JPH0936924A

JPH0936924A - 多値ｆｓｋ受信装置

Info

Publication number: JPH0936924A
Application number: JP18700095A
Authority: JP
Inventors: Seizo Nakamura; 精三中村
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1995-07-24
Filing date: 1995-07-24
Publication date: 1997-02-07

Abstract

(57)【要約】【目的】ダイレクトコンバージョン方式のメリットを
享受しながら、受信した多値ＦＳＫ変調波信号の搬送波
周波数に拘らず、周波数情報（位相情報）を高精度に取
り出すことができる、しかも集積回路化に適した多値Ｆ
ＳＫ受信装置を実現する。【構成】受信した多値ＦＳＫ変調波信号を直交検波
し、その低域成分を取出してＱチャネル信号及びＩチャ
ネル信号を得る直交検波手段３〜８を有する。また、直
交検波により得られたＱチャネル信号及びＩチャネル信
号を直交変調する直交変調手段１３〜１７を有する。さ
らに、この直交変調手段によって得られた多値ＦＳＫ変
調波信号を多値ＦＳＫ検波する多値ＦＳＫ検波回路１９
を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ダイレクトコンバージ
ョン受信方式を適用している多値ＦＳＫ受信装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】ダイレクトコンバージョン受信方式を適
用している受信装置は、周波数選択用のフィルタをＩＣ
（集積回路）の中に構成できる等の特徴により、小型
化、低価格化が実現できるので、２値のＦＳＫ（Freque
ncy Shift Keying）変調波信号の受信装置、特にページ
ャー装置用として注目されている。

【０００３】ダイレクトコンバージョン受信装置の特徴
は、(1) ＲＦ信号をベースバンド信号に直接落とすの
で、イメージ周波数が存在せず、従って通常のスーパー
ヘテロダイン方式に必要なイメージ除去用のフィルタが
必要ない、(2) チャネル選択用のフィルタとして、ベー
スバンド帯域におけるＬＰＦが使え、ＩＣの中に組み込
めるので、高価なＩＦフィルタが削除できる、こと等で
ある。

【０００４】図２は、ダイレクトコンバージョン受信装
置に適用されている従来の２値ＦＳＫ復調回路の原理構
成を示したものである。

【０００５】ダイレクトコンバージョン受信装置はＩＦ
周波数が０の受信装置と考えられ、２種類の周波数成分
を区別するために、９０°位相の異なった二つの局部発
振信号を使って直交検波する形式をとっている。

【０００６】ここで、ページャー装置用の２値ＦＳＫ変
調波信号では、周波数の高い方を“０”に、低い方を
“１”に対応させている。すなわち、搬送波周波数をω
c 、二つの周波数成分を（ωc ＋Δω）と（ωc −Δ
ω）とすれば、アンテナ１が捕捉し、ＲＦ増幅段２が増
幅した受信信号（２値ＦＳＫ変調波信号であるので振幅
は無視する）は、伝送路で混入された雑音成分がない場
合には、送信符号が“１”のときに、 Cos （ωc −Δω）ｔ …(1) 送信符号が“０”のときに、 Cos （ωc ＋Δω）ｔ …(2) をとるものとなる。

【０００７】(1) 式又は(2) 式で表される受信信号と、
局部発振回路６が出力した搬送波信号Cos ωc ｔをπ／
２移相器５によってπ／２だけ移相させた信号とを、ミ
キサ３において乗算した後ＬＰＦ（チャネルフィルタ）
７を通過させて低域成分だけを取出すと、得られたＱチ
ャネルの信号は、送信符号が“１”の場合に、 Cos （Δωｔ＋π／２） …(3) 送信符号が“０”の場合に、 Cos （Δωｔ−π／２） …(4) で表されるものとなる。

【０００８】一方、(1) 式又は(2) 式で表される受信信
号と、局部発振回路６が出力した搬送波信号Cos ωc ｔ
とを、ミキサ４において乗算した後、ＬＰＦ（チャネル
フィルタ）８を通過させて低域成分だけを取出すと、得
られたＩチャネルの信号は、送信符号が“１”であろう
と“０”であろうと、 Cos （Δωｔ） …(5) で表されるものとなる。

【０００９】すなわち、送信符号が“１”の場合には、
Ｑチャネル信号はＩチャネル信号より位相がπ／２だけ
進んでおり、一方、送信符号が“０”の場合には、Ｑチ
ャネル信号はＩチャネル信号より位相がπ／２だけ遅れ
ている。従って、Ｉチャネル信号を基準に、Ｑチャネル
信号の位相の進み遅れを判定することにより、送信符号
を判定することができる。

【００１０】リミッタ９及び１０、並びに、Ｄ型フリッ
プフロップ１１は、かかる位相関係の判定（従って符号
判定）のために設けられている。

【００１１】ＬＰＦ７からのＱチャネル信号は、リミッ
タ９によって、図３（ａ１）又は（ｂ１）に示すよう
に、パルス信号に波形整形されてＤ型フリップフロップ
１１のデータ入力端子に入力される。一方、ＬＰＦ８か
らのＩチャネル信号は、リミッタ１０によって、図３
（ａ２）又は（ｂ２）に示すように、パルス信号に波形
整形されてＤ型フリップフロップ１１のクロック入力端
子に入力される。波形整形されたＩチャネル信号の立上
りエッジは、送信符号が“１”の場合には、図３（ａ
１）及び（ａ２）に示すように、波形整形されたＱチャ
ネル信号の“１”レベル期間に生じ、送信符号が“０”
の場合には、図３（ｂ１）及び（ｂ２）に示すように、
波形整形されたＱチャネル信号の“０”レベル期間に生
じ、従って、Ｄ型フリップフロップ１１によって、Ｉチ
ャネル信号の立上りエッジでＱチャネル信号をラッチし
たものが送信符号を表すものとなり、当該受信装置のデ
ータ出力となる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、近年、電波
の周波数有効利用が望まれ、ある一定の帯域幅のなかで
より多くの情報を送ることが要求されている。かかる要
求に応じる方法の１つとして、４値あるいはそれ以上の
多値ＦＳＫ変調波信号の伝送方式を伝送装置（例えばペ
ージャー装置や移動電話端末）に適用することが検討さ
れている。

【００１３】図２に示した装置は、上述したように、ダ
イレクトコンバージョン受信方式を適用した２値ＦＳＫ
受信装置であるが、同種の考え方を多値ＦＳＫ変調波信
号の受信装置に適用できるならば、ダイレクトコンバー
ジョン受信方式が有する上述した各種のメリットを享受
できて好ましい。しかしながら、図２に示した装置で
は、Ｉチャネル信号に対するＱチャネル信号の位相の進
み遅れしか判別できず（受信信号の周波数偏移が高いか
低いか（極性）の区別しかできず）、４値以上のＦＳＫ
変調波信号の受信装置にはその考え方を適用できない。

【００１４】４値以上のＦＳＫ変調波信号のダイレクト
コンバージョン受信方式を適用した受信装置として、近
年、下記文献１に記載のものが提案された。

【００１５】文献１：『齋藤、赤岩共著、「４値ＦＳＫ
信号のダイレクトコンバージョン受信方式」、電子情報
通信学会研究会技術報告、ＳＳＥ９４−１６２、ＲＣＳ
９４−１２４、１９９４年１１月』この文献１に記載の受信装置は、４値ＦＳＫ変調波信号
の場合、ＩＱ平面上の信号点が４種類で回転することに
着目し、ＩＱ平面上での信号点の回転方向と回転速度を
別々に検波し、その検波結果を組合せて４値ＦＳＫ変調
波信号の検波を行なうものである。ここで、回転速度の
検出は、１タイムスロット当りの信号点軌跡とＩ軸及び
Ｑ軸との交差回数をカウンタで数える方式を採用してい
る。

【００１６】しかしながら、交差回数は当然に整数であ
って離散値であり、回転速度を段階的にしか示さない指
標である。そのため、雑音によって交差回数が変化した
場合、正規の交差回数に対するその変化分の割合は大き
い。従って、信号対雑音比（例えばＥｂ／Ｎｏ）が小さ
いときには、回転速度の検出誤りが増加しやすく、その
結果、再生データの誤り率も高くなる。特に、変調指数
ｍが小さいときは、１タイムスロット当りの正規の交差
回数が少なくて雑音の影響を受けやすく、上記課題が発
生し易い。

【００１７】例えば、ＦＬＥＸ−ＴＤと呼ばれる方式で
は、１６００ｂｐｓ、３２００ｂｐｓ、６４００ｂｐｓ
のデータ伝送速度のデータが送られるが、一番速い６４
００ｂｐｓでは４値ＦＳＫ変調波信号で、３２００シン
ボル／秒（以下、ｓｐｓと略称する）であり、４値の周
波数偏移はそれぞれ±１．６ＫＨｚ、±４．８ＫＨｚで
ある。このうち、小さい方の周波数偏移は±１．６ＫＨ
ｚであるので、３２００ｓｐｓでは片側の＋１．６ＫＨ
ｚ又は−１．６ＫＨｚでは１シンボル時間に０．５サイ
クルしか存在しないことになる。図２におけるリミッタ
９又はリミッタ１０を通した波形は、図３（ａ１）若し
くは（ａ２）、又は、（ｂ１）若しくは（ｂ２）のよう
に振幅方向の情報がなく、周波数の大きさが大きいか小
さいかの判定が非常に難しくなる。リミッタ９、１０を
通す前の波形には振幅情報が入っており、たとえ１シン
ボル時間中の波形が０．５サイクルでも周波数の大きさ
が大きいか小さいかの判定が可能であるが、デジタル回
路で処理するためには、リミッタ９、１０を通すという
処理が必要になるので、振幅情報の中に入っている周波
数情報が失われてしまうという自己矛盾に陥ってしま
う。

【００１８】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明の多値ＦＳＫ受信装置は、受信した多値ＦＳ
Ｋ変調波信号を直交検波し、その低域成分を取出してＱ
チャネル信号及びＩチャネル信号を得る直交検波手段
と、直交検波により得られたＱチャネル信号及びＩチャ
ネル信号を直交変調する直交変調手段と、この直交変調
手段によって得られた多値ＦＳＫ変調波信号を多値ＦＳ
Ｋ検波する多値ＦＳＫ検波回路とでなることを特徴とす
る。

【００１９】

【作用】本発明の多値ＦＳＫ受信装置においては、ダイ
レクトコンバージョン方式に従うメリットを享受できる
ように、受信した多値ＦＳＫ変調波信号を直交検波手段
によって直交検波し、その低域成分を取出すことでチャ
ック選択を行なってＱチャネル信号及びＩチャネル信号
を得ると共に、デジタル構成の多値ＦＳＫ検波回路を適
用したとしても、多値ＦＳＫ検波回路がデジタル変調に
よる周波数成分の弁別を十分にできるように、直交検波
により得られたＱチャネル信号及びＩチャネル信号を直
交変調手段によって直交変調して再び多値ＦＳＫ変調波
信号とし、多値ＦＳＫ検波回路で多値ＦＳＫ検波するこ
ととした。

