調器
への入力信号を導入する部分圧用いられて有効である。
ＰＣＭ受信機の復調器のように、その入力信号信号の周
波数に対して精度の高い安定したものを要求する復調器
への入力信号を導入する部分圧用いられて有効である。
衛星放送に採用される音声信号伝送方式として、音声Ｐ
ＣＭ （Ｐｕ１ｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ ）信号を４相ＤＰ８Ｋ（ｆ）目ｆｅｒｅｕｃｉａｌ
Ｐｈａｓｅ ８ｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調で伝送す
る方式が考えられている。
ＣＭ （Ｐｕ１ｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ ）信号を４相ＤＰ８Ｋ（ｆ）目ｆｅｒｅｕｃｉａｌ
Ｐｈａｓｅ ８ｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調で伝送す
る方式が考えられている。
（以下この変調信号なＱＰ８に信号と称する。）このＱ
Ｐ ８に信号、のｌチャンネル分の帯域は、１．２ＭＨ
ｚに設定される。
Ｐ ８に信号、のｌチャンネル分の帯域は、１．２ＭＨ
ｚに設定される。
一方、前記ＱＰ８に信号を受信する地上局においては、
このＱＰ ＳＫ倍信号復調する他、ケーブルテレビジョ
ンシステムを利用して加入者に伝送することが考えられ
る。
このＱＰ ＳＫ倍信号復調する他、ケーブルテレビジョ
ンシステムを利用して加入者に伝送することが考えられ
る。
そこで、この発明では、以下ＱＰＳＫ信号を例にとって
、このＱＰＳＫ信号をどのように加入者へ伝送するかを
実施例として説明する。
、このＱＰＳＫ信号をどのように加入者へ伝送するかを
実施例として説明する。
通常テレビジプン信号全伝送するための１チヤンネル分
の帯域幅は、第４図に示すように６ＭＨｚである。ここ
で、ケーブルテレビジョンシステムにおいて空チャンネ
ルを利用し、上記ＱＰＳＫ個号を伝送する。ＱＰＳＫ信
号は、１、２ Ｍ Ｈｚの帯域幅を有するから、例えば
５チヤンネル分のテレビソヨンチャンネルが空いていた
とすると、（５Ｘ６ＭＨｚ）／１．２ＭＨｚ−２５チヤ
ンネルのＱＰＳＫ信号用チャンネルＳＩ＋８２、Ｓ、・
・・を設けることができる。
の帯域幅は、第４図に示すように６ＭＨｚである。ここ
で、ケーブルテレビジョンシステムにおいて空チャンネ
ルを利用し、上記ＱＰＳＫ個号を伝送する。ＱＰＳＫ信
号は、１、２ Ｍ Ｈｚの帯域幅を有するから、例えば
５チヤンネル分のテレビソヨンチャンネルが空いていた
とすると、（５Ｘ６ＭＨｚ）／１．２ＭＨｚ−２５チヤ
ンネルのＱＰＳＫ信号用チャンネルＳＩ＋８２、Ｓ、・
・・を設けることができる。
次に上記の如く伝送されてくるＱＰＳＫ信号を受信し復
調器へ導入する必要があるが、その受信システムについ
て説明する。
調器へ導入する必要があるが、その受信システムについ
て説明する。
まずＱＰＳＫ信号を復調するには、その信号の位相情報
を正確にとらえることが重要であるため、位相情報を判
断しゃすい低い周波数に周波数変換する必要がある。例
えば、５．７３ＭＨｚ程度（７）ＱＰＳＫ信号に変換で
きればよい。そこで、５．７３ Ｍ ＨｚのＱＰ８に信
号を得るためには、ＱＰＳＫ信号を含む高周波信号を周
波数変換器に入力し、局部発振信号と混合すれば良い。
を正確にとらえることが重要であるため、位相情報を判
断しゃすい低い周波数に周波数変換する必要がある。例
えば、５．７３ＭＨｚ程度（７）ＱＰＳＫ信号に変換で
きればよい。そこで、５．７３ Ｍ ＨｚのＱＰ８に信
号を得るためには、ＱＰＳＫ信号を含む高周波信号を周
波数変換器に入力し、局部発振信号と混合すれば良い。
しかし、局部発振信号の周波数の遺命として、たとえば
第５図（−）に示すように、ＱＰＳＫ信号の帯域内に局
発周波数Ｆ１を選ぶと、イメージ妨害が生じる。今、上
側ヘテロダインで、チャンネルＳ１を受信する場合を考
えると、局発周波数は（Ｓ、の周波数） ＋ ５．７３
Ｍ Ｈｚとなり、イメージ妨害と生じるチャンネルは
Ｓ、となる。
第５図（−）に示すように、ＱＰＳＫ信号の帯域内に局
発周波数Ｆ１を選ぶと、イメージ妨害が生じる。今、上
側ヘテロダインで、チャンネルＳ１を受信する場合を考
えると、局発周波数は（Ｓ、の周波数） ＋ ５．７３
Ｍ Ｈｚとなり、イメージ妨害と生じるチャンネルは
Ｓ、となる。
つまり、チャンネルＳ、、Ｓ、の双方の信号が混信する
ことになる。このため、イメージ妨害のないＱＰ８に信
号を得るには、ＱＰ８に信号の伝送帯域から離れた位置
