JPS6182552A - 受信周波数安定化装置 - Google Patents
受信周波数安定化装置Info
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- JPS6182552A JPS6182552A JP59204489A JP20448984A JPS6182552A JP S6182552 A JPS6182552 A JP S6182552A JP 59204489 A JP59204489 A JP 59204489A JP 20448984 A JP20448984 A JP 20448984A JP S6182552 A JPS6182552 A JP S6182552A
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- signal
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- qpsk
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H—ELECTRICITY
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- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2272—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals using phase locked loops
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明゛は、受信周波数安定化装置に関し、たとえば
PCM受信機の復調器のように、その入力信号信号の周
波数に対して精度の高い安定したものを要求する復調器
への入力信号を導入する部分圧用いられて有効である。
PCM受信機の復調器のように、その入力信号信号の周
波数に対して精度の高い安定したものを要求する復調器
への入力信号を導入する部分圧用いられて有効である。
衛星放送に採用される音声信号伝送方式として、音声P
CM (Pu1se Code Modulatio
n )信号を4相DP8K(f)目fereucial
Phase 8hiftKeying)変調で伝送す
る方式が考えられている。
CM (Pu1se Code Modulatio
n )信号を4相DP8K(f)目fereucial
Phase 8hiftKeying)変調で伝送す
る方式が考えられている。
(以下この変調信号なQP8に信号と称する。)このQ
P 8に信号、のlチャンネル分の帯域は、1.2MH
zに設定される。
P 8に信号、のlチャンネル分の帯域は、1.2MH
zに設定される。
一方、前記QP8に信号を受信する地上局においては、
このQP SK倍信号復調する他、ケーブルテレビジョ
ンシステムを利用して加入者に伝送することが考えられ
る。
このQP SK倍信号復調する他、ケーブルテレビジョ
ンシステムを利用して加入者に伝送することが考えられ
る。
そこで、この発明では、以下QPSK信号を例にとって
、このQPSK信号をどのように加入者へ伝送するかを
実施例として説明する。
、このQPSK信号をどのように加入者へ伝送するかを
実施例として説明する。
通常テレビジプン信号全伝送するための1チヤンネル分
の帯域幅は、第4図に示すように6MHzである。ここ
で、ケーブルテレビジョンシステムにおいて空チャンネ
ルを利用し、上記QPSK個号を伝送する。QPSK信
号は、1、2 M Hzの帯域幅を有するから、例えば
5チヤンネル分のテレビソヨンチャンネルが空いていた
とすると、(5X6MHz)/1.2MHz−25チヤ
ンネルのQPSK信号用チャンネルSI+82、S、・
・・を設けることができる。
の帯域幅は、第4図に示すように6MHzである。ここ
で、ケーブルテレビジョンシステムにおいて空チャンネ
ルを利用し、上記QPSK個号を伝送する。QPSK信
号は、1、2 M Hzの帯域幅を有するから、例えば
5チヤンネル分のテレビソヨンチャンネルが空いていた
とすると、(5X6MHz)/1.2MHz−25チヤ
ンネルのQPSK信号用チャンネルSI+82、S、・
・・を設けることができる。
次に上記の如く伝送されてくるQPSK信号を受信し復
調器へ導入する必要があるが、その受信システムについ
て説明する。
調器へ導入する必要があるが、その受信システムについ
て説明する。
まずQPSK信号を復調するには、その信号の位相情報
を正確にとらえることが重要であるため、位相情報を判
断しゃすい低い周波数に周波数変換する必要がある。例