【００２０】これにより、ダイレクトコンバージョン方
式のメリットを享受しながら、受信した多値ＦＳＫ変調
波信号の周波数情報（位相情報）を高精度に取り出すこ
とができ、符号の再生精度を高めることができる、しか
も集積回路化に適した装置を実現できる。

【００２１】

【実施例】

（Ａ）本発明の各実施例に共通する技術的思想本発明による多値ＦＳＫ受信装置の各実施例は、以下の
ような共通する技術的思想により、ダイレクトコンバー
ジョン方式に従ってベースバンド信号に変換された多値
ＦＳＫの信号における周波数検出（周波数偏移検出）を
デジタル回路で行なって、多値ＦＳＫ変調波信号を受信
できるようにしたものである。

【００２２】すなわち、デジタル処理するためにリミッ
タを通すと振幅情報がなくなるわけであるが、１シンボ
ル中の波数を多くすれば位相情報を高精度に取り出すこ
とができることに着目し、ベースバンド信号に変換され
た周波数変調信号をアップコンバートして周波数を上
げ、１シンボル中の波数を増加させてデジタル処理が可
能なようにしたものである。

【００２３】さらに言い換えると、本発明による多値Ｆ
ＳＫ受信装置の各実施例は、通常のダイレクトコンバー
ジョン方式でＩＣ化の可能な回路構成によって選択度を
確保し、しかる後にデジタル処理回路によって多値ＦＳ
Ｋの検出を行なおうとしたものである。

【００２４】このようなＩＣ化の可能な回路構成によっ
て選択度を確保した後にデジタル処理回路によって多値
ＦＳＫの検出を行なうという考え方に従う多値ＦＳＫ受
信装置としては、本発明の前に、文献２に記載のものも
提案されている（周波数変調信号のアップコンバートと
いう技術思想はない）。この文献２に記載のものは、Ｉ
チャネル信号及びＱチャネル信号をＡＤコンバータを介
してデジタル信号に変換した後、アークタンジェント関
数を書き込んだテーブルＲＯＭから瞬時位相を得、その
差分値の積分放電値から多値判定を行なうものである。
しかし、この方式は消費電流が多くなるという問題があ
り、それに代る方法が求められており、本発明がなされ
た。

【００２５】文献２：『杉浦、鈴木、占部共著、「ダイ
レクトコンバージョン方式多値ＦＳＫ検波回路の検
討」、１９９５年電子情報通信学会総合大会、Ｂ−446
』（Ｂ）本発明による多値ＦＳＫ受信装置の第１実施例以下、本発明による多値ＦＳＫ受信装置の第１実施例を
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１が、第１実
施例の多値ＦＳＫ受信装置の全体構成を示すブロック図
であり、上述した図２との同一、対応部分には同一符号
を付して示している。

【００２６】第１実施例の多値ＦＳＫ受信装置も、ダイ
レクトコンバージョン方式に従って、受信した多値ＦＳ
Ｋ変調波信号からＱチャネル信号及びＩチャネル信号を
得るまでの構成は、すなわち、ＬＰＦ７、８までの処理
系は、図２に示した従来装置と同様であり、その説明は
省略する。これにより、ダイレクトコンバージョン方式
を適用したことによる上述したメリットを発揮させてい
る。

【００２７】しかし、ＬＰＦ７、８以降の処理系が従来
装置とは異なっている。すなわち、ミキサ１３及び１
４、π／２移相器１５、発振器１６、加算回路１７、リ
ミッタ増幅器１８、及び、多値ＦＳＫ検波回路１９から
構成されている。なお、リミッタ増幅器１８まではアナ
ログ処理回路であり、多値ＦＳＫ検波回路１９はデジタ
ル処理回路である。

【００２８】発振器１６は、再変調用の搬送波信号を発
生するものであり、発生された搬送波信号はミキサ１４
に直接与えられると共に、π／２移相器１５を介してπ
／２移相されてミキサ１３に与えられる。なお、再変調
用の搬送波信号は、例えば、局部発振器６が発生した復
調用の搬送波信号より周波数はかなり低く選定されてお
り、これにより、後半の処理系での処理が周波数面から
容易になるようになされている。

【００２９】ミキサ１３は、ＬＰＦ７からのＱチャネル
信号と、π／２移相器１５からのπ／２移相された再変
調用の搬送波信号とを混合するものであり、混合出力を
加算回路１７に出力する。一方、ミキサ１４は、ＬＰＦ
８からのＩチャネル信号と、再変調用の搬送波信号とを
混合するものであり、混合出力を加算回路１７に出力す
る。

【００３０】ミキサ１３及び１４は、上述したような混
合を実行できるものであればその内部構成は問わないも
のであるが、例えば、ミキサ１４について図４に示すよ
うなオペアンプ１４−２及び１４−３、スイッチ１４−
６及び１４−７、インバータ１４−８等を備えて、図５
に示すような被変調信号及び変調信号の変換を行なうも
の（特開昭６２−２８９０３４号公報参照）や、ミキサ
１４について図６に示すようなオペアンプ１４−１５、
スイッチ１４−１６等を備えて被変調信号及び変調信号
の変換を行なうもの（上記特開昭６２−２８９０３４号
公報参照）を適用することができる。

【００３１】加算回路１７は、これら混合出力信号を加
算して、再変調用の搬送波信号の周波数を搬送波周波数
とする多値ＦＳＫ変調波信号を形成してリミッタ増幅器
１８に与えるものである。加算回路１７としても種々の
構成のものを適用しても良く、その内部構成は問わない
ものである。例えば、入力信号が与えられる２個の抵抗
器の出力側を結線したものや、オペアンプを使ったもの
等を適用し得る。

【００３２】上述したミキサ１３及び１４、π／２移相
器１５、発振器１６、並びに、加算回路１７は、周知の
ように、直交変調器を構成している。

【００３３】リミッタ増幅器１８は、以上のような再変
調動作によって得られた多値ＦＳＫ変調波信号に対する
リミッタ処理を通じて、その信号をパルス信号（従って
デジタル信号）に波形整形して多値ＦＳＫ検波回路１９
に与えるものである。

【００３４】多値ＦＳＫ検波回路１９は、瞬時位相検出
回路１０５、微分回路１１５、ベースバンド処理回路１
３０及び発振器１０２から構成されており、再変調され
た多値ＦＳＫ変調波信号をデジタル化したデジタル信号
に対して検波処理し、再生データ（再生シンボル）を出
力端子１２０から次段の処理回路に与えると共に、再生
クロックを出力端子１２１から次段の処理回路に与える
ものである。

【００３５】なお、多値ＦＳＫ検波回路１９は、後述す
る本発明の第２実施例及び第３実施例の多値ＦＳＫ受信
装置にも共通であるので、第２実施例及び第３実施例の
多値ＦＳＫ受信装置の説明後に、項を改めて説明するこ
ととする。

【００３６】次に、以上のような構成でなる第１実施例
の多値ＦＳＫ受信装置の動作を説明する。なお、図１に
示す機能ブロック図で表された第１実施例の多値ＦＳＫ
受信装置は、２値ＦＳＫ変調波信号に対する装置と見る
こともでき、また、４値以上の多値ＦＳＫ変調波信号に
対する装置と見ることもできるが、以下では、特徴動作
が理解し易いように、２値ＦＳＫ変調波信号が入力され
る多値ＦＳＫ受信装置として動作を説明する。また、搬
送波周波数の成分を角速度表記で表して説明する。

【００３７】従来の技術の項で説明したように、ＬＰＦ
７からのＱチャネル信号は、その符号に応じて、上述し
た(3) 式又は(4) 式で表され、まとめて再掲載すると、 Cos （Δωｔ±π／２） …(6) で表される。但し、「＋」符号は、送信符号が例えば
“１”の場合であり、「−」符号は、送信符号が例えば
“０”の場合を示す。発振器１６からの出力信号（再変
調用搬送波信号）をCos ωa ｔとすると、π／２移相器
１５を介した信号はCos （ωa ｔ＋π／２）となるの
で、ミキサ１３からの混合出力信号は、送信符号が
“１”の場合に(7-1) 式で表され、送信符号が“０”の
場合に(7-2) 式で表される。

【００３８】 Cos （Δωｔ＋π／２）×Cos （ωa ｔ＋π／２）＝［Cos ｛（ωa ＋Δω）ｔ＋π｝＋Cos （ωa −Δω）ｔ］／２＝｛−Cos （ωa ＋Δω）ｔ＋Cos （ωa −Δω）ｔ｝／２ …(7-1) Cos （Δωｔ−π／２）×Cos （ωa ｔ＋π／２）＝［Cos （ωa ＋Δω）ｔ＋Cos ｛（ωa −Δω）ｔ＋π｝］／２＝｛Cos （ωa ＋Δω）ｔ−Cos （ωa −Δω）ｔ｝／２ …(7-2) 一方、ミキサ１４からの混合出力信号は、ＬＰＦ８から
のＩチャネル信号が上述した(5) 式で表されるように、
送信符号の値に関係なく、 Cos（Δωｔ）であるので、 Cos （Δωｔ）×Cos （ωa ｔ）＝［Cos （ωa ＋Δω）ｔ＋Cos （ωa −Δω）ｔ］／２ …(8) である。

【００３９】従って、加算回路１７からの出力信号（再
変調された多値ＦＳＫ変調波信号）は、送信符号が
“１”の場合に(7-1) 式及び(8) 式から(9-1) 式で表さ
れることが分かり、送信符号が“０”の場合に(7-2) 式
及び(8) 式から(9-2) 式で表されることが分かる。

【００４０】 Cos （ωa −Δω）ｔ …(9-1) Cos （ωa ＋Δω）ｔ …(9-2) これら(9-1) 式及び(9-2) 式と、上述した(1) 式及び
(2) 式との比較から、受信された多値ＦＳＫ変調波信号
（ＲＦ増幅器２からの出力信号）における搬送波周波数
ωc を、搬送波周波数ωa に変換した多値ＦＳＫ変調波
信号が加算回路１７の出力信号として再現されることが
分かる。

【００４１】例えば、搬送波周波数（ωa ／２π）とし
て、前述のＦＬＥＸ−ＴＤ方式の３２００ｓｐｓの８倍
として２０ＫＨｚを使ったとすると、１シンボル中に６
サイクルが入ることになり、デジタル処理をするために
リミッタ増幅器１８でリミッタをかけて振幅成分の情報
がなくなっても、十分に周波数情報（位相情報）を取り
出すことができるようになる。

【００４２】このように、十分に周波数情報（位相情
報）を取り出すことができるようにされた多値ＦＳＫ変
調波信号をパルス化したデジタル信号に対して、多値Ｆ
ＳＫ検波回路１９が検波動作して、再生データ及び再生
クロックを得る。