となる局部発振周波数を選定する必要がある。
ことになる。このため、イメージ妨害のないＱＰ８に信
号を得るには、ＱＰ８に信号の伝送帯域から離れた位置
となる局部発振周波数を選定する必要がある。
このような局部発振周波数としては、例えば２５チヤン
ネルのＱＰＳＫ信号（約３２ Ｍ Ｈｚの帯域幅）を考
えると、受信チャンネルから５６．７５ＭＨｚ若しくは
５８．７５ Ｍ Ｈｚ程度離れた局発周波数Ｆ２で良い
。しかしながら、このような周波数の局部発振信号でＱ
ＰＳＫ信号の高周波を受信したのでは、第５図（ｂｌに
示すように、たとえば５８．７５ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ
信号となる。この図は、チャンネルＳ１を受信した場合
であり、この場合の受信部の周波数帯域は、チャンネル
ＳＩを中心として３チャンネル分の幅を有する。従って
、この第１周波数変換信号を更に５．７３ Ｍ Ｈｚの
ＱＰＳＫ伯号に変換するためには、５８．７５ＭＨｚか
ら５．７３ Ｍ Ｈｚ 離扛た第２局発周波数Ｆ３によ
って第２の周波数変換を行なえばよい。（第５図（Ｃ）
）上５己のように、ケーブルテレビシコンシステムを利
用して伝送されてくるＱＰＳＫ信号を、復調器へ導入す
るためには、高周波状態にあるＱＰ８に信号を第１の周
波数変換により中間的な５８．７５ Ｍ ＨｚのＱＰＳ
Ｋ信号に変換し、次に第２の周波数変換により、５．７
３ Ｍ ＨｚのＱＰ８に信号に変換する処理が必要であ
る。これ例よって、復調器で復調しやすい周波数のＱＰ
ＳＫ信号であって、しかもイメージ妨害の無い信号を得
ることができる。
ネルのＱＰＳＫ信号（約３２ Ｍ Ｈｚの帯域幅）を考
えると、受信チャンネルから５６．７５ＭＨｚ若しくは
５８．７５ Ｍ Ｈｚ程度離れた局発周波数Ｆ２で良い
。しかしながら、このような周波数の局部発振信号でＱ
ＰＳＫ信号の高周波を受信したのでは、第５図（ｂｌに
示すように、たとえば５８．７５ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ
信号となる。この図は、チャンネルＳ１を受信した場合
であり、この場合の受信部の周波数帯域は、チャンネル
ＳＩを中心として３チャンネル分の幅を有する。従って
、この第１周波数変換信号を更に５．７３ Ｍ Ｈｚの
ＱＰＳＫ伯号に変換するためには、５８．７５ＭＨｚか
ら５．７３ Ｍ Ｈｚ 離扛た第２局発周波数Ｆ３によ
って第２の周波数変換を行なえばよい。（第５図（Ｃ）
）上５己のように、ケーブルテレビシコンシステムを利
用して伝送されてくるＱＰＳＫ信号を、復調器へ導入す
るためには、高周波状態にあるＱＰ８に信号を第１の周
波数変換により中間的な５８．７５ Ｍ ＨｚのＱＰＳ
Ｋ信号に変換し、次に第２の周波数変換により、５．７
３ Ｍ ＨｚのＱＰ８に信号に変換する処理が必要であ
る。これ例よって、復調器で復調しやすい周波数のＱＰ
ＳＫ信号であって、しかもイメージ妨害の無い信号を得
ることができる。
第６図は、上記の考えに基づき構成さｎた周波数変換装
置である。
置である。
１１は、第１の周波数変換部であり、高周波信号は、入
力端子１１ｍを介して第１混合器１２に人力される。こ
の混合器１２には、第１電圧制御発振器１３からの局部
発振信号も入力される。この局部発振信号の周波数ｆＬ
、は、混合器１２から得ら几る中間ＱＰＳＫ信号の周波
数が５８．７５ Ｍ Ｈｚとなるように設定されている
。
力端子１１ｍを介して第１混合器１２に人力される。こ
の混合器１２には、第１電圧制御発振器１３からの局部
発振信号も入力される。この局部発振信号の周波数ｆＬ
、は、混合器１２から得ら几る中間ＱＰＳＫ信号の周波
数が５８．７５ Ｍ Ｈｚとなるように設定されている
。
第１電圧制御発振器１３の局部発振信号は、位相同期ル
ープによってその周波数が設定される。ａち、電圧制御
発振器１３の発振信号は、プログラマブル分周器１４に
入力されて分周され、その分周出力は、位相比較器１５
の一方の入力端に入力される。この位相比較器１５の他
方の入力端には、水晶振動子を用いた第１基準発振器１
６からの発振信号が分周器１７を介して入力されている
。位相比較器１５は、両人力信号の位相差に比列した位
相及び周波数の出力信号を碍て、これを低域フィルタ１
８に入力する。これによって、低域フィルタ１８からは
、分局器１６からの基準分周出力とプログラマブル分周
器１４からの分周出力との位相差に比列して変化する直
流電圧が得ら几る。そしてこの直流電圧が第１電圧１制
御発振器１３の出力周波数制御電圧として利用される。
ープによってその周波数が設定される。ａち、電圧制御