えば、5.73MHz程度(7)QPSK信号に変換で
きればよい。そこで、5.73 M HzのQP8に信
号を得るためには、QPSK信号を含む高周波信号を周
波数変換器に入力し、局部発振信号と混合すれば良い。
を正確にとらえることが重要であるため、位相情報を判
断しゃすい低い周波数に周波数変換する必要がある。例
えば、5.73MHz程度(7)QPSK信号に変換で
きればよい。そこで、5.73 M HzのQP8に信
号を得るためには、QPSK信号を含む高周波信号を周
波数変換器に入力し、局部発振信号と混合すれば良い。
しかし、局部発振信号の周波数の遺命として、たとえば
第5図(−)に示すように、QPSK信号の帯域内に局
発周波数F1を選ぶと、イメージ妨害が生じる。今、上
側ヘテロダインで、チャンネルS1を受信する場合を考
えると、局発周波数は(S、の周波数) + 5.73
M Hzとなり、イメージ妨害と生じるチャンネルは
S、となる。
第5図(−)に示すように、QPSK信号の帯域内に局
発周波数F1を選ぶと、イメージ妨害が生じる。今、上
側ヘテロダインで、チャンネルS1を受信する場合を考
えると、局発周波数は(S、の周波数) + 5.73
M Hzとなり、イメージ妨害と生じるチャンネルは
S、となる。
つまり、チャンネルS、、S、の双方の信号が混信する
ことになる。このため、イメージ妨害のないQP8に信
号を得るには、QP8に信号の伝送帯域から離れた位置
となる局部発振周波数を選定する必要がある。
ことになる。このため、イメージ妨害のないQP8に信
号を得るには、QP8に信号の伝送帯域から離れた位置
となる局部発振周波数を選定する必要がある。
このような局部発振周波数としては、例えば25チヤン
ネルのQPSK信号(約32 M Hzの帯域幅)を考
えると、受信チャンネルから56.75MHz若しくは
58.75 M Hz程度離れた局発周波数F2で良い
。しかしながら、このような周波数の局部発振信号でQ
PSK信号の高周波を受信したのでは、第5図(blに
示すように、たとえば58.75 M HzのQPSK
信号となる。この図は、チャンネルS1を受信した場合
であり、この場合の受信部の周波数帯域は、チャンネル
SIを中心として3チャンネル分の幅を有する。従って
、この第1周波数変換信号を更に5.73 M Hzの
QPSK伯号に変換するためには、58.75MHzか
ら5.73 M Hz 離扛た第2局発周波数F3によ
って第2の周波数変換を行なえばよい。(第5図(C)
)上5己のように、ケーブルテレビシコンシステムを利
用して伝送されてくるQPSK信号を、復調器へ導入す
るためには、高周波状態にあるQP8に信号を第1の周
波数変換により中間的な58.75 M HzのQPS
K信号に変換し、次に第2の周波数変換により、5.7
3 M HzのQP8に信号に変換する処理が必要であ
る。これ例よって、復調器で復調しやすい周波数のQP
SK信号であって、しかもイメージ妨害の無い信号を得
ることができる。
ネルのQPSK信号(約32 M Hzの帯域幅)を考
えると、受信チャンネルから56.75MHz若しくは
58.75 M Hz程度離れた局発周波数F2で良い
。しかしながら、このような周波数の局部発振信号でQ
PSK信号の高周波を受信したのでは、第5図(blに
示すように、たとえば58.75 M HzのQPSK
信号となる。この図は、チャンネルS1を受信した場合
であり、この場合の受信部の周波数帯域は、チャンネル
SIを中心として3チャンネル分の幅を有する。従って
、この第1周波数変換信号を更に5.73 M Hzの
QPSK伯号に変換するためには、58.75MHzか
ら5.73 M Hz 離扛た第2局発周波数F3によ
って第2の周波数変換を行なえばよい。(第5図(C)
)上5己のように、ケーブルテレビシコンシステムを利
用して伝送されてくるQPSK信号を、復調器へ導入す
るためには、高周波状態にあるQP8に信号を第1の周
波数変換により中間的な58.75 M HzのQPS
K信号に変換し、次に第2の周波数変換により、5.7
3 M HzのQP8に信号に変換する処理が必要であ
る。これ例よって、復調器で復調しやすい周波数のQP
SK信号であって、しかもイメージ妨害の無い信号を得
ることができる。
第6図は、上記の考えに基づき構成さnた周波数変換装
置である。
置である。
11は、第1の周波数変換部であり、高周波信号は、入
力端子11mを介して第1混合器12に人力される。こ
の混合器12には、第1電圧制御発振器13からの局部
発振信号も入力される。この局部発振信号の周波数fL
、は、混合器12から得ら几る中間QPSK信号の周波
数が58.75 M Hzとなるように設定されている
。
力端子11mを介して第1混合器12に人力される。こ
