JPH1056489A - ディジタル変調信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 伝送上で生じる周波数離調にも関わらず、安
定したＡＧＣ動作並びに良好なシンボルレートの復調を
行う。 【解決手段】 ＡＧＣループ部３内の局部発振器７１の
発振信号の周波数（ｆＩＦ−ｆｃ）の内（ｆｃ）を（ｆ
ｓ＋α）とする（ｆｓは、シンボルレート）。２ｎｄＩ
Ｆ信号と局部発振器７１からの発振信号を周波数変換器
９で混合し、３ｒｄＩＦ信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器
１３は、３ｒｄＩＦ信号を４ｆｓのタイミングでデジタ
ル信号に変換し、振幅情報検出器１７で絶対値をとる。
そして、比較器２１で振幅基準レベルとの誤差をとり、
ループフィルタ２３で積分し、Ｄ／Ａ変換器２５でＡＧ
Ｃアンプ５への制御電圧を生成する。また、直交検波部
４１の数値制御発振器（ＮＣＯ）の発生信号の基準周波
数（ｆｃ）を（ｆｓ＋α）とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は多値直交振幅変調
（ＱＡＭ）方式、又は多相位相変調（ＰＳＫ）方式、ま
たは多値残留側波帯（ＶＳＢ）方式を用いて変調された
ディジタル受信信号を、シンボルレートのｎ倍（ｎは３
以上の整数）の周波数でＡ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換
後の信号を用いて利得制御と復調処理を行うディジタル
変調信号復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】信号レベルが２値で表されるディジタル
信号を伝送するために用いられるディジタル変調方式と
して、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ) 、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕ
ｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ) 等の方式が知られてい
る。

【０００３】これらディジタル変調方式の変調器（以下
ディジタル変調器と記す）では、所定の時間間隔でサン
プリング、量子化されたディジタル信号（以下シンボル
と記す）を用いてアナログの搬送波（以下キャリアと記
す）を変調する。シンボルのサンプリングレートは通常
シンボルレートと呼ばれる。

【０００４】近年、ディジタル技術の進歩によりこの変
調信号をディジタル直交検波器で復調するディジタル復
調器がさかんに開発されるようになった。ディジタル復
調器では、中間周波信号としてこのシンボルレートに等
しい周波数帯を選び、ダウンコンバートして復調処理が
一般的に行われている。

【０００５】ディジタル変調方式における復調装置（以
下ディジタル変調信号復調装置と記す）では、変調され
たアナログ信号よりキャリア成分を再生し、ディジタル
信号であるシンボルを再生する。

【０００６】シンボルの信号振幅は、決められた飛び飛
びの値（このシンボルの取りうる値を以下、シンボルレ
ベルと記す）として伝送されてくるが、伝送路のひずみ
や雑音等により復調信号ではずれを生じる。

【０００７】そこで、通常、再生された信号はシンボル
レベルと比較され、最も近いシンボルレベルが再生シン
ボル値となる。このためシンボル間隔の小さい多相ＰＳ
Ｋ、あるいは多値ＱＡＭになるほどわずかな信号レベル
の誤差がシンボルの正確な復調を妨げ、ビット誤り率に
大きく影響してくる。

【０００８】このような理由から、ディジタル変調信号
復調装置で正確にシンボルを復調するためには、ディジ
タル変調信号を常にある一定の信号レベルで復調するこ
とが必要であり、高精度で安定した自動利得制御回路
（以下ＡＧＣ回路と記す。ＡＧＣ：Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ
Ｃｏｎｔｒｏｌ）が不可欠である。

【０００９】ＡＧＣ回路は一般に、積分型ループフィル
タ、ディジタル／アナログ変換器（以下Ｄ／Ａ変換器と
記す）、電圧制御発振器（以下ＶＣＯと記す）、利得制
御アンプ（以下ＡＧＣアンプと記す）で構成される。以
下、図５を用いてＡＧＣ回路の動作を説明する。

【００１０】図５は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）あるいはＱ
ＡＭでディジタル変調された受信信号を、局部発振信号
と混合してキャリアの中心周波数（ｆｃ）がシンボルレ
ート（ｆｓ）に等しい中間周波信号になるようにダウン
コンバートし、この中間周波信号をアナログ／ディジタ
ル変換（以下Ａ／Ｄ変換と記す）した後、直交検波によ
り同相軸（Ｉ）、直交軸（Ｑ）のベースバンドデータに
復調するディジタル変調信号復調装置の一例である。中
間周波信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング周波数は
シンボルレート（ｆｓ）の４倍である。

【００１１】今、受信したディジタル変調信号（以下２
ｎｄＩＦ信号と記す）が端子１に供給され、ＡＧＣアン
プ５を介して周波数変換器９に供給される。

【００１２】ディジタル変調器で作られた変調信号は、
通常高いキャリア周波数（数十〜数百ＭＨｚ：ＲＦ帯）
にシフトして送信されている（以下ＲＦ信号と記す）。
このＲＦ信号を選局し、チューナで必要な信号だけをＩ
Ｆ帯( 中心周波数: ｆＩＦ）までダウンコンバートして
フィルタをかけるのが一般的である。またこの時、周波
数多重された他の変調信号との相互変調を受けにくい、
ダブルコンバージョンチューナが用いられることが多
い。

