KR100780117B1 - 각도 변조 ｒｆ 신호 수신기 - Google Patents

각도 변조 ｒｆ 신호 수신기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 각도 변조된 무선 주파수 신호를 수신하는 위상 보간기에 관한 것이다. 수신기는 수신된 각도 변환된 신호를 보다 낮은 주파수 신호, 리미터, 보간 필터 및 복조기로 다운 변환하는 혼합기를 포함한다. 이러한 혼합기는 수신된 RF 신호를 낮은 IF 중간 주파수 신호로 다운 변환한다. 낮은 IF 중간 주파수 신호는 리미팅된다. 부가하는 제로 IF로의 다운 변환후에, 직교 혼합기를 이용하여, 리미팅된 신호는 위상 보간된다. 보간 주파수는 리미터에 의해서 생성된 양자화 잡음의 스펙트럼 확산을 위한 잡음 확산 신호로 동작하는 중간 주파수의 두 배에서 리미팅된 신호가 원하지 않는 신호를 포함하도록 선택되고, 보간 필터의 차단 주파수는 원하지 않는 신호 및 확산 양자화 잡음이 억제되도록 선택된다.

Description

각도 변조 ＲＦ 신호 수신기{PHASE INTERPOLATION RECEIVER FOR ANGLE MODULATED RF SIGNALS}
본 발명은 각도 변조 신호(angle modulated signal)를 수신하는 수신기에 관한 것이다. 이러한 수신기는 DECT 수신기, ETSI DECT 표준 기반 디지털 유럽형 무선 통신(Digital European Cordless Telecommunication based on the ETSI DECT Standard), PWT 수신기, TR41.6 TIA 표준 기반 개인 무선 통신(Personal WIreless Telecommunications based on the TR41.6 TIA Standard), GSM 수신기, ETSI GSM 표준 기반 이동 통신을 위한 글로벌 시스템(Global System for Movile Communications based on the ETSI GSM Standards) 또는 다른 각도 변조 신호용 수신기와 같은 무선 또는 셀룰러 전화 수신기일 수 있다. DECT에서는 각도 변조 신호는 GFSK 신호, 즉 가우시안 주파수 쉬프트 키잉 신호(Gaussian Frequency Shift Keyed signal)이다. PWT에 있어서, 각도 변조 신호는 π/4 DQPSK 신호, 즉 차분 직교 위상 쉬프트 키잉 신호(Differential Quadrature Phase Shift Keyed Signal)이다.
1990년 W.H. Tuttlebee와 Springer Verlag의 "Cordless Telecommunications in Europe" 핸드북 211 내지 214 페이지에서, 잡음 리미팅 중간 주파수 필터(a noise limiting intermediate frequency filter)에 결합된 복조기를 가지는 수퍼헤테로다인(superheterodyne) 수신기 구조 및 직접 변환(a direct conversion)(제로 IF(zero IF)) 수신기 구조가 개시된다. 높은 중간 주파수는 주파수 대역내의 원하는 주파수로부터 영상 주파수를 분리하는 업무를 단순화하기에 바람직한 것으로 고려된다. 중간 주파수의 선택은 또한 변조 및 신호 대역과의 관계에서 이용가능한 기술에 의해서 영향을 받는다. DECT에서, 예를 들면, 신호 대역은 1㎒정도이다. DECT용 소위 SAW 필터(Surface Acoustic Wave filters)를 가지는 수신기에서는 통상적으로 중간 주파수는 신호 대역폭보다 훨씬 높다. 2개의 중간 주파수를 가지는 이중 수퍼헤테로다인 구조는 2 단의 IF 필터링을 적용한다. 이러한 구조에서, 제 1 IF 필터단은 충분한 선택도를 가져 제 2 IF 변환단의 영상 주파수를 적절히 거부할 것이 요구된다. 직접 변환 구조는 RF로부터 제로 IF로의 한 단의 단일 변환인데, RF 신호는 로컬 오실레이터의 동위상(in-phase) 및 직교 성분과 혼합된다.