発振器１３の発振信号は、プログラマブル分周器１４に
入力されて分周され、その分周出力は、位相比較器１５
の一方の入力端に入力される。この位相比較器１５の他
方の入力端には、水晶振動子を用いた第１基準発振器１
６からの発振信号が分周器１７を介して入力されている
。位相比較器１５は、両人力信号の位相差に比列した位
相及び周波数の出力信号を碍て、これを低域フィルタ１
８に入力する。これによって、低域フィルタ１８からは
、分局器１６からの基準分周出力とプログラマブル分周
器１４からの分周出力との位相差に比列して変化する直
流電圧が得ら几る。そしてこの直流電圧が第１電圧１制
御発振器１３の出力周波数制御電圧として利用される。
これによって、電圧制御発振器１３の発振信号の周波数
は、第１基準発振器１６の発振周波数に対して特定の周
波数関係をもって安定に保持される。
は、第１基準発振器１６の発振周波数に対して特定の周
波数関係をもって安定に保持される。
高周波ＱＰＳＫ信号の受信チャンネルを変える場合には
、例えばマイクロコンピュータを用いたフントロール部
１９から、プログラマブル分憫器１４のプリセット端子
に選択データが与えちれ、分周比が可変される。これに
よって、電圧制御発振器１３の局部発振信号周波数が切
換えられ、受信チャンネルも変ることになる。
、例えばマイクロコンピュータを用いたフントロール部
１９から、プログラマブル分憫器１４のプリセット端子
に選択データが与えちれ、分周比が可変される。これに
よって、電圧制御発振器１３の局部発振信号周波数が切
換えられ、受信チャンネルも変ることになる。
今、第１の周波数変換部１１において、ｆａｙ：希望受
信局波数 ｆｘｙ：中間ＱＰＳＫ信号周波数（５８，７５ＭＨｚ）
ｆ Ｌｌ １局部発振信号周波数 １／Ｎ；プログラマブル分周器１４の分周比ｆ０；第１
基準発振器の発振周波数 １／Ｍ；分周器１７の分周比 とすると、次の関係式が成立する。
信局波数 ｆｘｙ：中間ＱＰＳＫ信号周波数（５８，７５ＭＨｚ）
ｆ Ｌｌ １局部発振信号周波数 １／Ｎ；プログラマブル分周器１４の分周比ｆ０；第１
基準発振器の発振周波数 １／Ｍ；分周器１７の分周比 とすると、次の関係式が成立する。
ｆ ｓ／Ｍ −ｆ Ｌ、 ／ Ｎ −”” （
１）ｆＬ−ｆＲｖ＋ｆＸｖ ・・・・・・・・・（
２）（１） 、 （２）式より ！” ＝ Ｍ・ｆｓ−ｆｎｙ ・・・・・・・・・（
３）（３）式から、中間Ｑ］？ＳＫ信号の周波数ばらつ
き □−ｆＬＩ・Δ１，１＋Δｊ’ＲＦ ・・・・
・・・・・（４）ΔｆｒＦ；中間ＱＰ８に信号周波数ば
らつき（Ｈｚ）Δｆ、；第１基準発（板層ドリフト（Ｈ
ｚ ）Δｆ、′；第１基準発掘器ドリフト率 ΔｆＲｙ ；高周波信号周波数ばらつき（Ｈｚ ）であ
る。
１）ｆＬ−ｆＲｖ＋ｆＸｖ ・・・・・・・・・（
２）（１） 、 （２）式より ！” ＝ Ｍ・ｆｓ−ｆｎｙ ・・・・・・・・・（
３）（３）式から、中間Ｑ］？ＳＫ信号の周波数ばらつ
き □−ｆＬＩ・Δ１，１＋Δｊ’ＲＦ ・・・・
・・・・・（４）ΔｆｒＦ；中間ＱＰ８に信号周波数ば
らつき（Ｈｚ）Δｆ、；第１基準発（板層ドリフト（Ｈ
ｚ ）Δｆ、′；第１基準発掘器ドリフト率 ΔｆＲｙ ；高周波信号周波数ばらつき（Ｈｚ ）であ
る。
日本で試験されている第２チヤンネルを受信した場合の
ばらつきを考えてみる。
ばらつきを考えてみる。
Δｆ５が使用〆晶度範囲で±３０ ｐｐｍとすると、Δ
ｆｌＦ−９７，２５ＭＨＺ Ｘ３０Ｘ２Ｘ １０ ＋
１ｆＧ（ｚ７ＫＨｚ のばらつ、きどなる。
ｆｌＦ−９７，２５ＭＨＺ Ｘ３０Ｘ２Ｘ １０ ＋
１ｆＧ（ｚ７ＫＨｚ のばらつ、きどなる。
上記のように、高周波Ｑ Ｐ Ｓ Ｋ ４３号は、５８
、７５ Ｍ Ｈｚの中＋Ｌ’ｌ Ｑ Ｐｓ Ｋ信号ＱＣ
＜ｍａｎ、次段の第２の周波数変換部２０に人力される
。
、７５ Ｍ Ｈｚの中＋Ｌ’ｌ Ｑ Ｐｓ Ｋ信号ＱＣ
＜ｍａｎ、次段の第２の周波数変換部２０に人力される
。
この周波政変１突部２０は、前記中間ＱＰＳＫ信号及び
第２′屯圧１ｉ７１１砥発振器２２からの発振信号が人
力される第２混合器２１と、この混合器２）の出力ＱＰ
ＳＫ信号（５，７３Ｍ Ｈｚ ）を４でい倍する４てい
倍回路２３と、この４てい倍回路２３の出力と第２裁を
発倣器２５の発伽信号との位相比較を行なう位相比較器
２４と、この位相比較器２４の出力を平滑して直流電圧
に変換しこれを制御電圧として電圧制御発振器２２の制
御端子に与える低域フィルタ２６とからなる。
第２′屯圧１ｉ７１１砥発振器２２からの発振信号が人
力される第２混合器２１と、この混合器２）の出力ＱＰ
ＳＫ信号（５，７３Ｍ Ｈｚ ）を４でい倍する４てい
倍回路２３と、この４てい倍回路２３の出力と第２裁を