【００１３】ダブルコンバージョンチューナでは、ＲＦ
帯（ＭＨｚ帯）にあるキャリア周波数を、一度ＧＨｚ帯
にアップコンバートした後（１ｓｔＩＦ信号) 、バンド
パスフィルタにより所望信号を抜き出しダウンコンバー
トして目的の信号を得る（前記２ｎｄＩＦ信号) 。この
結果、後段の帯域通過フィルタは常に固定された帯域の
特性だけを持たせればいいので処理が簡単になる。

【００１４】端子１に入力された２ｎｄＩＦ信号は、キ
ャリア周波数（ｆｃ）をシンボルレート（ｆｓ）にする
べく、周波数変換器９で３ｒｄＩＦ信号にダウンコンバ
ートされる。実際には、ダウンコンバート後の中心周波
数はシンボルレート（ｆｓ）と多少のずれを生じる。こ
の原因についての詳細は後述する。

【００１５】ＡＧＣアンプ５には後述するＤ／Ａ変換器
２５からアンプ制御電圧も供給されている。ＡＧＣアン
プ５は、アンプ制御電圧の大きさに応じて、入力信号の
利得を変化させて出力する利得制御アンプである。

【００１６】周波数変換器９には、局部発振器７から局
部発振信号が供給されている。局部発振器７は、入力さ
れたディジタル変調信号のキャリア周波数（ｆＩＦ）)
を所望の３ｒｄＩＦ信号（ｆｃ）にダウンコンバートす
るために（ｆＩＦ−ｆｃ）で発振しているオシレータ
（以下ＸＯと記す）である。

【００１７】例えば今、受信したディジタル変調信号(
２ｎｄＩＦ信号) のキャリア周波数（ｆＩＦ）が４４Ｍ
Ｈｚ、シンボルレート（ｆｓ）が８ＭＨｚとすると、局
部発振器７は（ｆＩＦ−ｆｃ）＝４４−８＝３６ＭＨｚ
で発振しているＸＯを用いる。

【００１８】しかし実際には、変調器側でのシンボルの
サンプリングレート、すなわち復調装置側で再生したシ
ンボルレート（ｆｓ）と、復調装置側でダウンコンバー
トした３ｒｄＩＦ信号の中心周波数（ｆｃ）には微小な
ずれが生じる。これは、送受信の過程で、変調信号をア
ップ／ダウンコンバートを行う際に誤差が生じるためで
ある。つまり変調信号を一度高いキャリア周波数にシフ
トして送受信したディジタル変調信号には伝送路上で周
波数離調が生じる。

【００１９】たとえば今、伝送路での周波数離調をΔｆ
とすると、端子１において受信した２ｎｄＩＦ信号のキ
ャリア周波数は（ｆＩＦ＋Δｆ）となる。通常後段の周
波数変換器９においては、シンボルレート（ｆｓ）に等
しい（ｆｃ）にキャリアの中心周波数をダウンコンバー
トするために、２ｎｄＩＦキャリア周波数と、局部発振
器７の発振周波数（ｆＩＦ−ｆｃ）を乗算するが、今、
２ｎｄＩＦ信号のキャリア周波数はΔｆ分離調している
ため、周波数変換後の３ｒｄＩＦ信号の中心周波数（ｆ
ｃ）は、シンボルレート（ｆｓ）からΔｆ分ずれて（ｆ
ｃ＋Δｆ）となる（ｆｃ＝ｆｓ）。

【００２０】周波数変換器９でダウンコンバートされた
ディジタル変調信号（３ｒｄＩＦ信号）は、ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）１１によって、Ａ／Ｄ変換における折
り返し成分が発生しないように不要な周波数成分（周波
数変換に伴う２次、３次の高調波成分）が除去された
後、Ａ／Ｄ変換器１３に入力される。

【００２１】３ｒｄＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器１３にお
いて、シンボルレート（ｆｓ）の４倍のサンプリングレ
ートでＡ／Ｄ変換される。この時の動作クロック周波数
（４ｆｓ）は、後段のシンボルタイミング再生回路５７
の出力をＤ／Ａ変換器５９でＤ／Ａ変換した値によって
制御される電圧制御水晶発振器（以下ＶＣＸＯと記す）
１５から供給される。

【００２２】説明を簡単にするために、今ＶＣＸＯ１５
からのクロックは、クロック位相誤差が無く正確にシン
ボルレート（ｆｓ）の４倍で供給されているものとす
る。Ａ／Ｄ変換された３ｒｄＩＦ信号は、振幅情報検出
器１７と直交検波部３１内の乗算器３３、３５に供給さ
れる。