の混合器12には、第1電圧制御発振器13からの局部
発振信号も入力される。この局部発振信号の周波数fL
、は、混合器12から得ら几る中間QPSK信号の周波
数が58.75 M Hzとなるように設定されている
。
第1電圧制御発振器13の局部発振信号は、位相同期ル
ープによってその周波数が設定される。aち、電圧制御
発振器13の発振信号は、プログラマブル分周器14に
入力されて分周され、その分周出力は、位相比較器15
の一方の入力端に入力される。この位相比較器15の他
方の入力端には、水晶振動子を用いた第1基準発振器1
6からの発振信号が分周器17を介して入力されている
。位相比較器15は、両人力信号の位相差に比列した位
相及び周波数の出力信号を碍て、これを低域フィルタ1
8に入力する。これによって、低域フィルタ18からは
、分局器16からの基準分周出力とプログラマブル分周
器14からの分周出力との位相差に比列して変化する直
流電圧が得ら几る。そしてこの直流電圧が第1電圧1制
御発振器13の出力周波数制御電圧として利用される。
ープによってその周波数が設定される。aち、電圧制御
発振器13の発振信号は、プログラマブル分周器14に
入力されて分周され、その分周出力は、位相比較器15
の一方の入力端に入力される。この位相比較器15の他
方の入力端には、水晶振動子を用いた第1基準発振器1
6からの発振信号が分周器17を介して入力されている
。位相比較器15は、両人力信号の位相差に比列した位
相及び周波数の出力信号を碍て、これを低域フィルタ1
8に入力する。これによって、低域フィルタ18からは
、分局器16からの基準分周出力とプログラマブル分周
器14からの分周出力との位相差に比列して変化する直
流電圧が得ら几る。そしてこの直流電圧が第1電圧1制
御発振器13の出力周波数制御電圧として利用される。
これによって、電圧制御発振器13の発振信号の周波数
は、第1基準発振器16の発振周波数に対して特定の周
波数関係をもって安定に保持される。
は、第1基準発振器16の発振周波数に対して特定の周
波数関係をもって安定に保持される。
高周波QPSK信号の受信チャンネルを変える場合には
、例えばマイクロコンピュータを用いたフントロール部
19から、プログラマブル分憫器14のプリセット端子
に選択データが与えちれ、分周比が可変される。これに
よって、電圧制御発振器13の局部発振信号周波数が切
換えられ、受信チャンネルも変ることになる。
、例えばマイクロコンピュータを用いたフントロール部
19から、プログラマブル分憫器14のプリセット端子
に選択データが与えちれ、分周比が可変される。これに
よって、電圧制御発振器13の局部発振信号周波数が切
換えられ、受信チャンネルも変ることになる。
今、第1の周波数変換部11において、fay:希望受
信局波数 fxy:中間QPSK信号周波数(58,75MHz)
f Ll 1局部発振信号周波数 1/N;プログラマブル分周器14の分周比f0;第1
基準発振器の発振周波数 1/M;分周器17の分周比 とすると、次の関係式が成立する。
信局波数 fxy:中間QPSK信号周波数(58,75MHz)
f Ll 1局部発振信号周波数 1/N;プログラマブル分周器14の分周比f0;第1
基準発振器の発振周波数 1/M;分周器17の分周比 とすると、次の関係式が成立する。
f s/M −f L、 / N −”” (
1)fL−fRv+fXv ・・・・・・・・・(
2)(1) 、 (2)式より !” = M・fs−fny ・・・・・・・・・(
3)(3)式から、中間Q]?SK信号の周波数ばらつ
き □−fLI・Δ1,1+Δj’RF ・・・・
・・・・・(4)ΔfrF;中間QP8に信号周波数ば
らつき(Hz)Δf、;第1基準発(板層ドリフト(H
z )Δf、′;第1基準発掘器ドリフト率 ΔfRy ;高周波信号周波数ばらつき(Hz )であ
る。
1)fL−fRv+fXv ・・・・・・・・・(
2)(1) 、 (2)式より !” = M・fs−fny ・・・・・・・・・(
3)(3)式から、中間Q]?SK信号の周波数ばらつ
き □−fLI・Δ1,1+Δj’RF ・・・・
・・・・・(4)ΔfrF;中間QP8に信号周波数ば
らつき(Hz)Δf、;第1基準発(板層ドリフト(H
z )Δf、′;第1基準発掘器ドリフト率 ΔfRy ;高周波信号周波数ばらつき(Hz )であ
る。
日本で試験されている第2チヤンネルを受信した場合の
ばらつきを考えてみる。
ばらつきを考えてみる。
Δf5が使用〆晶度範囲で±30 ppmとすると、Δ
flF−97,25MHZ X30X2X 10 +
1fG(z7KHz のばらつ、きどなる。
flF−97,25MHZ X30X2X 10 +