発倣器２５の発伽信号との位相比較を行なう位相比較器
２４と、この位相比較器２４の出力を平滑して直流電圧
に変換しこれを制御電圧として電圧制御発振器２２の制
御端子に与える低域フィルタ２６とからなる。
上記第２の周波数変換部２０において、第２電圧制御発
振器２２は、６４．４４８ＭＨｚの発振信号を出力して
いる。ここで、電圧制御発振器２２の制御ループにおい
て、５．７３ Ｍ ＨｚのＱＰ８に信号の４倍の周波数
を利用してキャリア再生を行なっているのは、次の理由
による。
振器２２は、６４．４４８ＭＨｚの発振信号を出力して
いる。ここで、電圧制御発振器２２の制御ループにおい
て、５．７３ Ｍ ＨｚのＱＰ８に信号の４倍の周波数
を利用してキャリア再生を行なっているのは、次の理由
による。
即ち、ＱＰ８に信号（ｅ）は
ｅ−ｓｉｎ（ωｔ＋）ｎ（ｔ）） ｎ、、 ｒ 、
２ 、３−・・であられさｎ、その４てい倍信号ｅ４は
、ｅ、−５ｉｎ（４ωｔ＋２πｎ（１））−ｓｉｎ４ω
ｔ となる。
２ 、３−・・であられさｎ、その４てい倍信号ｅ４は
、ｅ、−５ｉｎ（４ωｔ＋２πｎ（１））−ｓｉｎ４ω
ｔ となる。
このように、ＱＰ８に信号を４でい倍すると、位相情報
としてのｎは、ｅ４では２πｎ （ｔ）となりｅ４に無
関係とな゛る。これによって、ＱＰＳＫ信号のキャリア
を得ることができるからである。
としてのｎは、ｅ４では２πｎ （ｔ）となりｅ４に無
関係とな゛る。これによって、ＱＰＳＫ信号のキャリア
を得ることができるからである。
上記のようＩｃ ５．７３ Ｍ Ｈｚの周波数に変換さ
れたＱＰＳＫ信号は、ＱＰＳＫ復調器２７に入力され、
復調データとなる。この場合、ＱＰ８に復調器２７内に
は、ＱＰ８に信号の搬送波再生回路が設けられている。
れたＱＰＳＫ信号は、ＱＰＳＫ復調器２７に入力され、
復調データとなる。この場合、ＱＰ８に復調器２７内に
は、ＱＰ８に信号の搬送波再生回路が設けられている。
搬送波再生回路は、位相検波器２７１．２７２と、掛算
回路２７３と、この回路の出力を平均化するフィルタ２
７４と、電圧制御発振器２７５、移相器２７６から成る
。
回路２７３と、この回路の出力を平均化するフィルタ２
７４と、電圧制御発振器２７５、移相器２７６から成る
。
即ち、電圧制御発振器２７５の直接出力とこれを９０°
移相した出力とで受信信号を位相検波して、ベースバン
ド信号を寿、これを用いて変調情報を消去し、位相誤差
信号を検出している。
移相した出力とで受信信号を位相検波して、ベースバン
ド信号を寿、これを用いて変調情報を消去し、位相誤差
信号を検出している。
そしてこの信号を電圧制御発振器２７５の発振局ｔｆｔ
ａ制御信号として用いるようにしている。
ａ制御信号として用いるようにしている。
そして、この発振器２７５の出力を同期搬送波として用
いるようにしている。
いるようにしている。
上述した周波数変換装置において、ＱＰＳＫ復調器２７
に人力する５、 ７２ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ信号に対し
ては、周波数１度の高い安定したものが要求されている
。これは、周波数を安定に維持しないと正確に位相シフ
ト情報を判定することができないからである。
に人力する５、 ７２ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ信号に対し
ては、周波数１度の高い安定したものが要求されている
。これは、周波数を安定に維持しないと正確に位相シフ
ト情報を判定することができないからである。
しかしながら、上記周波数変換装置によると、第２の周
波数変換部２０における周波数引込み範囲が狭いため、
ＱＰ８に復調器２７への入力信号が比較的大きな周波数
変動を生じ、復調可能な許容範囲からずれてしまうとい
う問題がある。
波数変換部２０における周波数引込み範囲が狭いため、
ＱＰ８に復調器２７への入力信号が比較的大きな周波数
変動を生じ、復調可能な許容範囲からずれてしまうとい
う問題がある。
第２の周波数変換部２０の周波数引込み範囲が狭いのは
、その内部において、５．７３ Ｍ Ｈｚの帯域フィル
タや４てい倍回路を用いており、これによってループ内
遅延時間が大きくなっていることによる。つまり、第１
の周波数変換部１１の出力は、前述のように、Δｆｒｙ
のばらつきに加え、温度ドリフト等による内部要因に伴
う周波数変動があるが、これに対して充分な安定化機能
を発揮していない。
、その内部において、５．７３ Ｍ Ｈｚの帯域フィル
タや４てい倍回路を用いており、これによってループ内
遅延時間が大きくなっていることによる。つまり、第１