【００２３】振幅情報検出器１７は、前述したＡＧＣア
ンプ５のアンプ制御電圧を決定するためのものである。
アンプ制御電圧は基本的には復調シンボルの平均電力や
平均振幅から決定されるが、受信信号の振幅に依存して
変化する情報であればなんでもよい。図５の例では、入
力信号の絶対値を算出する絶対値算出器を使用してい
る。

【００２４】振幅情報検出器１７で算出されたサンプル
の絶対値情報は、比較器２１で振幅基準レベル発生器１
９から供給される入力信号の基準レベルと比較され、こ
の結果は振幅誤差信号としてループフィルタ２３で積分
される。

【００２５】ループフィルタ２３で積分し平滑化された
振幅誤差信号は、Ｄ／Ａ変換器２５でディジタル／アナ
ログ変換され、前述のＡＧＣアンプ５の利得制御電圧と
して供給される。

【００２６】以上説明してきたＡＧＣアンプ５、周波数
変換器９、局部発振器７、ＬＰＦ１１、Ａ／Ｄ変換器１
３、ＶＣＸＯ１５、振幅情報検出器１７、比較器２１、
振幅基準レベル発生器１９、ループフィルタ２３、Ｄ／
Ａ変換器２５は、ＡＧＣループ部３を構成している。

【００２７】一方、Ａ／Ｄ変換器１３の出力であるディ
ジタル信号は、振幅情報検出器１７に供給されると共
に、直交検波部３１内の乗算器３３、３５にも供給され
る。直交検波部３１は、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデ
ータを直交検波し、同相信号Ｉ、直交信号Ｑを復調す
る。

【００２８】ロールオフフィルタ５１は、乗算器３３の
出力のうち２ｆｓをセンターとする折り返し成分の除
去、波形整形を行う。ロールオフフィルタ５３は、乗算
器３５の出力のうち２ｆｓをセンターとする折り返し成
分の除去、波形整形を行う。

【００２９】この時、後述するキャリア位相誤差検出器
５５で求められた誤差を数値制御発振器（以下ＮＣＯと
記す）４１で調整しながらＳＩＮ発生器３７、ＣＯＳ発
生器３９の発振周波数を変え、周波数および位相誤差が
残らないようにする。キャリア位相誤差検出器５５は、
キャリアの周波数および位相誤差を求めてその誤差を打
ち消すようにＮＣＯ４１の発振周波数を調整する。

【００３０】キャリア位相誤差検出器５５とＮＣＯ４１
の一般的な動作を説明する。時刻ｔ及び時刻ｔ＋１で検
出された位相θｔ、θｔ＋１について、（θｔ−θｔ＋
１）／（（ｔ＋１）−ｔ）＝Δθ／Δｔを求める。これ
は、時間差Δt が十分微小であると考えると、Δθ／Δ
ｔ＝ｄθ／ｄｔ＝Δｆとなる。Δｆは、ＮＣＯ４１の基
準の発振周波数（以下単に基準周波数と記す）（ｆｃ）
からの周波数ずれである。すなわち、Δｆの符号を見る
とＮＣＯ４１の基準周波数と受信信号キャリア周波数の
大小関係が分かるので、この比較結果を用いてＮＣＯ４
１の基準周波数を入力に同期させる。

【００３１】そして、この基準周波数をＳＩＮ発生器３
７、ＣＯＳ発生器３９を通してフィードバックして乗算
器３５、３３の入力信号と掛け合わせることにより、徐
々に周波数誤差を小さくするように動作する。またΔｆ
が十分小さい場合はθｔと基準位相を比較することで位
相誤差が検出でき、その結果を用いて位相制御を行う。

【００３２】次にこのような構成のディジタル信号復調
装置における自動利得制御回路、特にＡＧＣループ部３
の動作を図６、図７を用いて説明する。説明を簡単にす
るために、入力ＩＦ信号は無変調キャリア、すなわち振
幅レベルが一定の正弦波、またシンボルレート（ｆｓ）
＝８ＭＨｚ、Ａ／Ｄ変換器１３のクロック周波数は、
（８×４＝）３２ＭＨｚとする。

【００３３】図６（ａ）は、サンプリングクロック（４
ｆｓ）とＡ／Ｄ変換器１３の出力である変調波サンプリ
ング信号を示している。変調波のキャリア中心周波数
（ｆｃ）は、前述の通り、シンボルレート（ｆｓ）から
Δｆだけ周波数離調をもつため、正確にシンボルレート
（ｆｓ）の周期とはなっていない。そこでシンボルレー
ト（ｆｓ）の４倍の動作周波数でＡ／Ｄ変換された３ｒ
ｄＩＦ信号は、図６（ａ）の黒点のようにサンプリング
され、振幅情報検出器１７と、乗算器３３、３５に供給
される。