FM 판별기(discriminators)를 가지는 하드 리미팅된 IF 신호를 이용하는 다른 통상적인 디지털 통신 수신기에서는, 복조된 신호에서의 왜곡을 작게 유지하기 위하여 IF 주파수가 통상적으로 신호 대역폭보다 훨씬 크다. 예를 들면, 일정 포락선 GFSK 변조(constant envelope GFSK modulation)를 이용하는 DECT에서, 통상적으로 약 10㎒의 IF에서 하드 리미팅이 수행된다. π/4 DQPSK 변조를 이용하는 PWT에서는 FM 판별기의 훨씬 큰 선형 범위가 추가적으로 필요한, 유사한 요건이 존재한다. 복조기의 입력 동적 범위를 작게 유지하기 위하여 리미팅이 요구된다. 이는 자동 이득 제어(AGC)에 비해 훨씬 저렴하고 실시하기 용이하다. 하드 리미팅의 다른 장점은, 1 비트 양자화 신호가 A/D 변환기의 필요없이, 직접적으로 디지털 처리될 수 있다는 것이다. 더욱이, 채널 선택도 필터링후에 IF 주파수가 매우 낮게 유지되는 장점이 있다. 복조는 낮은 샘플링 레이트(sampling rate)에서 전적으로 집적화되거나 디지털 방식으로 행해질 수 있다. 그러나, 그런 다음, 채널 필터 및 FM 판별기의 동적 범위를 제한하기 위하여 복잡하게 분포된 AGC가 필요하다. 이에 덧붙여, LO 누설(LO leakage)에 의해서 생성된 DC 오프셋을 매우 감소시키기 위하여 DC 리셋 기술이 이용될 수 있다. π/4 DQPSK 변조를 가지는 PWT를 위한 공지된 제로 IF 수신기는 신호의 일정하지 않은 포락선(envelope) 때문에 보다 복잡하다. 제로 IF 수신기에 의해서 생성된 고조파(harmonics)가 원하는 신호 대역으로 포개지기(fold back) 때문에 제로 IF 수신기에서는 리미팅(limiting)이 이용될 수 없다. 그 결과는 변조 위상이 하드 리미팅(hard limiting)에 의해서 π/4, 3π/4, 5π/4 및 7π/4로 양자화된다. 즉, 위상 양자화 에러는 π/4이다. 이것은 주어진 캐리어 대 잡음 비에서(at a given Carrier to Noise ratio) BER에 관하여 적당한 수신기 감도를 획득하기에 너무 큰 값이다. 4개 이상의 하드 리미팅된 다위상 제로 IF 신호(multi-phase zero IF signals)가 이용되어 기본적인 위상 양자화 에러를 줄이는 기술이 제안되었다. 다위상 신호는 기본 논 리미팅(non-limiting) I 및 Q 직교 신호의 선형 조합을 이용하여 생성된다. 위상 양자화는 리미팅(limiting)된 신호의 제로 크로싱(zero crossings)간의 간격을 측정하는 고속 카운터를 가지는 복잡한 구조를 이용하여 추가 감소될 수 있다.
발명의 개요
본 발명의 목적은 IF 신호를 리미팅하는 장점과 제로 IF를 가지는 장점을 결합하는 각도 변조 무선 주파수 신호를 수신하는 상이한 구조의 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 용이하게 실시될 수 있는 간단한 구조를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 이러한 구조의 이러한 부분의 아날로그 및 디지털 변형(variant)을 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면,
수신된 각도 변조 무선 주파수 신호를 중간 주파수 각도 변조 신호로 다운 변환하는 제 1 다운 변환 수단(first down-conversion means)과,
상기 중간 주파수 각도 변조 신호로부터 리미팅된 신호를 생성하는 리미팅 수단과,
상기 리미팅된 신호를 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호로 변환하는 제 2 다운 변환 수단과,
상기 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호를 보간하는 저역 통과 보간 필터링 수단과,
상기 보간된 동위상(in-phase) 및 직교 제로 중간 주파수 신호로부터 복조된 신호를 생성하는 복조 수단을 포함하되,
상기 중간 주파수는, 상기 리미팅된 신호가 상기 리미팅 수단에 의해서 생성된 양자화 잡음의 스펙트럼 확산을 위한 잡음 확산 신호로 동작하는 상기 중간 주파수의 2배되는 곳에서 원치 않은 신호를 포함하도록 선택되며, 상기 저역 통과 보간 필터링 수단이, 컷오프 주파수(a cut-off frequency)가 상기 원하지 않는 신호 및 상기 확산 양자화 잡음이 억제되도록 선택되는 변조 신호를 수신하는 수신기가 제공된다.