【００４３】従って、第１実施例の多値ＦＳＫ受信装置
によれば、ダイレクトコンバージョン方式のメリットが
得られるように、直交検波して得られたＱチャネル信号
及びＩチャネル信号を再度直交変調して異なる搬送波周
波数を有する多値ＦＳＫ変調波信号に変換し、それをデ
ジタル信号に変換して多値ＦＳＫ検波を行なうようにし
たので、受信した多値ＦＳＫ変調波信号の搬送波周波数
に拘らず、周波数情報（位相情報）を高精度に取り出す
ことができ、符号の再生精度を高めることができる、し
かも集積回路化に適した装置を実現することができる。

【００４４】なお、受信した多値ＦＳＫ変調波信号をヘ
テロダイン方式によって直接周波数変換した後、チャネ
ルフィルタ及びリミッタ増幅器に入力するスーパーヘテ
ロダイン方式は、ダイレクトコンバージョン方式のメリ
ットを享受し得ず、第１実施例の受信装置より劣ってい
る。

【００４５】（Ｃ）本発明による多値ＦＳＫ受信装置の
第２実施例図７は、第２実施例の多値ＦＳＫ受信装置の全体構成を
示すブロック図であり、上述した図１との同一、対応部
分には同一符号を付して示している。

【００４６】図７において、第２実施例の多値ＦＳＫ受
信装置は、ＬＰＦ７とミキサ１３との間、及び、ＬＰＦ
８とミキサ１４との間にそれぞれ、等しい増幅度を持っ
た増幅器７−１、８−１を介挿したものである。すなわ
ち、ＬＰＦ７からのＱチャネル信号を増幅器７−１によ
って所定の増幅度で増幅してミキサ１３に与えると共
に、ＬＰＦ８からのＩチャネル信号を増幅器８−１によ
って所定の増幅度で増幅してミキサ１４に与える点が第
１実施例と異なっている。

【００４７】第２実施例は、ミキサ１３、１４等の内部
構成等に応じたレベル設計によって適宜なされるもので
あり、基本的な効果は第１実施例と同様である。

【００４８】（Ｄ）本発明による多値ＦＳＫ受信装置の
第３実施例図８は、第３実施例の多値ＦＳＫ受信装置の全体構成を
示すブロック図であり、上述した図７との同一、対応部
分には同一符号を付して示している。

【００４９】図８において、第３実施例の多値ＦＳＫ受
信装置は、ＡＧＣ（Automatic GainControl；自動利得
制御）回路２０をさらに備えており、また、ＬＰＦ７と
ミキサ１３との間、及び、ＬＰＦ８とミキサ１４との間
にそれぞれ設けられている増幅器７−１、８−１と、Ｒ
Ｆ増幅器２として可変ゲイン構成のものを適用してい
る。

【００５０】ＡＧＣ回路２０には、各増幅器７−１、８
−１からの出力信号（Ｑチャネル信号、Ｉチャネル信
号）が入力されており、ＡＧＣ回路２０は、これら信号
の振幅を検出して、これら信号の振幅が揃うように、Ｒ
Ｆ増幅器２及び増幅器７−１、８−１の利得を制御す
る。今、対象としている信号はＦＳＫ変調波信号である
ので、振幅が安定していた方が当然に検出精度は高ま
る。そこで、ＡＧＣループを設けている。なお、ＡＧＣ
回路２０の制御対象が増幅器７−１及び８−１だけであ
っても良い。

【００５１】この第３実施例によっても、第１、第２実
施例と同様な効果を得ることができると共に、Ｑチャネ
ル信号及びＩチャネル信号の振幅変動を押さえるのでこ
の点からの再生精度の向上が期待できる。

【００５２】（Ｅ）多値ＦＳＫ検波回路の第１例以下、上述した第１〜第３実施例の多値ＦＳＫ受信装置
が採用している、図１、図７又は図８に示した多値ＦＳ
Ｋ検波回路１９（多値ＦＳＫ検波回路の第１例）につい
て説明する。

【００５３】上述した図１、図７又は図８においては、
リミッタ増幅器１８によってパルス化（デジタル化）さ
れた多値ＦＳＫ変調波信号が入力され、デジタル処理に
よって再生データ及び再生データクロックを得る多値Ｆ
ＳＫ検波回路１９として、瞬時位相検出回路１０５、微
分回路１１５、ベースバンド処理回路１３０及び発振器
１０２でなるものを示した。

【００５４】まず、このような構成によって、多値ＦＳ
Ｋ変調波信号から再生データ及び再生データクロックが
得られることの原理説明を行なう。

【００５５】ここで、多値ＦＳＫ変調波信号と位相との
関係について検討する。加算回路１７からの再変調され
た多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数をｆ、搬送波周波
数をｆ0 、周波数偏移を２値ＦＳＫ変復調方式で考えて
±Δｆとする。なお、周波数偏移の「＋」符号は例えば
デジタルの“１”に、「−」符号は例えばデジタルの
“０”に割り当てられている。

【００５６】瞬時周波数ｆは、(10)式に示すように、搬
送波周波数ｆ0 及び周波数偏移±Δｆの和で表すことが
できる。この(10)式の両辺にそれぞれ２πを乗算するこ
とにより、(11)式に示す各周波数についての関係式が得
られる。なお、ωは瞬時角周波数、ω0 は搬送波の角周
波数、Δωは角周波数偏移である（前記の説明と一部の
文字、符号を変えているので注意を要する）。

【００５７】ｆ＝ｆ0 ±Δｆ …(10) ２πｆ＝２πｆ0 ±２πΔｆ ω＝ω0 ±Δω …(11) ここで、瞬時角周波数ωを、(12)式に示すように、時間
ｔ＝０からｔ＝ｔまで積分すると（なお、(12)式におけ
る∫には積分時間を示す時間範囲を規定する記号を省略
している）、瞬時位相θを求めることができる。

【００５８】 θ＝∫ωｄｔ＝∫（ω0 ±Δω）ｄｔ＝ω0 ・ｔ±Δω・ｔ …(12) 以上、ＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数ｆから瞬時位相θ
を得る手順を説明したが、逆の手順で考えると、すなわ
ち瞬時位相θを微分すると、瞬時位相θから瞬時周波数
ｆが得られることが分かる。瞬時周波数ｆは、(10)式に
示すように、搬送波周波数ｆ0 及び周波数偏移±Δｆの
和であり、搬送波周波数ｆ0 は定まっているので、瞬時
位相θから逆の手順によって、周波数偏移±Δｆが得ら
れることが分かる。２値ＦＳＫ変復調方式であれば、周
波数偏移±Δｆの符号がデジタルデータの論理を表して
おり、データを復調することができる。また、４値ＦＳ
Ｋ変復調方式であれば、周波数偏移±３Δｆ、±Δｆの
段階が２ビットデジタルデータの論理の組合せを表して
おり、データを復調することができる。

【００５９】第１例の多値ＦＳＫ検波回路１９はかかる
考え方に従っており（後述する第２例以下の多値ＦＳＫ
検波回路も同様である）、まず、瞬時位相θを検出し、
それを微分することで瞬時周波数ｆ（瞬時角周波数ω）
を求め、瞬時周波数ｆに基づいてデータを再生するもの
である。瞬時周波数ｆ及び瞬時角周波数ω間には定数倍
の関係があるので、瞬時位相θを微分したものを瞬時周
波数ｆの情報として処理することができる。

【００６０】(E-1) 第１例の多値ＦＳＫ検波回路１９の
全体次に、第１例の多値ＦＳＫ検波回路１９の全体構成及び
動作を、図９をも参照しながら詳述する。図９は、この
第１例の多値ＦＳＫ検波回路１９の全体構成を示すもの
である。

【００６１】図９において、第１例の多値ＦＳＫ検波回
路１９は、上述したように大きくは、瞬時位相検出回路
１０５、微分回路１１５、ベースバンド処理回路１３０
及び発振器１０２からなる。

【００６２】瞬時位相検出回路１０５は、多値ＦＳＫ変
調波信号及び基準クロック信号が入力され、この多値Ｆ
ＳＫ変調波信号の瞬時位相（上述したθ）を検出してデ
ジタル的に出力するものである。微分回路１１５は、こ
の瞬時位相検出回路１０５から出力された多値ＦＳＫ変
調波信号の瞬時位相信号を微分して、多値ＦＳＫ変調波
信号の瞬時周波数（上述したｆ）を計算して出力するも
のである。ベースバンド処理回路１３０は、この微分回
路１１５から出力された瞬時周波数信号から、データ及
びデータクロックを再生するものである。このような回
路によって、上述した原理説明に従った処理がなされて
いる。

【００６３】瞬時位相検出回路１０５には変調波入力端
子１０１から入力された多値ＦＳＫ変調波信号（リミッ
タ増幅器１８の出力信号）及び発振器１０２が出力した
基準クロック信号が入力される。多値ＦＳＫ変調波信号
の周波数（入力変調波周波数）をｆ1 とすると、発振器
１０２は、この入力変調波信号の中心周波数（以下、入
力変調波周波数と呼ぶ）ｆ1 よりも十分高くかつデータ
クロックのＮ倍の周波数ｆ2 を有する基準クロック信号
を出力する。

【００６４】瞬時位相検出回路１０５としては、国際特
許出願ＰＣＴ／ＪＰ／０１９０４号明細書及び図面に記
載されたようなものを適用できる。この第１例では、後
述する低域濾波特性からの理由によって、記載されてい
る瞬時位相検出回路における移動平均フィルタ回路に代
えて二重移動平均フィルタ回路を適用している（なお、
単純移動平均フィルタ回路を適用したものでも良い）。
すなわち、瞬時位相検出回路１０５は、２個のエクスク
ルーシブオア回路１０６及び１０７と、１／ｍ分周回路
１０８と、π／２移相器１０９と、２個の二重移動平均
フィルタ回路１１０及び１１１と、瞬時位相信号形成用
論理回路（極性制御回路）１１２とからなっている。

【００６５】瞬時位相検出回路１０５において、エクス
クルーシブオア回路１０６の一方の入力端子には多値Ｆ
ＳＫ変調波信号（中心周波数ｆ1 ）が入力され、他方の
入力端子には発振器１０２からの基準クロック信号（周
波数ｆ2 ）を１／ｍ分周回路１０８で１／ｍ分周して得
た第１のクロック信号（周波数ｆ2 ／ｍはｆ1 にほぼ等
しい）が入力される。また、エクスクルーシブオア回路
１０７の一方の入力端子には多値ＦＳＫ変調波信号が入
力され、他方の入力端子には１／ｍ分周回路１０８から
の第１のクロック信号をπ／２移相器１０９によってπ
／２だけ遅延させた第２のクロック信号が入力される。