【００３４】振幅情報検出器１７で絶対値を検出したＡ
／Ｄ変換器１３出力は、図６（ｂ）の黒点で示した値と
なり、比較器２１で振幅基準レベルと比較が行われる。

【００３５】振幅基準レベルは、前述のＡＧＣアンプ５
において規定の出力振幅を与える制御電圧のディジタル
値であり一定値である。今、基準振幅が図６（ｂ）の点
線で示したようなレベルで振幅基準レベル発生器１９か
ら与えられているとすると、比較器２１において各サン
プル値との減算結果が図６（ｃ）の矢印で示した値とな
り、この値がループフィルタ２３に供給されることによ
り、積分される。

【００３６】ループフィルタ２３での積分の結果を平滑
化すると、図７（ａ）に示すような曲線が得られる。
今、仮に基準振幅レベルそのものが目的とするＡＧＣア
ンプ５の出力レベルに一致し、平均の振幅レベルが基準
振幅レベルよりも低い時にはアンプ制御電圧のレベルを
上げてゲインを上げるように、逆に大きい時にはアンプ
制御電圧のレベルを下げることによりゲインを下げて、
出力レベルを一定に保つようにＡＧＣアンプ５が動作す
るとする。

【００３７】この時Ｄ／Ａ変換器２５の出力であるアン
プ制御電圧は、図７（ｂ）に示したようになる。図７
（ｂ）において、ループフィルタ２３におけるフィルタ
の時定数が小さい場合は（ア）に示したような振幅で、
フィルタの時定数が大きい場合は、（イ）に示したよう
な小さい振幅で変動するアンプ制御電圧がＤ／Ａ変換器
２５の出力として得られる。

【００３８】このように、アンプ制御電圧のレベルはあ
る一定の周期を持って変動してしまう。これは、Ａ／Ｄ
変換器１３に入力されるキャリアの中心周波数（ｆｃ）
と、ディジタル信号復調装置器側で再生するシンボルレ
ート（ｆｓ）は通常一致させるように動作させるが、前
述したように実際には伝送路における周波数変換の際に
周波数離調（Δｆ）が生じ、キャリアの中心周波数（ｆ
ｃ）がシンボルレート（ｆｓ）に対して（Δｆ) だけず
れてしまうためである。図７（ｂ）で示した変動の周期
は、この周波数Δｆの周期に一致する。

【００３９】仮にループフィルタの時定数を非常に大き
くとれば、変動のレベルと周期はほとんど検知できない
ほど小さくなり、定常時のシンボル復調に際してはさほ
ど問題なくＡＧＣとして動作させることができるかもし
れない。ところが、フィルタ時定数を大きくすると、Ａ
ＧＣの引き込みスピードが遅くなったり、入力レベル変
動に追従できなくなる等実用上問題となる。

【００４０】すなわち、受信したディジタル変調信号の
振幅レベルが実際に激しく変動している場合、この変動
にＡＧＣループ部の動作が追従していけなくなり、ＡＧ
Ｃ回路としてうまく動作しないという問題が生じる。ま
た周波数離調（Δf ）はその絶対値が小さいほど前記変
動周期が長くなるため、これを考慮してもフィルタ時定
数を大きくとることは実際の装置において現実的ではな
い

【００４１】

【発明が解決しようとする課題】上記のように、多値直
交振幅変調方式又は多相位相変調方式を用いて変調され
たディジタル受信信号を、シンボルレートに等しいキャ
リア中心周波数にダウンコンバートした後、シンボルレ
ートのｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数でＡ／Ｄ変換
し、このＡ／Ｄ変換後の信号を用いて利得制御と復調処
理を行うディジタル変調信号復調装置では、周波数離調
により、ダウンコンバートした際のキャリア中心周波数
がシンボルレートから微妙にずれてしまうために、ＡＧ
Ｃが安定に動作しないという問題があった。

【００４２】そこで本発明は、上記周波数離調にかかわ
らず、安定したＡＧＣ動作を行うディジタル変調信号復
調装置を提供することを目的とする。

【００４３】

【課題を解決するための手段】受信したディジタル変調
信号の搬送周波数が所定の中間周波数となるように前記
受信ディジタル変調信号と局部発振信号とを混合し中間
周波信号に変換して出力する周波数変換手段と、前記周
波数変換手段で周波数変換された中間周波信号を、シン
ボルレートのｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数でアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手
段と、前記アナログ／ディジタル変換後の中間周波信号
をディジタル処理で直交検波を行う直交検波手段とを具
備して成るディジタル変調信号復調装置において、前記
アナログ／ディジタル変換手段の出力から前記ディジタ
ル変調信号の振幅情報を検出する振幅情報検出手段と、
前記振幅情報と所定の基準レベルとの差を求めるレベル
誤差生成手段と、前記レベル誤差生成手段の出力を時間
的に平滑化する誤差平滑化手段と、前記誤差平滑化手段
の出力をもとに前記受信ディジタル変調信号の利得を可
変する利得可変手段と、を具備し、前記局部発振信号の
発振周波数を前記所定の中間周波数が前記シンボルレー
トから所定の偏差周波数分ずれた周波数となるように設
定したことを特徴とする。