이와 달리, 수신기는 리미팅에 기인한 양자화 잡음이 제로-IF로 다운 변환된 후에 개입된 저주파수 신호에 의해서 스펙트럼 확산되도록 직접 변환 제로 IF 수신기에 근거할 수 있다.
이와 달리, 수신기는, 원하는 신호의 주파수 대역폭 외부의, 수신된 무선 주파수 신호에 존재하는 비콘 신호(a beacon signal)에 의해서, 리미팅에 기인한 양자화 잡음이 스펙트럼 확산되는 직접 변환 제로-IF일 수 있다.
본 발명은 내부 또는 외부 양자화 잡음 확산 신호-내부 확산 신호는 2fIF 신호이며, 외부 신호는 저주파수 개입 신호 또는 비콘 신호임-를 이용하여 하드-리미팅 및 제로-IF가 바람직하게 결합될 수 있다는 생각에 근거한다.
바람직하게, 내부 확산 신호가 이용되며, 리미팅 수단은 1비트 양자화를 제공하는 하드 리미터이다.
이러한 실시예는 위상 보간 및 양자화 잡음의 확산을 이용하여 제로 IF 및 하드-리미팅 양자의 장점을 모두 결합한다. 원하지 않는 신호, 즉 제로 IF 신호와 함께 f2IF 신호를 확산하는 보다 높은 주파수 잡음을 가짐으로써 1 비트 양자화 잡음은 보다 높은 주파수로 확산되며, 실제로 이러한 잡음 중 훨씬 적은 양이 원하는 제로 IF 신호 대역내로 들어간다. 원하지 않는 신호와 보다 높은 주파수 양자화 잡음은 복조되기 전에 저역 통과 필터를 이용하여 필터링된다. 저역 통과 필터는 실제로 위상 보간을 수행하여 제로 IF에서 매우 정확하고 매우 연속적인 변조 위상을 제공한다.
수학적으로, 하드 리미팅은 시그마 함수(sgn)와 등가이며, sgn(xy)=sgn(x)sgn(y)이므로, 혼합전 또는 혼합후의 리미팅은 동일한 결과를 나타낸다. 따라서, 2fIF 항목에 의한 잡음 확산은 낮은 IF 신호의 제로 IF 신호로의 혼합 이전 또는 혼합 이후에 수행되는 하드 리미팅에 독립적이다.
하드 리미팅 대신에, 소프트 리미팅이, 예를 들면 로그 이득 증폭기(a logarithmic gain amplifier)로 수행될 수 있다. 그런 다음, 적어도 2 비트 워드의 디지털 출력 스트림을 생성하는 추가적인 A/D 변환기가 필요하게 된다.
바람직하게, 로컬 오실레이터 수단에 의해서 생성된, 낮은 IF로부터 제로 IF로의 다운 변환을 위한 로컬 오실레이터 신호는 정방형 신호이다. 이것은 신호 처리가 추가적인 아날로그-디지털 변환기의 필요없이 디지털 영역에서 행해질 수 있다는 장점을 가진다. 다른 한편으로, 추가적인 아날로그-디지털 변환기를 필요로 하는 사인 파형의 인가는 위상 변조를 위하여 리미팅된 신호의 신호 위치(constellation)가 왜곡되지 않아서 복조 위상 에러가 존재하지 않는다는 장점을 가진다.
바람직하게, 저역 통과 보간 필터링 수단은 이동 평균 필터(a moving average filter), 다운 샘플러(a down sampler) 및 유한 임펄스 응답(FIR) 레이즈드 코사인 필터(a Finite Impulse Response(FIR) raised cosine filter)와 같은 감소된 샘플링 레이트 디지털 필터(a reduced sampling rate digital filter)의 캐스케이드(cascade)의 디지털 필터링 수단이다. 이것에 의하여, 감소된 샘플링 레이트 디지털 필터에 따른 감소된 전력 소비를 갖는 간단하고 견실한 실시예가 제공된다.