の周波数変換部１１の出力は、前述のように、Δｆｒｙ
のばらつきに加え、温度ドリフト等による内部要因に伴
う周波数変動があるが、これに対して充分な安定化機能
を発揮していない。
また４てい倍回路は、入力振幅の変動に対してその出力
に位相変化を生じることが多い。さらく、周波数引込み
範囲を広げるには、４てい倍された信号の通過系路の増
幅器の帯域幅を広げる必要があるが、これを行なうとＳ
／Ｎの悪化を生じるため、結局°周波数引込み範囲？狭
く設定せざるをえないという事情がある。
に位相変化を生じることが多い。さらく、周波数引込み
範囲を広げるには、４てい倍された信号の通過系路の増
幅器の帯域幅を広げる必要があるが、これを行なうとＳ
／Ｎの悪化を生じるため、結局°周波数引込み範囲？狭
く設定せざるをえないという事情がある。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたもので、周
波ｆｌ変換を行なった後に復調処理を行なう回路におい
て、前記周波数変換部で扱われる信号の周波数を低くす
ることができ、ここでの周波数引込み範囲を拡大できる
と同時に出力信号の周波数安定化？得る受信周波数安定
化装置を提供することに目的とする。
波ｆｌ変換を行なった後に復調処理を行なう回路におい
て、前記周波数変換部で扱われる信号の周波数を低くす
ることができ、ここでの周波数引込み範囲を拡大できる
と同時に出力信号の周波数安定化？得る受信周波数安定
化装置を提供することに目的とする。
この発明では、４１図に示すように、位相情報を含むた
とえばＱＰ８に信号と搬送波信号とから周波数変動を検
出する位相比較器３５Ａ。
とえばＱＰ８に信号と搬送波信号とから周波数変動を検
出する位相比較器３５Ａ。
３５Ｂ、掛算器４４、フィルタ４５を含む部分において
、前記フィルタ４５の出力電圧を更に、レペルンフト回
路３３を介して、周波数変換部３０の電圧制御発振器３
２に対する制御信号として利用するものである。これに
よって、周波数変換部３０の構成を簡素化し周波数引込
み範囲も拡大し得るようにしてい−る。
、前記フィルタ４５の出力電圧を更に、レペルンフト回
路３３を介して、周波数変換部３０の電圧制御発振器３
２に対する制御信号として利用するものである。これに
よって、周波数変換部３０の構成を簡素化し周波数引込
み範囲も拡大し得るようにしてい−る。
以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図はこの発明の一実施例であり、ＱＰＳＫ信号受信
装置に適用した例である。入力端子１１ａの高周波ＱＰ
ＳＫ信号は、第１の周波数変換部１１の混合器１２に入
力さ詐る。混合器１２においては、第１電圧制御発振器
１３の発振信号と高周波ＱＰＳＫ信号と混合が行なわれ
、上側−、テロダインによる中間ＱＰ８に信号（５８，
７５ＭＨｚ）が碍らｎる。第１電圧ｆＩｔｌＪ ６発振
器１３は、その発振周波数が位相同期ループ回路によっ
て制御される。即ち、第１電圧制御発振器１３の発振信
号は、プログラマブル分周器１４で分周されその分周出
力は、位相比較器１５の一方の入力端に入力される。こ
の位相比較器１５の他方の入力端には、第１基準発振器
１６からの発振信号が分局器１７を介して入力さｎてい
る。位相比較器１５の出力は、低域フィルタ１８にて直
流電圧に変換され、この直流電圧が第１電圧制御発振器
１３に制御電圧として入力さｎる。
装置に適用した例である。入力端子１１ａの高周波ＱＰ
ＳＫ信号は、第１の周波数変換部１１の混合器１２に入
力さ詐る。混合器１２においては、第１電圧制御発振器
１３の発振信号と高周波ＱＰＳＫ信号と混合が行なわれ
、上側−、テロダインによる中間ＱＰ８に信号（５８，
７５ＭＨｚ）が碍らｎる。第１電圧ｆＩｔｌＪ ６発振
器１３は、その発振周波数が位相同期ループ回路によっ
て制御される。即ち、第１電圧制御発振器１３の発振信
号は、プログラマブル分周器１４で分周されその分周出
力は、位相比較器１５の一方の入力端に入力される。こ
の位相比較器１５の他方の入力端には、第１基準発振器
１６からの発振信号が分局器１７を介して入力さｎてい
る。位相比較器１５の出力は、低域フィルタ１８にて直
流電圧に変換され、この直流電圧が第１電圧制御発振器
１３に制御電圧として入力さｎる。
局部発振周波数を変えて、受信チャンネルを変更する場
合には、プログラマブル分周器１４の分周比がマイクロ
コンピュータを含むコントロール部５０からの選局デー
タによって切換えらｎる。
合には、プログラマブル分周器１４の分周比がマイクロ
コンピュータを含むコントロール部５０からの選局デー