【００６６】エクスクルーシブオア回路１０６は、多値
ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロック信号との排他的論
理和信号（一致不一致信号：以下、第１の位相差反映信
号と呼ぶ）を得て周波数ｆ2 で動作する二重移動平均フ
ィルタ回路１１０に入力する。エクスクルーシブオア回
路１０６からの第１の位相差反映信号が“１”（不一
致）又は“０”（一致）をとる割合及び周期は、変調波
信号及び第１のクロック信号の位相差に応じている。エ
クスクルーシブオア回路１０７は、変調波信号及び第２
のクロック信号との排他的論理和信号（一致不一致信
号：以下、第２の位相差反映信号と呼ぶ）を得て、上記
二重移動平均フィルタ回路１１０と同様に動作する二重
移動平均フィルタ回路１１１に入力する。エクスクルー
シブオア回路１０７からの第２の位相差反映信号が
“１”（不一致）又は“０”（一致）をとる割合及び周
期は、変調波信号及び第２のクロック信号の位相差、従
って、変調波信号及び第１のクロック信号の位相差に応
じている。

【００６７】各二重移動平均フィルタ回路１１０、１１
１としては、例えば特公平１−４５０９７号公報に開示
されているものを適用でき、詳細は後述する。

【００６８】二重移動平均フィルタ回路１１０は、第１
の位相差反映信号の移動平均を求めるものであり、二重
移動平均フィルタ回路１１１は、第２の位相差反映信号
の移動平均を求めるものである。なお、二重移動平均フ
ィルタ回路が単なる移動平均フィルタ回路と異なる点
は、その移動平均を求める所定時間の区間を時間軸上異
なる位置に２か所とって２か所に係る値を反映させた値
（移動平均値）を出力する点にある。

【００６９】二重移動平均フィルタ回路１１０からの移
動平均信号は、多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロッ
ク信号の位相差との間に図１０（ａ）に示す関係があ
る。一方、二重移動平均フィルタ回路１１１からの移動
平均信号は、第２の位相差反映信号が第１のクロック信
号をπ／２だけ遅延させた第２のクロック信号を基準と
したものであるので、多値ＦＳＫ変調波信号及び第１の
クロック信号の位相差との間に図１０（ｂ）に示す関係
がある。

【００７０】なお、図１０において、横軸は図１０
（ａ）〜（ｃ）共に多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のク
ロック信号の位相差（瞬時位相）を示している。図１０
（ａ）及び（ｂ）の縦軸は、出力される移動平均値を示
している。

【００７１】ここで、二重移動平均フィルタ回路１１
０、１１１は、低域濾波特性を持ち、さらに位相に関し
てアナログ情報をデジタル情報に変換するＡ／Ｄコンバ
ータの役割を果しており、これにより、以後の処理を全
てデジタル的に実行できるようにしている。

【００７２】各二重移動平均フィルタ回路１１０、１１
１からの移動平均信号は、瞬時位相信号形成用論理回路
１１２に入力される。論理回路１１２は、一方の二重移
動平均フィルタ回路（ここでは１１１）の移動平均信号
の極性（中心値より大で正極性、小で負極性）で他方の
二重移動平均フィルタ回路（ここでは１１０）の極性を
反転するようにしたものであり、図１０（ｃ）に示した
ような位相検出特性を呈する。この論理回路１１２から
の出力信号は、入力変調波信号の瞬時位相を表してお
り、当該瞬時位相検出回路１０５の出力信号として送出
される。

【００７３】この瞬時位相検出信号は、微分回路１１５
を構成する遅延回路１１３及び位相差分計算回路１１４
に与えられる。この微分回路１１５においては、瞬時位
相検出信号の時間微分が実行される。

【００７４】すなわち、論理回路１１２からの瞬時位相
検出信号は、遅延回路１１３で発振器１０２の基準クロ
ック信号をクロックとして、１クロック分又は複数クロ
ック分だけ遅延されて位相差分計算回路１１４に入力さ
れ、この位相差分計算回路１１４によって、論理回路１
１２からの現在の瞬時位相検出信号と遅延された瞬時位
相検出信号との差分が求められる。発振器１０２からの
基準クロック信号の周波数ｆ2 は、上述したようにデー
タクロックに比べて十分に高い（ここではＮ倍）周波数
であるので、差分をとる時間間隔は十分短く、そのた
め、差分信号は瞬時位相検出信号の微分値を表してい
る。

【００７５】上述のように、位相の微分は周波数となる
ので位相差分計算回路１１４の出力は、すなわち、瞬時
位相検出信号の微分信号は、基準クロック信号の周波数
を１／ｍ分周した周波数（言い換えると第１のクロック
信号の周波数）に対する瞬時周波数となる。

【００７６】例えば、入力された多値ＦＳＫ変調波信号
が２値ＦＳＫ変調波信号であれば、瞬時周波数の値は、
図１１（ａ）に示すように、周波数偏移＋Δｆ又は−Δ
ｆに応じた値間で変化するものとなる。また、例えば、
入力された多値ＦＳＫ変調波信号が４値ＦＳＫ変調波信
号であれば、瞬時周波数の値は、図１１（ｂ）に示すよ
うに、周波数偏移＋３Δｆ、＋Δｆ、−Δｆ又は−３Δ
ｆに応じた値間で変化するものとなる。なお、位相差分
計算回路１１４からの瞬時周波数信号の値はデジタルで
表した値であるので、図１１（ａ）、（ｂ）はこの数値
をデジタル／アナログ変換して示してある。

【００７７】なお、図１２に、４値ＦＳＫ変調波信号が
入力信号の場合におけるいわゆるアイパタンを示してい
る。位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数信号は、
このアイパタン上のいずれかの軌跡をとるものである。

【００７８】位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数
信号は、微分回路１１５の出力として、ベースバンド処
理回路１３０に入力される。

【００７９】ベースバンド処理回路１３０は、クロック
再生回路１１６、ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１８及
びデータ再生回路１１９でなり、瞬時周波数信号は、ク
ロック再生回路１１６、ＡＦＣ回路１１７及び加算回路
１１８に入力される。

【００８０】クロック再生回路１１６は、例えば特開昭
６１−２６５９２２号公報に開示されているようなもの
を適用できる。クロック再生回路１１６は、発振器１０
２からの基準クロック信号に基づいて、瞬時周波数信号
から送られてきたデータのクロックを再生する。このよ
うな再生クロックは、ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１
８及びデータ再生回路１１９に与えられると共に、再生
クロック出力端子１２１を介して次段の再生データ処理
回路（図示せず）に与えられる。ＡＦＣ回路１１７は、
後述するようにして送受信装置間の周波数ずれ成分を検
出するものであり、加算回路１１８は、この検出された
周波数ずれ成分を瞬時周波数信号から除去してその影響
を排除させてデータ再生回路１１９に与える。データ再
生回路１１９では、クロック再生回路１１６の再生クロ
ックを使用しながら、瞬時周波数信号からデータを再生
し、再生データ出力端子１２０を介して次段の再生デー
タ処理回路（図示せず）に与える。

【００８１】(E-2) 瞬時位相検出回路１０５についての
補足説明次に、瞬時位相検出回路１０５について補足説明する。

【００８２】エクスクルーシブオア回路１０６及び二重
移動平均フィルタ１１０の機能による入力された多値Ｆ
ＳＫ変調波信号の位相検出特性（基準クロック信号を１
／ｍ分周したものに対する入力変調波信号の位相差特
性）は図１０（ａ）に示すように表される。例えば、仮
に、変調波信号及び第１のクロック信号の位相差が０で
あれば、エクスクルーシブオア回路１０６からの第１の
位相差反映信号は“０”が連続し、その移動平均は０と
なり、また、変調波信号及び第１のクロック信号の位相
差がπであれば、第１の位相差反映信号は“１”が連続
し、その移動平均は最大値（ｐ）となり、変調波信号及
び第１のクロック信号の位相差がその中間であれば、移
動平均は、その位相差に応じた０及び最大値の中間の値
をとる。結局、エクスクルーシブオア回路１０６及び二
重移動平均フィルタ１１０の機能による入力された多値
ＦＳＫ変調波信号の位相検出特性は図１０（ａ）に示す
ようになる。

【００８３】一方、エクスクルーシブオア回路１０７に
は、第１のクロック信号をπ／２だけ遅延させた第２の
クロック信号と入力多値ＦＳＫ変調波信号とが入力され
ている。言い換えると、エクスクルーシブオア回路１０
６における変調波信号及び第１のクロック信号の位相差
より、エクスクルーシブオア回路１０７における変調波
信号及び第２のクロック信号の位相差の方がπ／２だけ
常に大きい。そのため、エクスクルーシブオア回路１０
７及び二重移動平均フィルタ１１１の機能による、第１
のクロック信号よりπ／２だけ遅れた第２のクロック信
号に対する入力変調波信号の位相検出特性は図１０
（ａ）に示すように表されるが、エクスクルーシブオア
回路１０７及び二重移動平均フィルタ１１１の機能によ
る第１のクロック信号に対する入力変調波信号の位相検
出特性は、図１０（ｂ）に示すように、図１０（ａ）に
示すものよりπ／２だけずれて表される。

【００８４】そこで、論理回路１１２が、二重移動平均
フィルタ回路１１１からの移動平均信号が中心値より大
きいときに（このことは、図１０（ｂ）に正極性と記載
している位相差範囲にあることを意味する）、二重移動
平均フィルタ回路１１０からの移動平均信号をそのまま
通過させ、これに対し、二重移動平均フィルタ回路１１
１からの移動平均信号が中心値より小さいときに（この
ことは、図１０（ｂ）に負極性と記載している位相差範
囲にあることを意味する）、二重移動平均フィルタ回路
１１０からの移動平均信号の符号を反転させて出力させ
るようにすれば、論理回路１１２からの信号の位相検出
特性は、図１０（ｃ）に示すようになる。すなわち、−
π〜π、π〜３π、３π〜５π、…のように、２πの範
囲にわたって位相が直線で検出できる。位相は２πをモ
ジュロとしているので、このことは全ての位相にわたっ
て直線で検出できることを示している。

【００８５】次に、単純移動平均フィルタ回路ではなく
二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１を適用して
いることについて説明する。言い換えると、単純移動平
均フィルタ回路の低域濾波特性と、二重移動平均フィル
タ回路の低域濾波特性との相違について説明する。

【００８６】単純移動平均フィルタ回路の振幅特性Ａ
は、文献３に記載されているように、(13)式で表され
る。なお、(13)式において、ｆは周波数、τは移動平均
を行なう時間長である。

【００８７】文献３：『電子通信学会編著者、「デジタ
ル信号処理」、昭和５０年１１月１０日初版発行、ＰＰ
４３−４５』Ａ＝｛２（１−Cos ２πｆτ）｝^1/2／２πｆτ …(13) ここで、振幅特性の包絡線特性Ａenv を求めると、(14)
式に示すようになり、−６ｄＢ／Ｏｃｔの特性を持って
いることが分かる。

【００８８】Ａenv ＝２^1/2／２πｆτ …(14) しかるに、微分回路１１５は＋６ｄＢ／Ｏｃｔの特性と
なり、単純な移動平均フィルタ回路では、位相差分計算
回路１１４の出力点で周波数特性（包絡線特性）がフラ
ットになってしまう。そこで、移動平均を二重に重ねる
ことで−１２ｄＢ／Ｏｃｔの特性を有する二重移動平均
フィルタ回路１１０及び１１１を使って、位相差分計算
回路１１４の出力点で−６ｄＢ／Ｏｃｔの特性を持たせ
るようにした。