도 1은 본 발명에 따른 수신기의 제 1 실시예를 가지는 트랜시버(transceiver)의 블록도,
도 2는 본 발명에 따른 수신기의 제 2 실시예의 블록도,
도 3은 하드 리미팅된(hard-limited) 1 비트 신호의 I- 및 Q-샘플링을 도시하는 도,
도 4는 IF 주기동안 8개의 샘플을 가지는 I- 및 Q-샘플러 극성(polarities)을 나타내는 도,
도 5는 하드 리미팅된 1 비트 신호의 I- 및 Q-샘플링의 다른 실시예를 나타내는 도,
도 6은 θ가 혼합기 및 LO 입력 신호사이의 위상차를 도시하는 정방형 파형 LO 혼합(square wave LO mixing)을 나타내는 도,
도 7은 사인 파형 LO 혼합(sine wave LO mixing)을 도시하는 도,
도 8은 사인 파형 LO 혼합(sine wave LO mixing)을 이용할 때에 궤적에 왜곡을 가지지 않는 π/4 DQPSK 신호 위치(constellation)에 대한 IF의 하드-리미팅의 효과를 도시하는 도,
도 9는 정방형 파형 LO 혼합(square wave LO mixing)을 이용할 때에 궤적의 왜곡에 기인하여 원형 대신에 정방형상에 떨어지는 8개의 위치 포인트(constellation)를 가지는 π/4 DQPSK 신호 위치에 대한 IF의 하드-리미팅의 효과를 도시하는 도,
도 10은 하드 리미팅에 기인한 이산 위상(discrete phase)을 도시하는 도,
도 11은 본 발명에 따른 낮은 IF 다위상 수신기(poly phase receiver)를 위한 DECT 채널을 도시하는 도,
도 12는 다위상 수신기내의 필터의 실시를 도시하는 도,
도 13은 본 발명에 따른 낮은 IF 다위상 수신기를 위한 PWT 채널을 도시하는 도,
도 14는 저역 통과 보간 필터의 아날로그 실시를 도시하는 도,
도 15 및 도 16은 저역 통과 보간 필터의 디지털 실시를 도시하는 도,
도 17은 디지털 저역 통과 위상 보간 필터내의 에일리어싱(aliasing)을 도시하는 도,
도 18은 본 발명의 일단계 다운 변환 제로 IF 수신기(a one step down conversion zero-IF receiver) 실시예를 도시하는 도,
도 19는 본 발명에 따른 제로 IF 수신기의 비콘 신호 실시예를 도시하는 도.
도면을 통하여 동일한 참조 번호는 동일한 특징부에 대하여 이용된다.
도 1은 본 발명에 따른 수신기(Rx)의 제 1 실시예를 가지는 트랜시버(1)의 블록도이다. 수신기(Rx)는 RF로부터 제로 IF 또는 기저 대역(base band)으로의 3 단계 다운 변환(three-step down-conversion)을 수행하는 이중 수퍼헤테로다인 수신기이다. 트랜시버, DECT 또는 PWT 수신기는, 예를 들면 수신기(Rx)를 안테나(3)에 결합하는 Tx/Rx 스위치(2)를 포함한다. Tx/Rx 스위치(2)는 여기서는 상세하기 도시되지 않은 전송 브랜치(transmit branch)(Tx)에 더 결합된다. 수신기(Rx)는 RF 대역 통과 필터(5)를 통하여 Tx/Rx 스위치(2)에 결합된 저잡음 RF 증폭기(4)을 포함한다. RF 대역 통과 필터(5)는 안테나(3)에서의 각도 변조 무선 주파수 신호 RF를 수신한다. 저잡음 증폭기(4)는 제 1 다운 변환 수단, 혼합기(6) 및 혼합기(7)에 결합되는데, 혼합기(6)는 로컬 오실레이터(LO3)에 결합되며 혼합기(7)는 로컬 오실레이터(LO2)에 결합된다. 혼합기(6)는 대역 통과 필터(F3)를 통하여 혼합기(7)에 결합된다. 수신기(Rx)는 저역 통과 필터(10)의 출력(9)에 나타나는 중간 주파수 각도 변조 신호(fIF1)로부터 리미팅된 신호 v(t)를 생성하는 리미터(limiter)(8)를 포함한다. 도시된 실시예에서, 리미터(8)는 하드 리미터이다. 수신기(Rx)는 제 2 다운 변환 수단과 혼합기(M1,M2)를 포함한다. 혼합기(M1,M2)는 90°위상 쉬프팅된 오실레이터 신호를 혼합기(M1,M2)에 각기 제공하는 로컬 오실레이터(LO1)에 결합된다. 출력층에서, 혼합기(M1,M2)는 저역 통과 보간 필터(F1,F2)에 각기 결합되는데, 필터(F1,F2)는 제로 IF에서 아날로그 직교 신호(analog quadrature signals), 동위상 신호(I) 및 직교 신호(Q)를 제공한다. 신호 I 및 Q는 차동 복조기(11)에 공급되어 복조된 심볼(Xk,Yk)을 제공한다. π/4 DQPSK에 대하여, PWT 시스템에서와 같이, 차동 복조기(11)는 다음 등식에 따라 복조된 신호(Xk,Yk)를 생성한다.