タによって切換えらｎる。
上記の第１の周波数変換部１１の出力である中間Ｑ Ｐ
Ｓ Ｋ （３号は、次に第２の周波数変換部３０の混
合器３１に入力さ几る。混合器３１においては、５８．
７５ＭＨｚの中間ＱＰＳＫ信号と、第２電圧制御発振器
３２からの６４．４８Ｍ Ｈｚの発（辰イ言号力員昆合
され、これによって、５、７３ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ信
号が得らｎる。コノｊ−ウに高周波ＱＰｓＫ信号な一坦
５８．７５ ＭＨｚの中間ＱＰＳＫ信号に変換し、続い
てこｌｒＬを５、７２ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ（ｉｉ号に
変換するのは、ＱＰＳＫ復調器３４において、正確に復
調しゃすく、かつ周波数変換処理においてイメ〒ジ妨害
を生じないようにしたからである。
Ｓ Ｋ （３号は、次に第２の周波数変換部３０の混
合器３１に入力さ几る。混合器３１においては、５８．
７５ＭＨｚの中間ＱＰＳＫ信号と、第２電圧制御発振器
３２からの６４．４８Ｍ Ｈｚの発（辰イ言号力員昆合
され、これによって、５、７３ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ信
号が得らｎる。コノｊ−ウに高周波ＱＰｓＫ信号な一坦
５８．７５ ＭＨｚの中間ＱＰＳＫ信号に変換し、続い
てこｌｒＬを５、７２ Ｍ ＨｚのＱＰＳＫ（ｉｉ号に
変換するのは、ＱＰＳＫ復調器３４において、正確に復
調しゃすく、かつ周波数変換処理においてイメ〒ジ妨害
を生じないようにしたからである。
次に、本装置においては、前記第２の周波数変換部、７
０の電圧制御発振器３２に対して、周波数変動を抑える
ために制御情報を人力するのであるが、この制御情報に
は、ＱＰ８に復調器３４の内部の搬送波再生回路の情報
が利用される。
０の電圧制御発振器３２に対して、周波数変動を抑える
ために制御情報を人力するのであるが、この制御情報に
は、ＱＰ８に復調器３４の内部の搬送波再生回路の情報
が利用される。
ＱＰＳＫ復調器３４内には、位相情報を得るために、搬
送波再生回路がある。即ち、ＱＰＳＫ信号を位相検波器
３５１’ｔ、３５Ｂに人力し、電圧制御発振器３８の直
接位相検波用信号とこｎ全９０°移相器３９で移相させ
た位相検波用信号を用い、各位相検波器３５Ａ、３５Ｂ
でベースバンドの検波出力全１昇るようにしている。七
〇して、各検波出力ｔアナログ乗算するために
掛算器３６に人力し、その掛算出力をフィルタ３７に入
力し平均化するようにしている。これによって位相情報
がランダムである信号は、その平均化直流電圧は、ある
一定レベルになること利用し、フィルタ３７の出力を周
波数変動情報としてとらえるものである。したがって、
フィルタ３２の出力を電圧制御発振器３８の発振周波数
制御信号として用い、特に本装置においでは、フィルタ
３７の出力をレベルシフト回路３３を介して第２の周波
数変換部３０の電圧制御発振器３２への制御信号として
利用している、つまり、この装置においては、ＱＰ８に
復調器３４内の搬送波再生回路で、フィルタ３７に発生
する信号を、第２の周波数変換部３０内の電圧ＩＩＩ御
発振器３２の周波数制御情報として用いている。
送波再生回路がある。即ち、ＱＰＳＫ信号を位相検波器
３５１’ｔ、３５Ｂに人力し、電圧制御発振器３８の直
接位相検波用信号とこｎ全９０°移相器３９で移相させ
た位相検波用信号を用い、各位相検波器３５Ａ、３５Ｂ
でベースバンドの検波出力全１昇るようにしている。七
〇して、各検波出力ｔアナログ乗算するために
掛算器３６に人力し、その掛算出力をフィルタ３７に入
力し平均化するようにしている。これによって位相情報
がランダムである信号は、その平均化直流電圧は、ある
一定レベルになること利用し、フィルタ３７の出力を周
波数変動情報としてとらえるものである。したがって、
フィルタ３２の出力を電圧制御発振器３８の発振周波数
制御信号として用い、特に本装置においでは、フィルタ
３７の出力をレベルシフト回路３３を介して第２の周波
数変換部３０の電圧制御発振器３２への制御信号として
利用している、つまり、この装置においては、ＱＰ８に
復調器３４内の搬送波再生回路で、フィルタ３７に発生
する信号を、第２の周波数変換部３０内の電圧ＩＩＩ御
発振器３２の周波数制御情報として用いている。
この結果、第２の周波数変換部３０においては、４てい
倍回路及び基準発振器を用いる必要はなく安価となる。
倍回路及び基準発振器を用いる必要はなく安価となる。
そして第２の周波数変換部３０で扱う周波数は、第を図
の装置のものに比べて、周波数引込み範囲も拡大できる