【００４４】

【発明の実施の形態】図１に、本発明のディジタル変調
信号復調装置の第１の実施の形態を示す。図５と同一構
成要素については、同一参照符号を付し詳細な説明は省
略する。

【００４５】図５との違いは局部発振器７１の発振周波
数、及びＮＣＯ７３の基準周波数である。図５における
局部発振器７は、１ｓｔＩＦキャリア周波数（ｆＩＦ）
をｆｃ（＝ｆｓ）にダウンコンバートするために（ｆＩ
Ｆ−ｆｃ）で発振していた。本発明の実施の形態である
図１内の局部発振器７１は発振周波数（ｆＩＦ−ｆｃ）
の（ｆｃ）をｆｃ＝ｆｓ＋αと置くことにより、ダウン
コンバート後のキャリア中心周波数（ｆｃ）をシンボル
レート（ｆｓ）からα分だけずらすように発振してい
る。

【００４６】また直行検波部３１内のＮＣＯ７３の基準
周波数（ｆｃ）もシンボルレート（ｆｓ）にオフセット
値αを持たせたｆｓ＋αで発振している。

【００４７】αは、システム毎に設計者が適宜設定でき
る値であり、特に｜α｜＞ｍａｘ｜Δｆ｜と設定するこ
とにより、安定したＡＧＣ動作を確実にし、かつ良好な
復調動作が可能になる。

【００４８】このように構成されたディジタル変調信号
復調装置の動作を図２、図３を用いて説明する。説明を
簡単にするために、従来の場合と同様、受信ＩＦ信号は
無変調キャリア、シンボルレート（ｆｓ）＝８ＭＨｚ、
Ａ／Ｄ変換器１３のクロック周波数は（８×４＝）３２
ＭＨｚとする。

【００４９】図２（ａ）は、サンプリングクロック（４
ｆｓ）と、Ａ／Ｄ変換器１３の出力である変調波サンプ
リング信号を示している。受信した２ｎｄＩＦ信号は、
（ｆＩＦ−ｆｃ）で周波数変換されるが、受信キャリア
信号が（Δｆ）の周波数離調を持ち、さらに局部発振器
７１の（ｆｃ）成分は、シンボルレート（ｆｓ）からα
分だけオフセットを持たせているため、３ｒｄＩＦ中心
周波数のシンボルレート（ｆｓ）からのずれは図６
（ａ）と比較してもかなり大きくなっている。

【００５０】ＬＰＦ１１を介した中心周波数（ｆｃ＋Δ
ｆ）の３ｒｄＩＦ信号は、シンボルレート（ｆｓ）の４
倍（４ｆｓ）でＡ／Ｄ変換される。この時の動作クロッ
ク周波数（４ｆｓ）は、従来の場合と同様、後段のシン
ボルタイミング再生回路５７の出力を、Ｄ／Ａ変換した
値によって制御される電圧制御水晶発振器（以下ＶＣＸ
Ｏと記す）１５から正確に供給されているものとする。
Ａ／Ｄ変換後の３ｒｄＩＦ信号は、図２（ａ）の黒点の
ようなサンプル値となり、振幅情報検出器１７と、乗算
器３３、３５に供給される。

【００５１】振幅情報検出器１７で絶対値を検出したＡ
／Ｄ変換器１３出力は、図２（ｂ）のようなサンプル値
となり、比較器２１で振幅基準レベルと比較が行われ
る。

【００５２】今、基準振幅が図２（ｂ）の点線で示した
ようなレベルで振幅基準レベル発生器１９から与えられ
ているとすると、比較器２１において各サンプル値との
比較結果が図２（ｃ）の矢印で示した値となり、これら
が積分型ループフィルタ２３に供給されることにより、
平滑化される。積分型ループフィルタ２３での平滑化結
果の平均は、図３（ａ）に示す曲線のようになり、これ
をＤ／Ａ変換器２５でＤ／Ａ変換した値が後段のＡＧＣ
アンプ制御電圧となる。

【００５３】図３（ｂ）は、Ｄ／Ａ変換器２５の出力で
あるアンプ制御電圧のレベルの変動を示している。ルー
プフィルタ２３においてフィルタの時定数が小さい場合
は図３（ｂ）の（ア）に示したような振幅で、フィルタ
の時定数が大きい場合は（イ）に示したような小さい振
幅で変動するアンプ制御電圧がＤ／Ａ変換器２５の出力
として得られる。

【００５４】ここでアンプ制御電圧のレベルは３ｆｓ程
度の周期を持って変動している。この周期は図５の場合
では、２ｎｄＩＦ信号のキャリア周波数（ｆＩＦ）に、
伝送路上で周波数離調Δｆが乗ったため、ダウンコンバ
ート後のキャリア中心周波数（ｆｃ）とシンボルレート
（ｆｓ）との間に微小な周波数ずれ（Δｆ）が生じるた
めであった。