Figure 112001009947622-pct00001
｜A(k)｜는 변조 벡터(modulation vector) 또는 캐리어 포락선(carrier envelope)의 크기(magnitude)이며, Δθ(k)는 캐리어 위상의 변화, 즉 k-1th 심볼로부터 kth 심볼로의 변조 벡터이다. 캐리어 포락선 ｜A(k)｜의 크기는 항상 양이기 때문에, Xk 및 Yk의 값에 영향을 미치지 않는다. 따라서, 모든 채널 잡음이 이러한 왜곡전에 더해진다면 포락선 왜곡(envelope distortion)은 수신기 감도에 영향을 미치지 않는다. 대부분의 잡음 전력은 전단 RF 부분으로부터 발생하며, 따라서 신호 및 잡음의 합은 결과하는 S+N 극성에 대한 영향없이 포락선 왜곡을 겪게된다. 제로 IF로의 혼합후에 추가된 잡음 전력은 이러한 잡음이 왜곡된 S+N 극성을 변화시킬 수 있기 때문에 비교적 작게 유지되어야 한다. DECT GFSK 신호의 복조는 π/4 DQPSK PWT에서와 마찬가지로 차동적으로(differentially) 행해질 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 수신기의 제 2 실시예의 블록도를 도시한다. 이러한 실시예에서, 수신기(Rx)는 RF로부터 제로 IF 또는 기저 대역으로의 2단계 직교 다운 변환을 가지는 낮은 IF 수신기이다. 수신기(Rx)는 직교 다운 변환 수단, 직교 혼합기(20,21)를 포함한다. 혼합기(20,21)는 로컬 오실레이터(LO2)에 직접적으로, 그리고 90°위상 쉬프터(22)를 통하여 각기 결합된다. 혼합기(20,21)는 저역 통과 필터(23,24) 및 다위상 필터(F4)의 캐스케이드를 통하여 리미터(8)에 추가 결합된다.
도 1의 이중 수퍼헤테로다인 수신기(Rx)에서, 그리고 도 2의 다위상 수신기(Rx)에서, 잡음 확산 신호는 혼합기(M1,M2)에서의 매우 낮은 원치 않은 2fIF1 주파수 항이다. 하드-리미팅된 IF 신호는 정방형 파형(LO)과 함께 혼합된다. 이것은 논-리미팅된 IF 신호와 정현파(LO)를 혼합하고, 그런 다음 도 3에 도시된 바와 같이 혼합기 출력에서 신호를 리미팅하는 것과 등가이며, 도 3에는 도 1 및 도 2에 도시된 리미터(8)가 아닌, 리미터(30,31)와 추가적인 샘플러(32,33)가 도시된다. 원하지 않는 2fIF1 항은 원하는 신호 레벨을 따르는데, 이는 수신된 신호의 혼합 산물이기 때문이다. 이것은, AGC가, 필적하는 레벨(at comparable levels)에서 원하는 신호와 원하지 않는 잡음 확산 신호를 유지시키는 문제점을 제거한다. 순수한 직접 변환 제포 IF 개념에서는, 추가된 잡음 확산 신호가 원하는 신호보다 훨씬 클 수 있는 가능한 문제점이 존재하며, 따라서 특별한 조치가 취해져야 한다. 정방형 파형 오실레이터를 혼합하는 장점은 도 4 및 도 5에서 도시된 바와 같이 혼합 및 샘플링이 디지털적으로 행해질 수 있으며, 신호가 A/D 변환기 없이 디지털적으로 처리된다는 점이다. 도 4에서, 샘플러(30,32)의 샘플링이 도시되는데, 다운 변환 신호 fIF1의 주기당 8개의 샘플이 샘플링된다. 이와 달리, 도 3에서의 혼합 및 샘플링은 도 5에 도시된 바와 같이 행해지는데, 리미터(8)의 1 비트 출력 신호는 샘플러(50)으로 샘플링되며, 혼합기(M1,M2)는 배타적-OR 게이트이다. 