。また部品点数の削減も得られる。
の装置のものに比べて、周波数引込み範囲も拡大できる
。また部品点数の削減も得られる。
この発明は、上記実施例に限定されるものではなく、Ｑ
ＰＳＫ復調器３４内の搬送波再生回路においては、電圧
制御発振器３８を無くし、この代りに外部の基準発振器
の発振出力を利用するようにしてもよい。
ＰＳＫ復調器３４内の搬送波再生回路においては、電圧
制御発振器３８を無くし、この代りに外部の基準発振器
の発振出力を利用するようにしてもよい。
第２図はその実施例であり、基準発振器の出力は、位相
検波器Ｊ５Ａに直接入力さｎるとともに、また、９０°
移相器３９を介して位相検波器３５Ｂに人力される。ま
た位相情報検出用の搬送波としても用いられる。この回
路の構成によっても、フィルタ３７からは、周波数変ｖ
Ｊｆｒｒ報が得られ、その出力がレベルシフト回路３３
を介して電圧制御発振器３２の制御端子に加えられる。
検波器Ｊ５Ａに直接入力さｎるとともに、また、９０°
移相器３９を介して位相検波器３５Ｂに人力される。ま
た位相情報検出用の搬送波としても用いられる。この回
路の構成によっても、フィルタ３７からは、周波数変ｖ
Ｊｆｒｒ報が得られ、その出力がレベルシフト回路３３
を介して電圧制御発振器３２の制御端子に加えられる。
この実施例の場合は、ＱＰ８に復調器３４内の搬送波内
生ループはオープン状態となるが、周波数変動は、第２
の周波数変換部３０で抑えらｎる。
生ループはオープン状態となるが、周波数変動は、第２
の周波数変換部３０で抑えらｎる。
更に第３図は他の実施例であり、ＱＰＳＫ復調器３４で
周波数変＠を低減したＱＰ８に信号を更に精度良くする
場合、第２のＱＰＳＫ復調器４ノを接続した例である。
周波数変＠を低減したＱＰ８に信号を更に精度良くする
場合、第２のＱＰＳＫ復調器４ノを接続した例である。
この場合は、位相検波器４２，４３、掛算器４４、フィ
ルタ４５．９０°移相器４７、電圧制御発振器４６を用
いて搬送波を再生する場合、周波数引込み幅の狭い、対
雑音帯域幅の狭い回路とすることができる。従って、こ
の場合は、電圧制御発振器４６としては、電圧制御水晶
発振器を用い性能向上を図ることも容易となる。
ルタ４５．９０°移相器４７、電圧制御発振器４６を用
いて搬送波を再生する場合、周波数引込み幅の狭い、対
雑音帯域幅の狭い回路とすることができる。従って、こ
の場合は、電圧制御発振器４６としては、電圧制御水晶
発振器を用い性能向上を図ることも容易となる。
以上説明したように、この発明によれば、ＱＰＳＫ信号
の搬送波発生部において得られる周波数変動情報を、更
に、復調部の前段に設けらｎている第２の周波数変換部
の電圧制御発搬器−に対する周波数制御情報として用い
ている。
の搬送波発生部において得られる周波数変動情報を、更
に、復調部の前段に設けらｎている第２の周波数変換部
の電圧制御発搬器−に対する周波数制御情報として用い
ている。
この結果、第２の周波数変換部で４てい倍回路を必要と
した装置に比べ、この発明に用いられる周波＆！１．ｆ
侠部は、扱う周波数が格段と低くなる。従って４てい倍
回路のよう知帯域制限を行なう必要はなく、周波数引込
み範囲を拡大できるとともに周波数変動を抑えることが
できる。
した装置に比べ、この発明に用いられる周波＆！１．ｆ
侠部は、扱う周波数が格段と低くなる。従って４てい倍
回路のよう知帯域制限を行なう必要はなく、周波数引込
み範囲を拡大できるとともに周波数変動を抑えることが
できる。
第１図はこの発明の一実施例を示す構成説明図、第２図
、第３図はこの発明の他の実施例を示す構成説明図、 第４図は、ケーブルテレビジョンシステムにおけるＱＰ
８に信号伝送形式の例を示す説明図、第５図はＱＰ Ｓ
Ｋ傷信号周波数変換過程を説明するための説明図、 第６図は周波数変換装置の例を示す構成説明図である。 １１・・・第１の周波数変換部、３０・・・第２の周波
数変換部、３１・・・混合器、３２・・・電圧制御発′
振器、３３・・・レベルシフト回路、３４・・・ＱＰＳ
Ｋ復調器、Ｊ５Ａ、Ｊ５Ｂ・・・位相検波器、３６・・
・掛算器、３７・・・フィルタ、３８・・・電圧制御発
振器、３９・・・９０°移相器、４０・・・基準発振器
。
、第３図はこの発明の他の実施例を示す構成説明図、 第４図は、ケーブルテレビジョンシステムにおけるＱＰ
８に信号伝送形式の例を示す説明図、第５図はＱＰ Ｓ
Ｋ傷信号周波数変換過程を説明するための説明図、 第６図は周波数変換装置の例を示す構成説明図である。 １１・・・第１の周波数変換部、３０・・・第２の周波
数変換部、３１・・・混合器、３２・・・電圧制御発′