1fG(z7KHz のばらつ、きどなる。
上記のように、高周波Q P S K 43号は、58
、75 M Hzの中+L’l Q Ps K信号QC
<man、次段の第2の周波数変換部20に人力される
。
、75 M Hzの中+L’l Q Ps K信号QC
<man、次段の第2の周波数変換部20に人力される
。
この周波政変1突部20は、前記中間QPSK信号及び
第2′屯圧1i711砥発振器22からの発振信号が人
力される第2混合器21と、この混合器2)の出力QP
SK信号(5,73M Hz )を4でい倍する4てい
倍回路23と、この4てい倍回路23の出力と第2裁を
発倣器25の発伽信号との位相比較を行なう位相比較器
24と、この位相比較器24の出力を平滑して直流電圧
に変換しこれを制御電圧として電圧制御発振器22の制
御端子に与える低域フィルタ26とからなる。
第2′屯圧1i711砥発振器22からの発振信号が人
力される第2混合器21と、この混合器2)の出力QP
SK信号(5,73M Hz )を4でい倍する4てい
倍回路23と、この4てい倍回路23の出力と第2裁を
発倣器25の発伽信号との位相比較を行なう位相比較器
24と、この位相比較器24の出力を平滑して直流電圧
に変換しこれを制御電圧として電圧制御発振器22の制
御端子に与える低域フィルタ26とからなる。
上記第2の周波数変換部20において、第2電圧制御発
振器22は、64.448MHzの発振信号を出力して
いる。ここで、電圧制御発振器22の制御ループにおい
て、5.73 M HzのQP8に信号の4倍の周波数
を利用してキャリア再生を行なっているのは、次の理由
による。
振器22は、64.448MHzの発振信号を出力して
いる。ここで、電圧制御発振器22の制御ループにおい
て、5.73 M HzのQP8に信号の4倍の周波数
を利用してキャリア再生を行なっているのは、次の理由
による。
即ち、QP8に信号(e)は
e−sin(ωt+)n(t)) n、、 r 、
2 、3−・・であられさn、その4てい倍信号e4は
、e、−5in(4ωt+2πn(1))−sin4ω
t となる。
2 、3−・・であられさn、その4てい倍信号e4は
、e、−5in(4ωt+2πn(1))−sin4ω
t となる。
このように、QP8に信号を4でい倍すると、位相情報
としてのnは、e4では2πn (t)となりe4に無
関係とな゛る。これによって、QPSK信号のキャリア
を得ることができるからである。
としてのnは、e4では2πn (t)となりe4に無
関係とな゛る。これによって、QPSK信号のキャリア
を得ることができるからである。
上記のようIc 5.73 M Hzの周波数に変換さ
れたQPSK信号は、QPSK復調器27に入力され、
復調データとなる。この場合、QP8に復調器27内に
は、QP8に信号の搬送波再生回路が設けられている。
れたQPSK信号は、QPSK復調器27に入力され、
復調データとなる。この場合、QP8に復調器27内に
は、QP8に信号の搬送波再生回路が設けられている。
搬送波再生回路は、位相検波器271.272と、掛算
回路273と、この回路の出力を平均化するフィルタ2
74と、電圧制御発振器275、移相器276から成る
。
回路273と、この回路の出力を平均化するフィルタ2
74と、電圧制御発振器275、移相器276から成る
。
即ち、電圧制御発振器275の直接出力とこれを90°
移相した出力とで受信信号を位相検波して、ベースバン
ド信号を寿、これを用いて変調情報を消去し、位相誤差
信号を検出している。
移相した出力とで受信信号を位相検波して、ベースバン
ド信号を寿、これを用いて変調情報を消去し、位相誤差
信号を検出している。
そしてこの信号を電圧制御発振器275の発振局tft
a制御信号として用いるようにしている。
a制御信号として用いるようにしている。
そして、この発振器275の出力を同期搬送波として用
いるようにしている。
いるようにしている。
上述した周波数変換装置において、QPSK復調器27
に人力する5、 72 M HzのQPSK信号に対し
ては、周波数1度の高い安定したものが要求されている
。これは、周波数を安定に維持しないと正確に位相シフ
ト情報を判定することができないからである。
に人力する5、 72 M HzのQPSK信号に対し
ては、周波数1度の高い安定したものが要求されている
。これは、周波数を安定に維持しないと正確に位相シフ
ト情報を判定することができないからである。
しかしながら、上記周波数変換装置によると、第2の周
波数変換部20における周波数引込み範囲が狭いため、
QP8に復調器27への入力信号が比較的大きな周波数
変動を生じ、復調可能な許容範囲からずれてしまうとい
う問題がある。