낮은 IF 신호의 홀수 고조파(odd harmonics)는 LO 홀수 고조파에 의해서 제로 IF로 다운 변환되며, 이들은 변조에 있어서 위상 및 크기 에러로 나타난다. 도 6은 정방형 파형 LO 혼합을 도시하고, 도 7은 사인 파형 LO 혼합을 도시한다. IF 신호가 정현파인 경우에, 출력 DC 전압(제로 IF 성분)은 LO와 IF 신호간의 위상차에 따라 정현파 형태로 변한다. 위상 변조를 위하여, 이러한 혼합은 π/4 DQPSK에 대하여 도 8에 도시된 바와 같이 여전히 원(circle)상에 놓이는 성상(constellation)을 생성할 것이며, 복조 위상 에러는 존재하지 않는다. 그러나, 이러한 경우에 혼합기 출력 신호 양자화는 1 비트 이상이며, 이러한 신호는 상이하게 처리되어야 하는데, 예를 들면 통상적인 아날로그 저역 통과 필터 후에 디지털 변조를 위한 A/D 변환이 수행된다. LO가 하드 리미팅된 경우에, 혼합기의 DC 출력은 위상차에 따라서 삼각형 형태로 변하며, 위상 변조 신호를 위한 위치는 사각형상으로 나타날 것이다. 위치 포인트들간의 위상차는 π/4 DQPSK에 대하여 도 9에 도시된 바와 같이 변하며, 이로 인하여 복조 위상에서 에러를 생성한다. 이러한 에러는 LO와 변조되지 않은 IF 캐리어간의 위상차에 좌우된다. 위치 포인트내의 최대 위상 에러는 4.08°이다.
도 10에 도시된 바와 같이, IF 신호를 하드 리미팅하는 효과는 변조 위상이 캐리어의 제로 크로싱(zero crossings of carrier)들 사이에서 이산적으로 되며, 평균화된다는 것이다. 제로 IF로의 다운 변환후에, 변조 위상은 기저 대역에서 도 1 및 도 2에서 도시된 바와 같이 F1 및 F2의 필터링에 의해 보간된다. 시간적으로 캐리어 제로 크로싱이 너무 넓게 확산되는 경우에, 즉 너무 낮은 IF에 대하여는, 보간은 좋지 못하다. 이것은 2fIF 성분으로부터 제로 IF 변조 대역으로의 스펙트럼 스필오버(spectral spill over)를 측정하고, π/4 DQPSK에 대한 차동 위상 에러를 측정함으로써 정량적으로 분석될 수 있다. 제로 IF로의 다운 변환은 선형 혼합에 의해서, 즉, 도 7에 도시된 바와 같은 사인 파형 LO 혼합에 의해서, 또는 도 6에 도시된 바와 같은 하드 리미팅된 LO 혼합에 의해서 수행될 수 있다. 도 10에는 하드 리미팅 전후의 변조 벡터 크기 A(k)의 크기 및 위상 변화가 또한 도시된다.
DECT에 대하여, 채널 공간과 동일하게 취해진 1.728㎒에서 하드 리미팅된 2fIF GFSK 신호는 제로 IF 기저 대역(0-864㎑)으로의 -32dBc 스플레터(splatter)를 생성한다. 이것은 DECT에서는 일정한 포락선 변조가 이용되기 때문에 인접 채널 간섭(adjacent channel interference)과 유사하다. 그러므로, fIF는 채널 간격의 절반으로 선택될 수 있다. 그런 다음, 도 11에 도시된 바와 같이 영상 주파수는 인접 채널(b)이 된다. 도 12에 도시된 바와 같이 영상 주파수는 다위상 기저 대역 필터(F5)에 의해서 억제된다(suppressed). 도 12에 도시된 바와 같이 보다 높은 주파수 항(예를 들면 c, d, e, f등)은 저역 통과 필터(F6,F8)에 의해서 억제된다. 보다 높은 주파수 항은 하드 리미팅전에 억제되어야 하며, 그렇지 않을 경우 추가적인 간섭 잡음이 원하는 신호 대역내에 놓일 것이다. 제로 IF로의 다운 변환후에, 원치 않은 2f1F 성분은 위상 보간을 행하는 저역 통과 필터링에 의해서 제거된다.