【００５５】第１の実施の形態である図１のディジタル
変調信号復調装置の場合、ダウンコンバートするキャリ
アの中心周波数（ｆｃ）に、オフセット値αを持たせて
いるため、周波数ずれの周期は｜Δｆ＋α｜となり、図
５の場合と比較してα分だけ大きくなる。したがってこ
の分周期の変動が短くなっている。つまり図７（ａ）に
示す如く４ｆｓで２５クロック分の周期で変動していた
ものが、図３（ａ）に示す如く４ｆｓで約３クロック分
の周期の変動となっている。

【００５６】このような周期のレベル変動は、フィルタ
時定数を比較的小さくしてもループフィルタで取り除く
ことが出来る。例えばシンボルレート（ｆｓ）の期間で
平均をとった場合を考えても、ループフィルタ２３の出
力が一定値になることは図３（ａ）、図３（ｂ）より明
らかである。

【００５７】ここで、オフセット値αについて考える。
伝送路での周波数離調（Δｆ）の最大値は、通常その放
送システムの規格により決まっており、受信器はその離
調が生じても問題なく復調できるように設計される。ま
た、仮になんらかの原因でそれ以上の離調が生じた場合
は、引き込み動作を二度三度と繰り返して周波数誤差を
取り除く。

【００５８】例えば今、伝送路において見込まれる周波
数離調（Δｆ）の最大値が±１ＭＨｚとする。図１に示
したディジタル変調信号復調装置において、ＱＰＳＫ変
調信号を離調＋５００ＫＨｚで受信したとすると、これ
は周波数引き込みが容易に可能な範囲の離調である。

【００５９】ところがオフセット値αを−５００ＫＨｚ
近傍にとった場合、従来問題であった微小な周波数ずれ
（Δｆ）が（ｆｃ）にのってしまうことになる。Δｆは
今５００ＫＨｚとして考えたが、伝送路上での離調なの
でどのような値になるか不定であるので、これを考えた
場合αの値は伝送路上で見込まれる最大の周波数離調の
絶対値よりも大きくとらなければならない。すなわち、 ｜α｜ ＞ ｍａｘ｜Δｆ｜ （Δｆ：伝送路での周波
数離調） である必要がある。例えば前述のＱＰＳＫ変調波の場
合、見込まれる最大周波数離調は±１ＭＨｚであった。
したがってこの場合のαの値は、 ＋１ＭＨｚ ＜ α または、 −１ＭＨｚ ＞ α である必要がある。

【００６０】次にこのような値にαをとった時、伝送路
において周波数離調が生じなかった場合、すなわち（Δ
ｆ＝０）の場合を考える。この場合、ダウンコンバート
した３ｒｄＩＦ信号の中心周波数は（ｆｃ＋α）とな
る。伝送路の周波数離調への対策から、αの範囲は｜α
｜＞｜１（ＭＨｚ）｜なので、ダウンコンバートした時
点で３ｒｄＩＦ信号の中心周波数はｆｃ（＝ｆｓ）より
±１ＭＨｚ以上離調していることになる。

【００６１】これは後段の直交検波部３１においてＮＣ
Ｏ７３が基準周波数（ｆｃ）で発振していた場合、周波
数誤差を取り除くことができず、引き込み動作を複数回
行わなければならないことを意味する。本実施の形態で
は、この問題を解決するためにＮＣＯ７３の基準周波数
（ｆｃ）も、 ｆｃ＝ｆｓ＋α （｜α｜＞ｍａｘ｜Δｆ｜） （Δ
ｆ：伝送路での周波数離調） と置くことにより、ダウンコンバートした際の３ｒｄＩ
Ｆ信号の中心周波数と一致した周波数でシンボルレート
（ｆｓ）を復調するようにしている。これにより伝送路
において周波数離調が生じなかった場合、すなわち（Δ
ｆ＝０）の場合でもアンプ制御電圧の変動の問題が発生
することがないことはもちろん、後段の直交検波部３１
においても良好にシンボルレート（ｆｓ）を復調するこ
とが出来る。

【００６２】図４は、本発明のディジタル変調信号復調
装置の第２の実施の形態を示す。第２の実施の形態で
は、第１の実施の形態と比較して、利得制御処理を周波
数変換処理の後段で行い、さらに振幅情報検出器７５が
自乗回路の場合を示している。説明を分かりやすくする
ために図１と同様の動作をする構成要素に関しては同じ
参照番号を付している。

【００６３】受信した２ｎｄＩＦ信号の利得はキャリア
周波数が変わっても変化することがない。よって、図１
における周波数変換器９と局部信号発振器７１を図４の
位置に配置してもＡＧＣを行うことは可能である。図４
において、端子１で受信した２ｎｄＩＦ信号は、周波数
変換器９において局部発振信号と混合され、キャリアの
中心周波数が（ｆｃ）である３ｒｄＩＦ信号にダウンコ
ンバートされる。この３ｒｄＩＦ信号がＡＧＣアンプ５
に与えられることによりＡＧＣの動作が行われる。