波数変換部20における周波数引込み範囲が狭いため、
QP8に復調器27への入力信号が比較的大きな周波数
変動を生じ、復調可能な許容範囲からずれてしまうとい
う問題がある。
第2の周波数変換部20の周波数引込み範囲が狭いのは
、その内部において、5.73 M Hzの帯域フィル
タや4てい倍回路を用いており、これによってループ内
遅延時間が大きくなっていることによる。つまり、第1
の周波数変換部11の出力は、前述のように、Δfry
のばらつきに加え、温度ドリフト等による内部要因に伴
う周波数変動があるが、これに対して充分な安定化機能
を発揮していない。
、その内部において、5.73 M Hzの帯域フィル
タや4てい倍回路を用いており、これによってループ内
遅延時間が大きくなっていることによる。つまり、第1
の周波数変換部11の出力は、前述のように、Δfry
のばらつきに加え、温度ドリフト等による内部要因に伴
う周波数変動があるが、これに対して充分な安定化機能
を発揮していない。
また4てい倍回路は、入力振幅の変動に対してその出力
に位相変化を生じることが多い。さらく、周波数引込み
範囲を広げるには、4てい倍された信号の通過系路の増
幅器の帯域幅を広げる必要があるが、これを行なうとS
/Nの悪化を生じるため、結局°周波数引込み範囲?狭
く設定せざるをえないという事情がある。
に位相変化を生じることが多い。さらく、周波数引込み
範囲を広げるには、4てい倍された信号の通過系路の増
幅器の帯域幅を広げる必要があるが、これを行なうとS
/Nの悪化を生じるため、結局°周波数引込み範囲?狭
く設定せざるをえないという事情がある。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたもので、周
波fl変換を行なった後に復調処理を行なう回路におい
て、前記周波数変換部で扱われる信号の周波数を低くす
ることができ、ここでの周波数引込み範囲を拡大できる
と同時に出力信号の周波数安定化?得る受信周波数安定
化装置を提供することに目的とする。
波fl変換を行なった後に復調処理を行なう回路におい
て、前記周波数変換部で扱われる信号の周波数を低くす
ることができ、ここでの周波数引込み範囲を拡大できる
と同時に出力信号の周波数安定化?得る受信周波数安定
化装置を提供することに目的とする。
この発明では、41図に示すように、位相情報を含むた
とえばQP8に信号と搬送波信号とから周波数変動を検
出する位相比較器35A。
とえばQP8に信号と搬送波信号とから周波数変動を検
出する位相比較器35A。
35B、掛算器44、フィルタ45を含む部分において
、前記フィルタ45の出力電圧を更に、レペルンフト回
路33を介して、周波数変換部30の電圧制御発振器3
2に対する制御信号として利用するものである。これに
よって、周波数変換部30の構成を簡素化し周波数引込
み範囲も拡大し得るようにしてい−る。
、前記フィルタ45の出力電圧を更に、レペルンフト回
路33を介して、周波数変換部30の電圧制御発振器3
2に対する制御信号として利用するものである。これに
よって、周波数変換部30の構成を簡素化し周波数引込
み範囲も拡大し得るようにしてい−る。
以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第1図はこの発明の一実施例であり、QPSK信号受信
装置に適用した例である。入力端子11aの高周波QP
SK信号は、第1の周波数変換部11の混合器12に入
力さ詐る。混合器12においては、第1電圧制御発振器
13の発振信号と高周波QPSK信号と混合が行なわれ
、上側−、テロダインによる中間QP8に信号(58,
75MHz)が碍らnる。第1電圧fItlJ 6発振
器13は、その発振周波数が位相同期ループ回路によっ
て制御される。即ち、第1電圧制御発振器13の発振信
号は、プログラマブル分周器14で分周されその分周出
力は、位相比較器15の一方の入力端に入力される。こ
の位相比較器15の他方の入力端には、第1基準発振器
16からの発振信号が分局器17を介して入力さnてい
る。位相比較器15の出力は、低域フィルタ18にて直
流電圧に変換され、この直流電圧が第1電圧制御発振器
13に制御電圧として入力さnる。
装置に適用した例である。入力端子11aの高周波QP
SK信号は、第1の周波数変換部11の混合器12に入
力さ詐る。混合器12においては、第1電圧制御発振器
13の発振信号と高周波QPSK信号と混合が行なわれ
、上側−、テロダインによる中間QP8に信号(58,
75MHz)が碍らnる。第1電圧fItlJ 6発振
器13は、その発振周波数が位相同期ループ回路によっ
て制御される。即ち、第1電圧制御発振器13の発振信
号は、プログラマブル分周器14で分周されその分周出