【００８９】二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１
１としては、例えば図１３に示すものを適用できる（特
公平１−４５０９７号公報参照）。

【００９０】すなわち、２個のシフトレジスタ２０２−
１及び２０２−２と、２個の論理回路２０４−１及び２
０４−２と、２個のアップダウンカウンタ２０５−１及
び２０５−２と、加算回路２１０と、減算回路２１１
と、レジスタ２１２とでなるものを適用できる。

【００９１】エクスクルーシブオア回路１０６又は１０
７から出力され、入力端子２０１から入力された位相差
反映信号は、入力端子２０３を介して与えられた発振器
１０２からの基準クロック信号によってシフトレジスタ
２０２−１に取り込まれ、また、その最終段の前の段か
ら取出された位相差反映信号は、基準クロック信号によ
ってシフトレジスタ２０２−２に取り込まれる。

【００９２】各シフトレジスタ２０２−１、２０２−２
の段数（ｐ＋１）は、以下のように選定されている。必
要な移動平均時間τを、発振器１０２からの基準クロッ
ク信号の周波数をｆ2 とすると、ｐが(15)式を満足する
ように選定されている。言い換えると、第ｐ段目までが
移動平均に供する値を格納し、最終段が移動平均時間を
越えたばかりの値を格納するように選定されている。な
お、この点は、後述する単純移動平均フィルタ回路１２
６、１２７、多ビット移動平均フィルタ回路１２８につ
いても同様である。

【００９３】 τ＝ｐ／ｆ2 …(15) シフトレジスタ２０２−１の初段及び最終段の値は、論
理回路２０４−１に入力され、基準クロック信号のタイ
ミングで比較される。アップダウンカウンタ２０５−１
の値は、現時点から所定期間前の時点までの所定時間τ
での移動平均値になっている。論理回路２０４−１は、
初段及び最終段の値（最終段の値は移動平均には反映さ
れない）が一致しているときには、移動平均の変化がな
いとしてアップダウンカウンタ２０５−１のカウント値
を操作せず、初段の値が“１”で最終段の値が“０”の
ときには移動平均値が増大したとしてアップダウンカウ
ンタ２０５−１をアップカウントさせ、初段の値が
“０”で最終段の値が“１”のときには移動平均値が減
少したとしてアップダウンカウンタ２０５−１をダウン
カウントさせる。

【００９４】他の１組のシフトレジスタ２０２−２、論
理回路２０４−２及びアップダウンカウンタ２０５−２
も同様に所定期間τの移動平均値を得るものである。但
し、上述のものより、移動平均に供する所定時間τが、
その直前期間に選定されているという差異がある。

【００９５】レジスタ２１２は、最終的な移動平均値を
格納し、出力端子２１３から移動平均信号として出力さ
せるものである。加算回路２１０は、レジスタ２１２の
最終的な移動平均値にアップダウンカウンタ２０５−１
の移動平均値を加算し、減算回路２１１は、レジスタ２
１２の最終的な移動平均値にアップダウンカウンタ２０
５−２の移動平均値を減算する。すなわち、レジスタ２
１２に格納されている最終的な移動平均値は、現時点を
含めその直前所定期間τの移動平均値と、さらにその直
前所定期間τの移動平均値との差分ずつ修正されていく
ものである。以上のようにして移動平均が移動平均信号
に二重に反映される。

【００９６】(E-3) ＡＦＣ回路１１７についての補足説
明次に、ＡＦＣ回路１１７について、入力変調波信号が４
値ＦＳＫ変調波信号であるとして、補足説明する。

【００９７】位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数
信号は、上述したように、図１２に示したアイパタン上
のいずれかの軌跡をとる。

【００９８】ここで、送受信装置間で基準周波数（ｆ2
／ｍ）に差があり、送信側周波数が高いと、アイパタン
は、図１４（ａ）に示すように図１２に示す本来のアイ
パタンより上方にずれる。逆に、送信側周波数が低い
と、アイパタンは、図１４（ｂ）に示すように図１２に
示す本来のアイパタンより下方にずれる。

【００９９】そこで、クロック再生回路１１６で再生し
たタイミングｔｎで、位相差分計算回路１１４からの瞬
時周波数信号の値を取出し、送受信装置間で周波数が一
致しているときに現れる４種類の値＋３Δｆ、＋Δｆ、
−Δｆ、−３Δｆの１番近いものと比較してその差をと
り、この差を何回か平均して周波数誤差として取り出
す。そして、この周波数誤差信号を加算回路１１８に与
えて、位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数信号か
ら減算させ、瞬時周波数信号における周波数ずれによる
誤差をキャンセルさせる。

【０１００】このようにすることにより、図１２に示す
アイパタンのような正しい瞬時周波数信号がデータ再生
回路１１９に入力され、正しいデータが再生される。

【０１０１】上記のような機能を担うＡＦＣ回路１１７
としては、図１５に示すようなフィードフォワード型の
内部構成のものを適用できる。

【０１０２】図１５において、レジスタ３０５がタイミ
ングｔｎで瞬時周波数信号の値を取込み、各差分回路３
０６、…、３０９によってその値と基準値＋３Δｆ、＋
Δｆ、−Δｆ、−３Δｆとの差分をそれぞれ求め、さら
に各絶対値化回路３１０、…、３１３によって絶対値に
変換する。この差分絶対値のうち最小のものを最小値検
出回路３１４が検出してセレクタ３１５に選択制御信号
を与え、セレクタ３１５によって、瞬時周波数信号の値
と基準値＋３Δｆ、＋Δｆ、−Δｆ、−３Δｆとの差分
値のうち最小のものを選択させ、この選択された差分値
が多ビットデータの移動平均を求める多ビット移動平均
フィルタ回路３１６（後述する図２３参照）に与えら
れ、かくして多ビット移動平均フィルタ回路３１６から
周波数誤差信号が出力される。

【０１０３】(E-4) 第１例の多値ＦＳＫ検波回路１９を
適用したことの効果以上のように、それぞれがデジタル回路でなる瞬時位相
検出回路１０５、微分回路１１５、ベースバンド処理回
路１３０等の構成要素によって多値ＦＳＫ検波回路１９
を構成したので、製造バラツキのない多値ＦＳＫ検波回
路が実現でき、また、集積回路化に容易に対応すること
ができる。

【０１０４】これにより、上述した第１〜第３実施例の
多値ＦＳＫ受信装置の多くの要素の集積回路化が実現で
きる。

【０１０５】また、第１例の多値ＦＳＫ検波回路１９に
よれば、瞬時位相検出回路１０５内の移動平均フィルタ
回路として二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１
を適用しているので、微分回路１０５からの瞬時周波数
信号に−６ｄＢ／Ｏｃｔの特性を持たせることができ、
データ再生精度を高めることができる。さらに、第１例
の多値ＦＳＫ検波回路１９によれば、ＡＦＣ回路１１７
及び加算回路１１８を設けて、送受信装置間の周波数ず
れを補償した後、データ再生させるようにしたので、こ
の点からも正確な再生データを得られるようにできる。

【０１０６】すなわち、多値ＦＳＫ変調信号の周波数情
報（位相情報）を取り出し易くするように再変調するこ
とによる再生データの精度向上に加えて、多値ＦＳＫ検
波回路１９自体の構成による再生データの精度向上も達
成でき、その結果、第１例の多値ＦＳＫ検波回路１９を
適用した第１〜第３実施例の多値ＦＳＫ受信装置による
再生データの精度向上を極めて高いものとすることがで
きる。

【０１０７】（Ｆ）多値ＦＳＫ検波回路の第２例次に、本発明による上述した第１〜第３実施例の多値Ｆ
ＳＫ受信装置の多値ＦＳＫ検波回路（第１例）に置き換
えて適用可能な多値ＦＳＫ検波回路の第２例を図面を参
照しながら詳述する。ここで、図１６がこの第２例の多
値ＦＳＫ検波回路の構成を示すものであり、上述した図
９との同一、対応部分には同一符号を付して示してい
る。

【０１０８】図１６及び図９から明らかなように、第２
例の多値ＦＳＫ検波回路は、第１例に比較して、ベース
バンド処理回路１３０Ａの構成が異なっており、微分回
路１１５までの構成及び動作は同様である。

【０１０９】第２例のベースバンド処理回路１３０Ａ
は、第１例でも存在していたクロック再生回路１１６、
ＡＦＣ回路（この第２例の説明においてはフィードフォ
ワード型ＡＦＣ回路と呼ぶ：図ではＦ．Ｆ．ＡＦＣで表
している）１１７、加算回路１１８及びデータ再生回路
１１９に加えて、フィードバック型ＡＦＣ回路（図では
Ｆ．Ｂ．ＡＦＣで表している）１５０及び加算回路１５
１を備えている。

【０１１０】第２例の多値ＦＳＫ検波回路は、第１例の
多値ＦＳＫ検波回路よりも、送受信装置間の搬送波周波
数の相違が大きくなる可能性を有する伝送システムに適
用して好適なものである。

【０１１１】第１例におけるＡＦＣ回路１１７によるＡ
ＦＣ動作は、図１４（ａ）及び図１４（ｂ）に示す周波
数ずれ成分の絶対値が、４値の各値の最小差２Δｆの半
分（すなわちΔｆ）を越えると、本来修正すべき方向と
は逆方向へ引っ張られ、間違った方向に修正されること
になる。従って、送受信装置間で大きな周波数ずれが予
想される伝送システムでは、第１例を適用できず、この
場合には、第２例の多値ＦＳＫ検波回路を適用すれば良
い。

【０１１２】新たに追加されたフィードバック型ＡＦＣ
回路１５０及び加算回路１５１が、送受信装置間で搬送
波周波数に大きな周波数ずれがあっても、高い再生精度
を補償するためのものであり、フィードフォワード型Ａ
ＦＣ回路１１７及び加算回路１１８による周波数ずれ成
分の除去構成を補って、上述した不都合の発生を未然に
防止しようとしたものである。

【０１１３】加算回路１５１は、微分回路１１５からの
瞬時周波数信号から、フィードバック型ＡＦＣ回路１５
０が粗く検出したその瞬時周波数信号に含まれている周
波数ずれ成分を除去し、クロック再生回路１１６、フィ
ードフォワード型ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１８及
びフィードバック型ＡＦＣ回路１５０に与えるものであ
る。フィードバック型ＡＦＣ回路１５０は、加算回路１
５１からの瞬時周波数信号が、その瞬時周波数信号に対
して予め設定されている上限及び下限間の範囲を越えた
ときに内部のＬＰＦを通して加算回路１５１にフィード
バックさせ、加算回路１５１からの瞬時周波数信号が上
記上限及び下限の範囲内に入るように制御するものであ
り、加算回路１５１からの瞬時周波数信号における周波
数ずれの影響をある値まで軽減するものである。

【０１１４】なお、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０
及び加算回路１５１の構成は、特公平５−１６６２号公
報の「受信周波数補正方式」で示されるアナログ的手法
をデジタル的手段に置き換えたものであり、より詳細な
説明は後述する。