【００６４】また図１において、振幅情報検出器１７は
基準振幅と比較してＡＧＣアンプ５のアンプ制御電圧を
決定するためのものであった。アンプ制御電圧は基本的
には復調したシンボルの最大振幅から決定されるが、受
信信号の振幅に依存して変化する情報であればＡＧＣの
動作を行うことが可能である。よって図４に示したよう
に、入力信号の自乗値を算出する振幅情報検出器７５を
使用してもなんら差し支えない。

【００６５】振幅情報検出器７５で算出されたサンプル
の自乗値は、比較器２１で振幅基準レベル発生器１９か
ら供給される入力信号の基準レベルと比較され、この結
果は振幅誤差信号としてループフィルタ２３で積分され
る。図４におけるＡＧＣアンプ５の位置、及び振幅情報
検出器７５を除く他の構成要素の構成及び動作は図１と
同様である。

【００６６】以上、本発明を２つの実施の形態により説
明したが、この発明はこのような実施の形態に限定され
るものではない。

【００６７】例えば第１、第２の実施の形態において、
受信したディジタル変調信号に伝送路で周波数離調（Δ
ｆ）が生じた場合を説明した。しかし実際には周波数離
調は伝送路でのみ生じるものではない。例えば２ｎｄＩ
Ｆ信号を３ｒｄＩＦ信号にダウンコンバートするため
に、（ｆＩＦ−ｆｃ）で発振している局部発振器を用い
て周波数変換を行なったが、この局部発振器は一般に用
いられている水晶発振器であり、また周波数変換器はア
ナログミキサである場合が多い。この場合、局部発振器
の発振周波数は、周波数温度特性や電源電圧の微妙な変
動により変化し、変調波のキャリア周波数（ｆＩＦ）と
局部発振器の発振周波数（ｆＩＦ）の微小な差成分の周
期がアンプ制御電圧に現れてしまうことになる。

【００６８】またこれはＡ／Ｄ変換器１３の動作クロッ
ク周波数を与えるＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）１５
でも同様であり、第１の実施の形態において、ＶＣＸＯ
１５は正確にシンボルレート（ｆｓ）の４倍で発振して
いるものとして説明したが、やはり電源電圧の変動など
で発振周波数は微妙に変化する可能性がある。

【００６９】さらには、変調器側でシンボルレート（ｆ
ｓ）で変調する際、あるいはＩＦ帯に周波数変換する際
に用いる発振器でも同様のことが考えられ、この場合、
伝送路以前ですでに周波数離調が生じていると考えられ
る。

【００７０】しかしながら、これら発振周波数の最大離
調もそれぞれの部品の仕様等で予め知ることができ、シ
ステムの設計段階で考慮にいれることができる。すなわ
ち、局部発振器７１の発振周波数及び、後段の直交検波
部３１におけるＮＣＯ（数値制御発振器）７３の基準周
波数（ｆｃ）を、 ｆｃ＝ｆｓ＋α （｜α｜＞ｍａｘ｜Δｆ｜） ( Δ
ｆ：変復調器、伝送路を含む予測される総合周波数離
調) と置くことにより、生じた離調をオフセットα分大きく
できるので、良好なＡＧＣ動作及びディジタル復調動作
を行うことが可能である。このように、オフセット値α
の値は±１ＭＨｚ以上に限定されることはなく、システ
ム設計時の検討事項であることは当然である。

【００７１】これらの実施例を応用すれば、受信ディジ
タル変調信号を周波数変換によりシンボルレートに等し
いキャリア中心周波数にダウンコンバートした後、シン
ボルレートのｎ倍（ｎは３以上の整数）でＡ／Ｄ変換
し、このＡ／Ｄ変換後の信号を用いてＡＧＣ及び復調処
理を行うディジタル変調信号復調装置において、安定し
た利得制御と復調動作を実現することができる。この他
にも、この発明は要旨を逸脱しない範囲で種々様々に変
形実施可能であることは勿論である。

【００７２】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
受信したディジタル変調信号を、復調装置側で周波数変
換によりシンボルレートに等しいキャリア中心周波数に
ダウンコンバートする際に、局部発振器の発振周波数に
オフセット値を持たせるようにすることで、Ａ／Ｄ変換
後の変調信号からＡＧＣの動作を行う場合に、安定した
利得制御を実現することができる。

【００７３】またこのオフセット値は、変復調装置、お
よび伝送路で総合的に発生し得る最大の周波数離調の絶
対値よりも大きい値に設定し、後段のＮＣＯ（数値制御
発振器）の基準周波数にも同じオフセット値を持たせる
ように構成することにより、直交検波によるディジタル
復調においても良好にシンボルレートの復調をすること
が出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のディジタル変調信号復調装置の第１の
実施の形態の構成を示すブロック図である。