力は、位相比較器15の一方の入力端に入力される。こ
の位相比較器15の他方の入力端には、第1基準発振器
16からの発振信号が分局器17を介して入力さnてい
る。位相比較器15の出力は、低域フィルタ18にて直
流電圧に変換され、この直流電圧が第1電圧制御発振器
13に制御電圧として入力さnる。
局部発振周波数を変えて、受信チャンネルを変更する場
合には、プログラマブル分周器14の分周比がマイクロ
コンピュータを含むコントロール部50からの選局デー
タによって切換えらnる。
合には、プログラマブル分周器14の分周比がマイクロ
コンピュータを含むコントロール部50からの選局デー
タによって切換えらnる。
上記の第1の周波数変換部11の出力である中間Q P
S K (3号は、次に第2の周波数変換部30の混
合器31に入力さ几る。混合器31においては、58.
75MHzの中間QPSK信号と、第2電圧制御発振器
32からの64.48M Hzの発(辰イ言号力員昆合
され、これによって、5、73 M HzのQPSK信
号が得らnる。コノj−ウに高周波QPsK信号な一坦
58.75 MHzの中間QPSK信号に変換し、続い
てこlrLを5、72 M HzのQPSK(ii号に
変換するのは、QPSK復調器34において、正確に復
調しゃすく、かつ周波数変換処理においてイメ〒ジ妨害
を生じないようにしたからである。
S K (3号は、次に第2の周波数変換部30の混
合器31に入力さ几る。混合器31においては、58.
75MHzの中間QPSK信号と、第2電圧制御発振器
32からの64.48M Hzの発(辰イ言号力員昆合
され、これによって、5、73 M HzのQPSK信
号が得らnる。コノj−ウに高周波QPsK信号な一坦
58.75 MHzの中間QPSK信号に変換し、続い
てこlrLを5、72 M HzのQPSK(ii号に
変換するのは、QPSK復調器34において、正確に復
調しゃすく、かつ周波数変換処理においてイメ〒ジ妨害
を生じないようにしたからである。
次に、本装置においては、前記第2の周波数変換部、7
0の電圧制御発振器32に対して、周波数変動を抑える
ために制御情報を人力するのであるが、この制御情報に
は、QP8に復調器34の内部の搬送波再生回路の情報
が利用される。
0の電圧制御発振器32に対して、周波数変動を抑える
ために制御情報を人力するのであるが、この制御情報に
は、QP8に復調器34の内部の搬送波再生回路の情報
が利用される。
QPSK復調器34内には、位相情報を得るために、搬
送波再生回路がある。即ち、QPSK信号を位相検波器
351’t、35Bに人力し、電圧制御発振器38の直
接位相検波用信号とこn全90°移相器39で移相させ
た位相検波用信号を用い、各位相検波器35A、35B
でベースバンドの検波出力全1昇るようにしている。七
〇して、各検波出力tアナログ乗算するために
掛算器36に人力し、その掛算出力をフィルタ37に入
力し平均化するようにしている。これによって位相情報
がランダムである信号は、その平均化直流電圧は、ある
一定レベルになること利用し、フィルタ37の出力を周
波数変動情報としてとらえるものである。したがって、
フィルタ32の出力を電圧制御発振器38の発振周波数
制御信号として用い、特に本装置においでは、フィルタ
37の出力をレベルシフト回路33を介して第2の周波
数変換部30の電圧制御発振器32への制御信号として
利用している、つまり、この装置においては、QP8に
復調器34内の搬送波再生回路で、フィルタ37に発生
する信号を、第2の周波数変換部30内の電圧III御
発振器32の周波数制御情報として用いている。
送波再生回路がある。即ち、QPSK信号を位相検波器
351’t、35Bに人力し、電圧制御発振器38の直
接位相検波用信号とこn全90°移相器39で移相させ
た位相検波用信号を用い、各位相検波器35A、35B
でベースバンドの検波出力全1昇るようにしている。七
〇して、各検波出力tアナログ乗算するために
掛算器36に人力し、その掛算出力をフィルタ37に入
力し平均化するようにしている。これによって位相情報
がランダムである信号は、その平均化直流電圧は、ある
一定レベルになること利用し、フィルタ37の出力を周
波数変動情報としてとらえるものである。したがって、
フィルタ32の出力を電圧制御発振器38の発振周波数
制御信号として用い、特に本装置においでは、フィルタ
37の出力をレベルシフト回路33を介して第2の周波
数変換部30の電圧制御発振器32への制御信号として
利用している、つまり、この装置においては、QP8に
復調器34内の搬送波再生回路で、フィルタ37に発生
する信号を、第2の周波数変換部30内の電圧III御
発振器32の周波数制御情報として用いている。