【０１１５】クロック再生回路１１６、フィードフォワ
ード型ＡＦＣ回路１１７及び加算回路１１８はそれぞ
れ、第１実施例に比較すると、微分回路１１５の出力瞬
時周波数信号が入力されるのではなく、微分回路１１５
の出力瞬時周波数信号に含まれている周波数ずれ成分が
粗く除去された瞬時周波数信号が入力されるという相違
はあるが、第１例と同様に作用する。データ再生回路１
１９も、第１例同様に、クロック再生回路１１６の再生
クロックを使用しながら、加算回路１１８の出力瞬時周
波数信号からデータを再生する。

【０１１６】ここで、フィードフォワード型ＡＦＣ回路
１１７には、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０及び加
算回路１５１によって、ある範囲内に周波数ずれ成分が
押さえられた瞬時周波数信号が入力されるので、送受信
装置間で搬送波周波数に大きな周波数ずれがあっても、
周波数ずれ成分を正しく検出することができる。

【０１１７】図１７は、フィードバック型ＡＦＣ回路１
５０の詳細構成例を加算回路１５１と共に示すものであ
る。図１８は、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０の動
作説明に供するアイパタンを示す図面である。なお、図
１８におけるアイパタンは、送受信装置間の搬送波周波
数が一致している場合のものである。

【０１１８】フィードバック型ＡＦＣ回路１５０は、上
限コンパレータ３５１、下限コンパレータ３５２、上限
リミッタ３５３、下限リミッタ３５４及びアップダウン
カウンタ３５５から構成されている。

【０１１９】上限コンパレータ３５１及び下限コンパレ
ータ３５２には、加算回路１５１からの瞬時周波数信号
が入力され、上限コンパレータ３５１又は下限コンパレ
ータ３５２はそれぞれ、入力された瞬時周波数信号を、
クロック再生回路１１６からの再生クロックのタイミン
グで、図１３に示す上限値ＢU （正規の３Δｆ＜ＢU＜
正規の４Δｆ）又は下限値ＢL （正規の−４Δｆ＜ＢL
＜正規の−３Δｆ）を比較する。上限コンパレータ３５
１は、入力瞬時周波数信号が上限値ＢU を越えたら出力
パルスを上限リミッタ３５３に送り、この上限リミッタ
３５３の出力によってアップダウンカウンタ３５５をダ
ウンカウントさせる。一方、下限コンパレータ３５２
は、入力瞬時周波数信号が下限値ＢL より小さくなると
出力パルスを下限リミッタ３５４に送り、この下限リミ
ッタ３５４の出力によってアップダウンカウンタ３５５
をアップカウントさせる。アップダウンカウンタ３５５
は、ＬＰＦ機能を有し、そのカウント値を加算回路１５
１にフィードバックする。

【０１２０】送信機側の搬送波周波数が相対的に受信装
置側の搬送波周波数より高いと、微分回路１１５からの
図１８に示す瞬時周波数信号のアイパタンは上昇する。
この瞬時周波数信号が上限値Ｂu を越えると、上限コン
パレータ３５１からダウンカウントを指示する出力パル
スが出力され、上限リミッタ３５３を介してアップダウ
ンカウンタ３５５に与えられ、アップダウンカウンタ３
５５のカウント値は負の方向に変化し、かかる動作の繰
返しの結果、加算回路１５１からの瞬時周波数信号のア
イパタンは最大値が上限値Ｂu に一致するところまで下
げられる。逆に、送信機側の搬送波周波数が相対的に受
信装置側の搬送波周波数より低いと、微分回路１１５か
らの図１８に示す瞬時周波数信号のアイパタンは下降す
る。この瞬時周波数信号が下限値Ｂl より小さくなる
と、下限コンパレータ３５２からアップカウントを指示
する出力パルスが出力され、下限リミッタ３５４を介し
てアップダウンカウンタ３５５に与えられ、アップダウ
ンカウンタ３５５のカウント値は正の方向に変化し、か
かる動作の繰返しの結果、加算回路１５１からの瞬時周
波数信号のアイパタンは最小値が下限値ＢL に一致する
ところまで上げられる。また、微分回路１１５からの瞬
時周波数信号のアイパタンが上限値Ｂu 及び下限値ＢL
間にあると、上限コンパレータ３５１及び下限コンパレ
ータ３５２から出力パルスが送出されないので、アップ
ダウンカウンタ３５５はそのままのカウント値を保つ。

【０１２１】このようなフィードバックＡＦＣ回路１５
０及び加算回路１５１の動作によって、周波数ずれがか
なり大きくても、後段のフィードフォワード型ＡＦＣ回
路１１７及び加算回路１１８で除去可能な周波数ずれま
で、微分回路１１５からの瞬時周波数信号における周波
数ずれを押さえる（軽減する）ことができる。

【０１２２】アップダウンカウンタ３５５のカウント可
能な範囲は、このような機能を担える程度に選定されて
いる。上限リミッタ３５３及び下限リミッタ３５４はそ
れぞれ、アップダウンカウンタ３５５がオーバーフロー
するのを防止するものであり、オーバーフローする前
に、ダウンカウント又はアップカウントするのを制限す
る。すなわち、微分回路１１５からの瞬時周波数信号の
アイパタンの最大値が上限値Ｂu より過度に越えている
場合において、また、微分回路１１５からの瞬時周波数
信号のアイパタンの最小値が下限値ＢL より過度に小さ
い場合において、アップダウンカウンタ３５５のオーバ
ーフローによって、周波数制御の動作が乱れてしまうこ
とを防止する。上限リミッタ３５３及び下限リミッタ３
５４はそれぞれ、アップダウンカウンタ３５５がオーバ
ーフローする恐れがなければ対応するコンパレータ３５
１、３５２からの出力パルスをそのまま通過させ、アッ
プダウンカウンタ３５５がオーバーフローする恐れがあ
れば対応コンパレータ３５１、３５２からの出力パルス
の通過を阻止する。

【０１２３】周波数ずれに対処するＡＦＣ回路は、高速
動作を行なおうとすると、ＬＰＦのカットオフ周波数を
高くする必要があり、カットオフ周波数を高くするとＡ
ＦＣ動作に伴って雑音が加算されてしまうという欠点が
ある。この第２例のフィードバック型ＡＦＣ回路１５０
は、上限値Ｂu と下限値ＢL の内側に瞬時周波数信号が
あるときには制御を行なわないので、雑音が加算される
ことはなく高速動作を行なうことができる。

【０１２４】フィードバック型ＡＦＣ回路１５０及び加
算回路１５１による周波数ずれの補正構成では、微分回
路１１５からの瞬時周波数信号における周波数ずれを全
て除去して瞬時周波数信号が有する本来のアイパタンに
合わせる機能はないが、後段の加算回路１１８及びフィ
ードフォワード型ＡＦＣ回路１１７が残りの周波数ずれ
を除去する。すなわち、４値ＦＳＫ変調信号における各
値間の最小差を２Δｆとすると、フィードバック型ＡＦ
Ｃ回路１５０及び加算回路１５１によって周波数ずれを
Δｆよりも十分小さい値まで補正し、加算回路１１８及
びフィードフォワード型ＡＦＣ回路１１７が残りのΔｆ
より小さい周波数ずれを補正し、瞬時周波数信号を本来
のアイパタンに合わせる。

【０１２５】従って、上記第２例の多値ＦＳＫ検波回路
によれば、基本的には、第１例の処理構成を有するの
で、第１例と同様な効果を奏する。これに加えて、第２
例によれば、ベースバンド処理回路１３０Ａが、送受信
装置間の搬送波周波数のずれを２段で補正するようにし
ているので、送受信装置間の搬送波周波数のずれが大き
い伝送システムであっても、高精度にデータを再生する
ことができる。

【０１２６】すなわち、上述した第１〜第３実施例の多
値ＦＳＫ受信装置の多値ＦＳＫ検波回路として、第２例
の多値ＦＳＫ検波回路を適用した場合には、第１例の多
値ＦＳＫ検波回路を適用した場合に比べて、送受信装置
間の搬送波周波数のずれが大きい伝送システムであって
も、多値ＦＳＫ検波回路の機能によるデータの再生精度
の向上をより一段と高めることができるようになる。

【０１２７】（Ｇ）多値ＦＳＫ検波回路の第３例次に、本発明による上述した第１〜第３実施例の多値Ｆ
ＳＫ受信装置の多値ＦＳＫ検波回路（第１例）に置き換
えて適用可能な多値ＦＳＫ検波回路の第３例を図面を参
照しながら詳述する。ここで、図１９がこの第３例の多
値ＦＳＫ検波回路の構成を示すものであり、上述した図
９との同一、対応部分には同一符号を付して示してい
る。

【０１２８】上述した第１例の多値ＦＳＫ検波回路にお
いては、当該多値ＦＳＫ検波回路への入力変調波信号の
周波数ｆ1 は、発振器１０２からの基準クロック信号の
周波数ｆ2 の１／ｍであることが必要である。また、基
準クロック信号の周波数ｆ2がデータ速度の整数倍であ
る必要がある。入力変調波信号の周波数ｆ1 によって
は、周波数ｆ2 がデータ速度の整数倍であるという条件
を共に満足させようとすると、周波数ｆ2 が現実的でな
い非常に高い周波数になることがある。

【０１２９】そこで、この第３例の多値ＦＳＫ検波回路
は、周波数ｆ2 が周波数ｆ1 のｍ倍であるという条件だ
けを満足させ、周波数ｆ2 がデータ速度の整数倍という
条件を満足しないために生じる不都合を補償する構成を
設けている。すなわち、発振器１２３（発振器１０２と
区別するため第２の発振器と呼ぶ）、サンプリング回路
１２４及び１／ｋ分周回路１２５を、第１例の構成に追
加して設けている。

【０１３０】第２の発振器１２３は、データ速度の整数
倍の周波数を有する基準クロック信号（発振器１０２か
らの基準クロック信号と区別するため第２の基準クロッ
ク信号と呼ぶ）を、１／ｋ分周回路１２５、遅延回路１
１３及びクロック再生回路１１６に与える。１／ｋ分周
回路１２５は、この第２の基準クロック信号を１／ｋ分
周してサンプリング回路１２４に与える。サンプリング
回路１２４は、瞬時位相検出回路１０５及び微分回路１
１５間に介挿されており、１／ｋ分周回路１２５からの
信号に基づいて瞬時位相検出回路１０５からの瞬時位相
検出信号を再サンプリングし、１／ｋ分周回路１２５か
らの信号が有する周波数をサンプリング周波数としてい
る瞬時位相検出信号を微分回路１１５に出力する。遅延
回路１１３及びクロック再生回路１１６は、当然に第２
の基準クロック信号に基づいて動作する。