振器、３３・・・レベルシフト回路、３４・・・ＱＰＳ
Ｋ復調器、Ｊ５Ａ、Ｊ５Ｂ・・・位相検波器、３６・・
・掛算器、３７・・・フィルタ、３８・・・電圧制御発
振器、３９・・・９０°移相器、４０・・・基準発振器
。
Claims (2)
- （１）位相情報を含む第１の信号が混合器に入力され、
この混合器には更に第１の電圧制御発振器の発振信号が
入力され、前記混合器から前記位相情報を含む周波数変
換された第２の信号を出力する周波数変換手段と、 前記第２の信号と基準の発振信号との位相 比較を行ない、前記第２の信号に含まれる位相情報信号
を検出する位相検波手段と、 前記位相検波手段から出力された位相情報 信号を用いて前記位相情報をキャンセルするとともに前
記第２の信号の周波数変動に応じた電圧を得る手段と、 前記周波数変動に応じた電圧をレベルシフ ト回路を介して前記周波数変換手段内の前記第１の電圧
制御発振器の発振周波数制御端に加える手段とを具備し
たことを特徴とする受信周波数安定化装置。 - （２）前記位相検波手段にて用いられる前記基準の発振
信号は、前記第２の信号を復調する復調器の搬送波を発
生する外部基準発振器からの発振信号であることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の受信周波数安定化装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59204489A JPS6182552A (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 受信周波数安定化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59204489A JPS6182552A (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 受信周波数安定化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6182552A true JPS6182552A (ja) | 1986-04-26 |
Family
ID=16491370
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59204489A Pending JPS6182552A (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 受信周波数安定化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6182552A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62196423U (ja) * | 1986-06-03 | 1987-12-14 | ||
| WO1990006031A1 (en) * | 1988-11-17 | 1990-05-31 | Plessey Electronic Systems Corp. | Digital differential phase-shift keyed decoder |
| JPH048043A (ja) * | 1990-04-26 | 1992-01-13 | Nec Corp | ディジタル復調装置 |
-
1984
- 1984-09-29 JP JP59204489A patent/JPS6182552A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62196423U (ja) * | 1986-06-03 | 1987-12-14 | ||
| WO1990006031A1 (en) * | 1988-11-17 | 1990-05-31 | Plessey Electronic Systems Corp. | Digital differential phase-shift keyed decoder |
| US4965810A (en) * | 1988-11-17 | 1990-10-23 | Plessey Electronics Systems Corp. | Digital differential phase-shift keyed decoder |
| JPH048043A (ja) * | 1990-04-26 | 1992-01-13 | Nec Corp | ディジタル復調装置 |
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