【図２】図１のディジタル変調信号復調装置の動作を説
明するための波形図である。

【図３】図１のディジタル変調信号復調装置の動作を説
明するための波形図である。

【図４】本発明のディジタル変調信号復調装置の第２の
実施の形態の構成を示すブロック図である。

【図５】従来のディジタル変調信号復調装置の構成を示
すブロック図である。

【図６】図５のディジタル変調信号復調装置の動作を説
明するための波形図である。

【図７】図５のディジタル変調信号復調装置の動作を説
明するための波形図である。

【符号の説明】

３・・・ＡＧＣループ部、５・・・ＡＧＣアンプ、９・
・・周波数変換器、７１・・・局部発振器（ＸＯ）、１
３・・・Ａ／Ｄ変換器、１５・・・電圧制御水晶発振器
（ＶＣＸＯ）、１７・・・振幅情報検出器、７５・・・
振幅情報検出器、１９・・・振幅基準レベル発生器、２
１・・・比較器、２３・・・ループフィルタ、２５・・
・Ｄ／Ａ変換器、３１・・・直交検波部、３３・・・乗
算器、３５・・・乗算器、３７・・・ＳＩＮ発生器、３
９・・・ＣＯＳ発生器、７３・・・数値制御発振器（Ｎ
ＣＯ）、５１・・・ロールオフフィルタ、５３・・・ロ
ールオフフィルタ、５５・・・キャリア位相誤差検出
器、５７・・・シンボルタイミング再生回路、５９・・
・Ｄ／Ａ変換器。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信したディジタル変調信号の搬送周波
   数が所定の中間周波数となるように前記受信ディジタル
   変調信号と局部発振信号とを混合し中間周波信号に変換
   して出力する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段で周波数変換された中間周波信号
   を、シンボルレートのｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波
   数でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタ
   ル変換手段と、 前記アナログ／ディジタル変換後の中間周波信号をディ
   ジタル処理で直交検波を行う直交検波手段とを具備して
   成るディジタル変調信号復調装置において、 前記アナログ／ディジタル変換手段の出力から前記ディ
   ジタル変調信号の振幅情報を検出する振幅情報検出手段
   と、 前記振幅情報と所定の基準レベルとの差を求めるレベル
   誤差生成手段と、 前記レベル誤差生成手段の出力を時間的に平滑化する誤
   差平滑化手段と、 前記誤差平滑化手段の出力をもとに前記受信ディジタル
   変調信号の利得を可変する利得可変手段と、 を具備し、 前記局部発振信号の発振周波数を前記所定の中間周波数
   が前記シンボルレートから所定の偏差周波数分ずれた周
   波数となるように設定したことを特徴とするディジタル
   変調信号復調装置。
2. 【請求項２】 前記利得可変手段は、周波数変換後の前
   記所定の中間周波信号の利得を可変する利得可変手段で
   あることを特徴とする請求項１に記載のディジタル変調
   信号復調装置。
3. 【請求項３】 前記振幅情報検出手段は、前記ディジタ
   ル変調信号を前記シンボルレートのｎ倍（ｎは３以上の
   整数）の周波数でサンプリングしたサンプル値の絶対値
   を求める手段であることを特徴とする請求項１または２
   に記載のディジタル変調信号復調装置。
4. 【請求項４】前記振幅情報検出手段は、前記ディジタル
   変調信号を前記シンボルレートのｎ倍（ｎは３以上の整
   数）の周波数でサンプリングしたサンプル値を２乗した
   値を求める手段であることを特徴とする請求項１または
   ２のいずれかに記載のディジタル変調信号復調装置。
5. 【請求項５】 前記所定の偏差周波数分は、その絶対値
   が当該変復調器および伝送路で総合的に発生し得る周波
   数離調の最大値の絶対値よりも大きい値に設定されるこ
   とを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のディ
   ジタル変調信号復調装置。
6. 【請求項６】 前記直交検波手段は、アナログ／デジタ
   ル変換されたディジタルデータを同相信号Ｉに復調する
   ための第１の乗算器と、アナログ／デジタル変換された
   ディジタルデータを直交信号Ｑに復調するための第２の
   乗算器と、前記第１の乗算器に発振信号を供給するＣＯ
   Ｓ発生手段と、前記第２の乗算器に発振信号を供給する
   ＳＩＮ発生手段とを具備し、前記ＣＯＳ発生手段と前記
   ＳＩＮ発生手段の前記発振信号の基準周波数は前記シン
   ボルレートから所定の偏差周波数分ずれていることを特
   徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のディジタル
   変調信号復調装置。
7. 【請求項７】 前記基準周波数における前記所定の偏差
   周波数分は、その絶対値が当該変復調器および伝送路で
   総合的に発生し得る周波数離調の最大値の絶対値よりも
   大きい値に設定されることを特徴とする請求項１乃至４
   のいずれかに記載のディジタル変調信号復調装置。