【０１３１】例えば、入力変調波信号の周波数ｆ1 が２
２ＫＨｚの場合には、ｍ＝１６とすると、発振器１０２
からの基準クロック信号の周波数ｆ2 は３５２ＫＨｚと
なる。この周波数ｆ2 は、データ速度（３．２ＫＨｚ）
の整数倍とはならず、第１例によれば、クロック再生回
路１１６の内部構成からクロック再生回路１１６でのク
ロック抽出が難しい。

【０１３２】そのため、この第３例においては、第２の
発振器１２３を用意し、データ速度（３．２ＫＨｚ）の
整数倍（１００倍）の周波数ｆ4 （例えば３２０ＫＨ
ｚ）を有する第２の基準クロック信号を発生させて遅延
回路１１３及びクロック再生回路１１６に与えることに
より、第１例と同様に復調処理をできるようにした。し
かし、この場合、瞬時位相検出回路１０５の出力レート
は周波数ｆ2 であるのに対して、それ以後の処理は周波
数ｆ4 を基本としたものであり、非同期となってしま
う。

【０１３３】そこで、瞬時位相検出回路１０５及び微分
回路１１５間に、第２の発振器１２３からの第２の基準
クロック信号を１／ｋ分周回路１２５を介して１／ｋ分
周した信号の速度でサンプリングするサンプリング回路
１２４を設けている。

【０１３４】瞬時位相検出回路１０５からの瞬時位相検
出信号は、二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１
により高周波成分は除去されており、出力サンプリング
レートに対してデータ存在周波数帯域は非常に小さく、
サンプリング回路１２４によって非同期でサンプリング
しても折返し現象によるデータ品質劣化はほとんどな
い。

【０１３５】以上のように、第３例の多値ＦＳＫ検波回
路によっても、それぞれがデジタル回路でなる、瞬時位
相検出回路１０５、微分回路１１５、ベースバンド処理
回路１３０等の構成要素によって多値ＦＳＫ検波回路を
構成したので、製造バラツキのない多値ＦＳＫ検波回路
が実現でき、また、ＬＳＩ化に容易に対応することがで
き、第１例の多値ＦＳＫ検波回路を適用した多値ＦＳＫ
受信装置が得られる効果を、第３例の多値ＦＳＫ検波回
路を適用した多値ＦＳＫ受信装置も得ることができる。

【０１３６】また、第３例の多値ＦＳＫ検波回路を適用
した多値ＦＳＫ受信装置によれば、再変調によって得ら
れる多値ＦＳＫ変調波信号の周波数を、データ速度にか
かわらず任意の周波数に選定できるという効果をも奏す
る。

【０１３７】（Ｈ）多値ＦＳＫ検波回路の第４例次に、本発明による上述した第１〜第３実施例の多値Ｆ
ＳＫ受信装置の多値ＦＳＫ検波回路（第１例）に置き換
えて適用可能な多値ＦＳＫ検波回路の第４例を図面を参
照しながら詳述する。ここで、図２０がこの第４例の多
値ＦＳＫ検波回路の構成を示すものであり、上述した第
３例に係る図１９との同一、対応部分には同一符号を付
して示している。

【０１３８】図２０及び図１９の比較から明らかなよう
に、第４例の多値ＦＳＫ検波回路は、サンプリング回路
１２４の介挿位置が第３例と異なっている。すなわち、
この第４例では、微分回路１１５及びベースバンド処理
回路１３０間にサンプリング回路１２４を介挿させてい
る。微分回路１１５までは、発振器１０２からの基準ク
ロック信号に基づいて動作し、サンプリング回路１２４
以降は第２の発振器１２３からの第２の基準クロック信
号に基づいて動作し、これ以外の点は第３例と同様であ
る。従って、第４例によっても、単体としての効果も、
本発明に係る多値ＦＳＫ受信装置に適用した場合の効果
も、第３例と同様な効果を奏する。

【０１３９】（Ｉ）多値ＦＳＫ検波回路の第５例次に、本発明による上述した第１〜第３実施例の多値Ｆ
ＳＫ受信装置の多値ＦＳＫ検波回路（第１例）に置き換
えて適用可能な多値ＦＳＫ検波回路の第５例を図面を参
照しながら詳述する。ここで、図２１がこの第５例の多
値ＦＳＫ検波回路の構成を示すものであり、上述した第
１例に係る図９との同一、対応部分には同一符号を付し
て示している。

【０１４０】この第５例の多値ＦＳＫ検波回路が第１例
と異なる点は、微分回路１１５及びベースバンド処理回
路１３０間に多ビット移動平均フィルタ回路１２８を介
挿している点、瞬時位相検出回路１０５内の移動平均フ
ィルタ回路として二重移動平均フィルタ回路１１０、１
１１に代えて単純移動平均フィルタ回路１２６、１２７
を適用している点である。

【０１４１】ベースバンド処理回路１３０に入力される
瞬時周波数信号のＳ／Ｎ比は、再生データのエラー率に
影響を与える。ところで、このような瞬時周波数信号を
出力する微分回路１１５は、上述したように、＋６ｄＢ
／Ｏｃｔの特性を有するため、周波数が高くなるに従い
歪みを大きくさせる。そこで、この第５例においては、
ベースバンド処理回路１３０の直前に低域濾波特性を有
する多ビット移動平均フィルタ回路１２８を設けてい
る。この多ビット移動平均フィルタ回路１２８が二重移
動平均の一方の移動平均を担っていると見ることもでき
るので、この第５例においては、瞬時位相検出回路１０
５内の移動平均フィルタ回路として単純移動平均フィル
タ回路１２６、１２７を適用している。

【０１４２】なお、多ビット移動平均フィルタ回路１２
８を設けた理由が上述のようであり、二重移動平均を分
散させて行なうということは２次的なものであるので、
瞬時位相検出回路１０５内の移動平均フィルタ回路とし
て、二重移動平均フィルタ回路１１０、１１１をそのま
ま適用しても良い。

【０１４３】単純移動平均フィルタ回路１２６及び１２
７としては、例えば図２２に示すものを適用できる（特
公平４−１０７７６号公報参照）。すなわち、シフトレ
ジスタ４０２、論理回路４０４及びアップダウンカウン
タ４０５でなるものを適用できる。

【０１４４】エクスクルーシブオア回路１０６又は１０
７から出力され、入力端子４０１から入力された位相差
反映信号は、入力端子４０３を介して与えられた発振器
１０２からの基準クロック信号によってシフトレジスタ
４０２に取り込まれる。シフトレジスタ４０２の初段及
び最終段の値は、論理回路４０４に入力され、基準クロ
ック信号のタイミングで比較される。アップダウンカウ
ンタ４０５の値は、現時点から所定期間τ前の時点まで
の移動平均値になっている。論理回路４０４は、初段及
び最終段の値（最終段の値は移動平均には反映されな
い）が一致しているときには、移動平均の変化がないと
してアップダウンカウンタ４０５のカウント値を操作せ
ず、初段の値が“１”で最終段の値が“０”のときには
移動平均値が増大したとしてアップダウンカウンタ４０
５をアップカウントさせ、初段の値が“０”で最終段の
値が“１”のときには移動平均値が減少したとしてアッ
プダウンカウンタ４０５をダウンカウントさせる。この
ように逐次更新されるアップダウンカウンタ４０５の値
が移動平均信号として出力端子４０６から送出される。

【０１４５】多ビット移動平均フィルタ回路１２８は、
単純移動平均フィルタ回路１２６及び１２７と異なって
多ビット（ここではｊビットとする）の入力信号を扱う
ものであるが、例えば、図２２に示す構成と類似してい
る図２３に示すものを適用できる。すなわち、入力レジ
スタ５０２、ｊビットシフトレジスタ（１ビットシフト
レジスタ群５０３−１〜５０３−ｊ）５０３、加算回路
５０４、減算回路５０５及び出力レジスタ５０６でなる
ものを適用し得る。

【０１４６】微分回路１１５からのｊビット信号は、発
振器１０２からの基準クロック信号によって入力レジス
タ５０２に取り込まれた後、その基準クロック信号に同
期してｊビットシフトレジスタ５０３に入力されて順次
シフトしていく。ここで、出力レジスタ５０６は移動平
均値を格納し、出力端子５０７から移動平均信号として
出力させるものである。加算回路５０４は、出力レジス
タ５０６に格納されている直前の移動平均値に、ｊビッ
トシフトレジスタ５０３の初段のｊビットデータを加算
して現時点のｊビットデータを移動平均値に反映させ、
減算回路５０５は、出力レジスタ５０６に格納されてい
る移動平均値から、ｊビットシフトレジスタ５０３の最
終段のｊビットデータを減算して移動平均時間τを越え
たｊビットデータが移動平均値に反映されることを除外
する。

【０１４７】多ビット移動平均フィルタ回路１２８の出
力信号のアイパタンは、送受信装置間でキャリア周波数
のずれがなければ、上記図１２に示すようになり、ベー
スバンド処理回路１３０は、第１例と同様の動作を行な
う。

【０１４８】従って、第５例の多値ＦＳＫ検波回路によ
っても、第１例の多値ＦＳＫ検波回路と同様に、それぞ
れがデジタル回路でなる、瞬時位相検出回路１０５、微
分回路１１５、ベースバンド処理回路１３０等の構成要
素によって多値ＦＳＫ検波回路を構成したので、製造バ
ラツキのないＬＳＩ化に容易に対応できる多値ＦＳＫ検
波回路が実現でき、この検波回路を適用した本発明に係
る多値ＦＳＫ受信装置の小型化等に寄与できる。

【０１４９】また、微分回路１１５の後段に多ビット移
動平均フィルタ回路１２８を設けたので、再生データの
エラー率をより小さく押さえることが期待できる。

【０１５０】（Ｊ）他の実施例 (J-1) 直交変調手段の要素であるミキサ１３及び１４
と、瞬時位相検出回路１０５のエクスクルーシブオア回
路１０６及び１０７とには同一周波数を加えれば良いの
で、直交変調手段の要素である発振器１６からの発振信
号の代りに、発振器１０２の出力信号を１／ｍ分周した
ものを使用しても良い。

【０１５１】(J-2) 第５例の多値ＦＳＫ検波回路の構成
をベースとし、第３例又は第４例の多値ＦＳＫ検波回路
の特徴構成を追加したものを、本発明における多値ＦＳ
Ｋ検波回路として適用しても良い。なお、今までの説明
で動作や機能が明らかなので、詳細説明は省略する。

【０１５２】(J-3) 送受信装置間のキャリア周波数にほ
とんとずれがないように構成できたものであれば、ＡＦ
Ｃ回路（フィードフォワード型ＡＦＣ回路）１１７及び
加算回路１１８や、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０
及び加算回路１５１を省略した多値ＦＳＫ検波回路を適
用するようにしても良い。

【０１５３】(J-4) 直交復調手段や直交変調手段や瞬時
位相検出回路の要素であるπ／２移相回路に代え、他方
の位相の発振信号を必要とする要素への伝送経路に設け
られる、位相を進めさせるπ／２移相回路を適用しても
良く、また、移相方向が異なる２個のπ／４移相回路を
適用してπ／２の位相差を形成させるようにしても良
い。