この結果、第2の周波数変換部30においては、4てい
倍回路及び基準発振器を用いる必要はなく安価となる。
倍回路及び基準発振器を用いる必要はなく安価となる。
そして第2の周波数変換部30で扱う周波数は、第を図
の装置のものに比べて、周波数引込み範囲も拡大できる
。また部品点数の削減も得られる。
の装置のものに比べて、周波数引込み範囲も拡大できる
。また部品点数の削減も得られる。
この発明は、上記実施例に限定されるものではなく、Q
PSK復調器34内の搬送波再生回路においては、電圧
制御発振器38を無くし、この代りに外部の基準発振器
の発振出力を利用するようにしてもよい。
PSK復調器34内の搬送波再生回路においては、電圧
制御発振器38を無くし、この代りに外部の基準発振器
の発振出力を利用するようにしてもよい。
第2図はその実施例であり、基準発振器の出力は、位相
検波器J5Aに直接入力さnるとともに、また、90°
移相器39を介して位相検波器35Bに人力される。ま
た位相情報検出用の搬送波としても用いられる。この回
路の構成によっても、フィルタ37からは、周波数変v
Jfrr報が得られ、その出力がレベルシフト回路33
を介して電圧制御発振器32の制御端子に加えられる。
検波器J5Aに直接入力さnるとともに、また、90°
移相器39を介して位相検波器35Bに人力される。ま
た位相情報検出用の搬送波としても用いられる。この回
路の構成によっても、フィルタ37からは、周波数変v
Jfrr報が得られ、その出力がレベルシフト回路33
を介して電圧制御発振器32の制御端子に加えられる。
この実施例の場合は、QP8に復調器34内の搬送波内
生ループはオープン状態となるが、周波数変動は、第2
の周波数変換部30で抑えらnる。
生ループはオープン状態となるが、周波数変動は、第2
の周波数変換部30で抑えらnる。
更に第3図は他の実施例であり、QPSK復調器34で
周波数変@を低減したQP8に信号を更に精度良くする
場合、第2のQPSK復調器4ノを接続した例である。
周波数変@を低減したQP8に信号を更に精度良くする
場合、第2のQPSK復調器4ノを接続した例である。
この場合は、位相検波器42,43、掛算器44、フィ
ルタ45.90°移相器47、電圧制御発振器46を用
いて搬送波を再生する場合、周波数引込み幅の狭い、対
雑音帯域幅の狭い回路とすることができる。従って、こ
の場合は、電圧制御発振器46としては、電圧制御水晶
発振器を用い性能向上を図ることも容易となる。
ルタ45.90°移相器47、電圧制御発振器46を用
いて搬送波を再生する場合、周波数引込み幅の狭い、対
雑音帯域幅の狭い回路とすることができる。従って、こ
の場合は、電圧制御発振器46としては、電圧制御水晶
発振器を用い性能向上を図ることも容易となる。
以上説明したように、この発明によれば、QPSK信号
の搬送波発生部において得られる周波数変動情報を、更
に、復調部の前段に設けらnている第2の周波数変換部
の電圧制御発搬器−に対する周波数制御情報として用い
ている。
の搬送波発生部において得られる周波数変動情報を、更
に、復調部の前段に設けらnている第2の周波数変換部
の電圧制御発搬器−に対する周波数制御情報として用い
ている。
この結果、第2の周波数変換部で4てい倍回路を必要と
した装置に比べ、この発明に用いられる周波&!1.f
侠部は、扱う周波数が格段と低くなる。従って4てい倍
回路のよう知帯域制限を行なう必要はなく、周波数引込
み範囲を拡大できるとともに周波数変動を抑えることが
できる。
した装置に比べ、この発明に用いられる周波&!1.f
侠部は、扱う周波数が格段と低くなる。従って4てい倍
回路のよう知帯域制限を行なう必要はなく、周波数引込
み範囲を拡大できるとともに周波数変動を抑えることが
できる。
第1図はこの発明の一実施例を示す構成説明図、第2図
、第3図はこの発明の他の実施例を示す構成説明図、 第4図は、ケーブルテレビジョンシステムにおけるQP
8に信号伝送形式の例を示す説明図、第5図はQP S
K傷信号周波数変換過程を説明するための説明図、 第6図は周波数変換装置の例を示す構成説明図である。 11・・・第1の周波数変換部、30・・・第2の周波
数変換部、31・・・混合器、32・・・電圧制御発′
振器、33・・・レベルシフト回路、34・・・QPS
K復調器、J5A、J5B・・・位相検波器、36・・
・掛算器、37・・・フィルタ、38・・・電圧制御発
振器、39・・・90°移相器、40・・・基準発振器
。
、第3図はこの発明の他の実施例を示す構成説明図、 第4図は、ケーブルテレビジョンシステムにおけるQP
8に信号伝送形式の例を示す説明図、第5図はQP S
K傷信号周波数変換過程を説明するための説明図、 第6図は周波数変換装置の例を示す構成説明図である。 11・・・第1の周波数変換部、30・・・第2の周波
数変換部、31・・・混合器、32・・・電圧制御発′
振器、33・・・レベルシフト回路、34・・・QPS
K復調器、J5A、J5B・・・位相検波器、36・・
・掛算器、37・・・フィルタ、38・・・電圧制御発
振器、39・・・90°移相器、40・・・基準発振器
。
Claims (2)
- (1)位相情報を含む第1の信号が混合器に入力され、
この混合器には更に第1の電圧制御発振器の発振信号が
入力され、前記混合器から前記位相情報を含む周波数変
換された第2の信号を出力する周波数変換手段と、 前記第2の信号と基準の発振信号との位相 比較を行ない、前記第2の信号に含まれる位相情報信号
を検出する位相検波手段と、 前記位相検波手段から出力された位相情報 信号を用いて前記位相情報をキャンセルするとともに前
記第2の信号の周波数変動に応じた電圧を得る手段と、 前記周波数変動に応じた電圧をレベルシフ ト回路を介して前記周波数変換手段内の前記第1の電圧
制御発振器の発振周波数制御端に加える手段とを具備し
たことを特徴とする受信周波数安定化装置。 - (2)前記位相検波手段にて用いられる前記基準の発振
信号は、前記第2の信号を復調する復調器の搬送波を発
生する外部基準発振器からの発振信号であることを特徴
とする特許請求の範囲第1項記載の受信周波数安定化装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59204489A JPS6182552A (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 受信周波数安定化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59204489A JPS6182552A (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 受信周波数安定化装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6182552A true JPS6182552A (ja) | 1986-04-26 |
Family
ID=16491370
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59204489A Pending JPS6182552A (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 受信周波数安定化装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6182552A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62196423U (ja) * | 1986-06-03 | 1987-12-14 | ||
WO1990006031A1 (en) * | 1988-11-17 | 1990-05-31 | Plessey Electronic Systems Corp. | Digital differential phase-shift keyed decoder |
JPH048043A (ja) * | 1990-04-26 | 1992-01-13 | Nec Corp | ディジタル復調装置 |
-
1984
- 1984-09-29 JP JP59204489A patent/JPS6182552A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62196423U (ja) * | 1986-06-03 | 1987-12-14 | ||
WO1990006031A1 (en) * | 1988-11-17 | 1990-05-31 | Plessey Electronic Systems Corp. | Digital differential phase-shift keyed decoder |
US4965810A (en) * | 1988-11-17 | 1990-10-23 | Plessey Electronics Systems Corp. | Digital differential phase-shift keyed decoder |
JPH048043A (ja) * | 1990-04-26 | 1992-01-13 | Nec Corp | ディジタル復調装置 |
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