【０１５４】(J-5) 瞬時位相検出回路１０５における論
理回路１１２は、π／２だけ異なる２個の移動平均信号
から、−π〜π、π〜３π、３π〜５π、…のような２
πの範囲で直線変化する位相特性を有する信号を作成で
きれば良いので、上述の方法に限定されない。例えば、
図１０（ｂ）に示す位相特性を有する信号の負極性で図
１０（ａ）に示す位相特性を有する信号の極性を維持さ
せ、図１０（ｂ）に示す位相特性を有する信号の正極性
で図１０（ａ）に示す位相特性を有する信号の極性を反
転するものであっても良い。

【０１５５】(J-6) 各種移動平均フィルタ回路の構成
は、上述した図面に示したものに限定されない。例え
ば、図１３に示した二重移動平均フィルタ回路は、特公
平１−４５０９７号の第４図に対応したものであるが、
特公平１−４５０９７号の第４図に対応したものを適用
しても良い。また、例えば、図２２に示した単純移動平
均フィルタ回路は、特公平４−１０７７６号の第５図に
対応したものであるが、特公平４−１０７７６号の第７
図に対応したものを適用しても良い。

【０１５６】(J-7) 瞬時位相検出回路１０５におけるエ
クスクルーシブオア回路１０６、１０７に代えてエクス
クルーシブノア回路を適用しても良い。

【０１５７】(J-8) 上記実施例においては、２値ＦＳＫ
変調波信号又は４値ＦＳＫ変調波信号を受信する装置と
して説明を行なったが、８値以上の多値ＦＳＫ変調波信
号の受信装置にも本発明を適用することができる。

【０１５８】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、受信し
た多値ＦＳＫ変調波信号を直交検波し、その低域成分を
取出してＱチャネル信号及びＩチャネル信号を得る直交
検波手段と、直交検波により得られたＱチャネル信号及
びＩチャネル信号を直交変調する直交変調手段と、この
直交変調手段によって得られた多値ＦＳＫ変調波信号を
多値ＦＳＫ検波する多値ＦＳＫ検波回路とを有するの
で、ダイレクトコンバージョン方式のメリットを享受し
ながら、周波数情報（位相情報）を高精度に取り出すこ
とができ、符号の再生精度を高めることができる、しか
も集積回路化に適した多値ＦＳＫ受信装置を実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例の多値ＦＳＫ受信装置を示すブロッ
ク図である。

【図２】従来の２値ＦＳＫ受信装置を示すブロック図で
ある。

【図３】その各部タイミングチャートである。

【図４】第１実施例の装置内のミキサ構成例を示すブロ
ック図（その１）である。

【図５】その入出力信号の波形図である。

【図６】第１実施例の装置内のミキサ構成例を示すブロ
ック図（その２）である。

【図７】第２実施例の多値ＦＳＫ受信装置を示すブロッ
ク図である。

【図８】第３実施例の多値ＦＳＫ受信装置を示すブロッ
ク図である。

【図９】本発明が適用する多値ＦＳＫ検波回路の第１例
を示すブロック図である。

【図１０】論理回路１１２の処理説明用の波形図であ
る。

【図１１】多値ＦＳＫのベースバンド信号の波形図であ
る。

【図１２】４値ＦＳＫのアイパタン図である。

【図１３】二重移動平均フィルタ回路１１０、１１１の
詳細ブロック図である。

【図１４】送受信装置間の搬送波周波数ずれに伴って変
化したアイパタン図である。

【図１５】ＡＦＣ回路１１７の詳細ブロック図である。

【図１６】本発明が適用する多値ＦＳＫ検波回路の第２
例を示すブロック図である。

【図１７】フィードバック型ＡＦＣ回路１５０の詳細ブ
ロック図である。

【図１８】その動作説明用のアイパタン図である。

【図１９】本発明が適用する多値ＦＳＫ検波回路の第３
例を示すブロック図である。

【図２０】本発明が適用する多値ＦＳＫ検波回路の第４
例を示すブロック図である。

【図２１】本発明が適用する多値ＦＳＫ検波回路の第５
例を示すブロック図である。

【図２２】単純移動平均フィルタ回路１２６、１２７の
詳細ブロック図である。

【図２３】多ビット移動平均フィルタ回路１２８の詳細
ブロック図である。

【符号の説明】

２…ＲＦ増幅段、３、４、１３、１４…ミキサ、５、１
５…π／２移相器、６、１６、１０２、１２３…発振
器、７、８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、７−１、８
−１…増幅器、１７、１５１…加算回路、１８…リミッ
タ増幅器、１９…多値ＦＳＫ検波回路、２０…ＡＧＣ回
路、１０５…瞬時位相検出回路、１１５…微分回路、１
１６…クロック再生回路、１１７…ＡＦＣ回路、１１８
…減算回路、１１９…データ再生回路、１２４…サンプ
リング回路、１２５…１／ｋ分周回路、１２８…多ビッ
ト移動平均フィルタ回路、１３０、１３０Ａ…ベースバ
ンド処理回路、１５０…フィードバック型ＡＦＣ回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信した多値ＦＳＫ変調波信号を直交検
波し、その低域成分を取出してＱチャネル信号及びＩチ
ャネル信号を得る直交検波手段と、直交検波により得られたＱチャネル信号及びＩチャネル
信号を直交変調する直交変調手段と、この直交変調手段によって得られた多値ＦＳＫ変調波信
号を多値ＦＳＫ検波する多値ＦＳＫ検波回路とでなるこ
とを特徴とする多値ＦＳＫ受信装置。
【請求項２】上記直交変調手段への入力信号レベルを
所望レベルに保つように利得制御する自動利得制御手段
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の多値
ＦＳＫ受信装置。
【請求項３】上記多値ＦＳＫ検波回路が、上記直交変調手段によって得られた多値ＦＳＫ変調波信
号及び基準クロック信号が入力され、この多値ＦＳＫ変
調波信号の瞬時位相を検出してデジタル的に出力する瞬
時位相検出回路と、この瞬時位相検出回路から出力された多値ＦＳＫ変調波
信号の瞬時位相信号を微分して、上記多値ＦＳＫ変調波
信号の瞬時周波数を計算して出力する微分回路と、この微分回路から出力された瞬時周波数信号から、デー
タ及びデータクロックを再生するベースバンド処理回路
とでなり、上記瞬時位相検出回路が、上記基準クロック信号に基づいて生成されたπ／２だけ
位相が異なる同一周波数の第１及び第２のクロック信号
を基に、上記多値ＦＳＫ変調波信号のこれら第１及び第
２のクロック信号を基準とした位相差反映情報を含む第
１及び第２の変調波情報信号を出力する変調波情報生成
回路と、これら第１及び第２の変調波情報信号の移動平均をそれ
ぞれ得る、単純移動フィルタ回路又は二重移動フィルタ
回路でなる第１及び第２の移動平均フィルタ回路と、これら第１及び第２の移動平均フィルタ回路からの移動
平均信号に基づいて、入力された上記多値ＦＳＫ変調波
信号の瞬時位相信号を形成する瞬時位相信号形成用論理
回路とでなることを特徴とするを持つ請求項１又は２に
記載の多値ＦＳＫ受信装置。
【請求項４】上記変調波情報生成回路が、上記基準クロック信号を１／ｍ分周（ｍは整数）する１
／ｍ分周回路と、分周されたクロック信号を２分岐し、少なくとも分岐し
た一方のクロック信号の位相を操作してπ／２だけ位相
が異なる上記第１及び第２のクロック信号を形成するク
ロック信号形成回路と、当該瞬時位相検出回路に入力された上記多値ＦＳＫ変調
波信号と、上記第１のクロック信号との論理レベルの一
致不一致信号を形成して第１の変調波情報信号として出
力する第１の一致不一致回路と、当該瞬時位相検出回路に入力された上記多値ＦＳＫ変調
波信号と、上記第２のクロック信号との論理レベルの一
致不一致信号を形成して第２の変調波情報信号として出
力する第２の一致不一致回路とを備えることを特徴とす
る請求項３に記載の多値ＦＳＫ受信装置。
【請求項５】上記ベースバンド処理回路が、上記微分回路からの瞬時周波数信号からデータクロック
を再生するクロック再生回路と、再生されたデータクロック及び上記微分回路からの瞬時
周波数信号に基づいて、その瞬時周波数信号に含まれて
いる、送受信機間の搬送波周波数のずれに基づく誤差を
補償する周波数ずれ補償回路と、この周波数ずれ補償回路によって周波数ずれが補償され
た瞬時周波数信号から、再生されたデータクロックに基
づいて、データを再生するデータ再生回路とを備えるこ
とを特徴とする請求項３又は４に記載の多値ＦＳＫ受信
装置。
【請求項６】上記ベースバンド処理回路が、再生されたデータクロック及び上記微分回路からの瞬時
周波数信号に基づいて、その瞬時周波数信号が所定の上
限及び下限間に入るように、送受信機間の搬送波周波数
のずれに基づく誤差を補償するフィードバック型周波数
ずれ補償回路と、このフィードバック型周波数ずれ補償回路からの瞬時周
波数信号からデータクロックを再生するクロック再生回
路と、再生されたデータクロック及び上記フィードバック型周
波数ずれ補償回路からの瞬時周波数信号に基づいて、そ
の瞬時周波数信号に含まれている、送受信機間の搬送波
周波数のずれに基づく残存誤差を補償するフィードフォ
ワード型周波数ずれ補償回路と、このフィードフォワード型周波数ずれ補償回路によって
周波数ずれが補償された瞬時周波数信号から、再生され
たデータクロックに基づいて、データを再生するデータ
再生回路とを備えることを特徴とする請求項３又は４の
いずれかに記載の多値ＦＳＫ受信装置。
【請求項７】上記微分回路及び上記ベースバンド処理
回路が、上記基準クロック信号とは異なる周波数であっ
て、データ速度のＮ倍（Ｎは整数）の周波数を有する第
２の基準クロック信号に基づいて動作することを特徴す
る請求項３〜６のいずれかに記載の多値ＦＳＫ受信装
置。
【請求項８】上記ベースバンド処理回路が、上記基準
クロック信号とは異なる周波数であって、データ速度の
Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数を有する第２の基準クロック
信号に基づいて動作することを特徴する請求項３〜６の
いずれかに記載の多値ＦＳＫ受信装置。
【請求項９】上記第２の基準クロック信号を１／ｋ分
周（ｋは整数）する１／ｋ分周回路と、この１／ｋ分周回路からのクロック信号に基づいて、入
力信号のサンプリング周波数を変換して出力するサンプ
リング回路とを備え、上記サンプリング回路が、上記基準クロック信号で動作
する最も後段の回路の後段に設けられていることを特徴
する請求項７又は８に記載の多値ＦＳＫ受信装置。
【請求項１０】上記微分回路及び上記ベースバンド処
理回路間に、多ビット移動平均フィルタ回路を設けたこ
とを特徴とする請求項３〜９のいずれかに記載の多値Ｆ
ＳＫ受信装置。