도 12는 도 2에 도시된 바와 같은 필터(F4)의 필터 구현을 도시한다. 다위상 대역 통과 필터(F5) 및 저역 통과 필터(F6,F8) 및 추가적인 증폭기 및 AGC 제어기가 도시되어 있다. I 출력 대신에, Q 출력이 이용될 수 있다.
PWT에 대하여, 1.25㎒에서 2fIF 부분은 제로 IF 원하는 신호로의 -12dBc 스펙트럼 스플레터(spectral splatter)를 생성한다. 이에 해당하는 차동 위상 에러는 약 15%이다. 이것은 수신기 감도에 있어서 약 1dB의 손실을 초래한다. 이러한 손실은 제 1 LO, LO2를 인접 채널의 중간으로, 예를 들면 도 13에 도시된 바와 같이 이동하여 fIF를 증가시킴으로써 감소시킬 수 있다. 여기에서, 2fIF 부분은 2 채널(2.5㎒)만큼 떨어지게 되며, 훨씬 적은 제로 IF에서 원하는 신호로의 스펙트럼 스플레터를 생성한다. 위상 보간 필터(F1,F)는 제로 IF 원하는 신호의 대역폭에 걸쳐 선형 위상을 나타내어야 한다. 필터(F1,F2)는 또한 양자화 잡음의 고주파수 성분을 제거한다.
도 14는 필터(F1,F2)의 아날로그 구현을 도시한다. 아날로그 위상 보간의 장점은 제로 IF로의 다운 변환이 사인 파형 LO 혼합을 이용하고, 이로 인하여 변조 위상 에러를 제거하여 이루어 질 수 있다는 점이다. fIF가 충분히 크다면 거의 이상적인 위상 보간이 가능하다. 추가적으로, 필터 출력에서의 A/D 변환기(도시되지 않음)는 약 5비트의 양자화를 가질 수 있다. 도 14에서 도시된 바와 같이, 아날로그 필터링은 아날로그 FIR 필터를 이용하여 행해진다. 하드 리미팅된 LO 혼합에 대하여 입력 양자화는 1비트이기 때문에 FIR 필터(60)의 지연(delay)(61,62,63,64,65)은 증폭기(66,67,68,69,70)의 출력에서 병렬 출력을 가지는 디지털 쉬프트 레지스터일 수 있으며, 이들은 아날로그 가산기(71)에 의해서 가산된다. 탭 상수 및 합은 아날로그이다. 필터 출력은 이산 아날로그이다. 이러한 기술의 장점은, TDMA 시스템에 대하여, 동일한 필터가 보다 작은 탭을 가지는 보다 작은 샘플링 레이트에서 전송기 데이터 형성에 이용될 수 있다는 점이다. DECT에서 이것은 가우시안 필터(Gaussian filter)로 직접 이용될 수 있다.
도 15 및 도 16에 도시된 바와 같이, 제로 IF 신호에 대하여 1 비트 양자화를 가지는 큰 장점은 고주파수 양자화의 위상 보간 및 억제이 간단한 이동 평균 필터를 가지고 행해질 수 있다는 점이다. 도 15에서, 이동 평균 필터(80), 다운 샘플러(81) 및 FIR 레이즈드 코사인 필터(82)의 캐스케이드인 필터(F1)가 도시된다. 도 16에서, 감쇄기(1/M), 가산기(90), 순방향 지연(MT) 및 역방향 지연(T)의 캐스케이드이며, n은 출력 워드 길이를 비트로 나타내는 이동 평균 필터가 보다 상세히 도시된다. 누산기(accumulator)는 실제로는 카운터이며, n 비트 디지털 필터링 출력을 나타낸다. 예를 들면, 레이즈드 코사인 필터에 의한 추가의 디지털 위상 보간 필터링을 위하여 출력에서의 샘플링 레이트는 크게 줄어든다. 이동 평균 필터만으로는 위상 보간이 충분하지 않다. 이는 주로 1 비트 양자화 잡음의 고주파수 성분을 억제한다.
1 비트 양자화 잡음은 고주파수에서 매우 강하다. 하드 리미터로부터의 +13 dBm의 출력 전력에 대하여, 제로 IF 원하는 신호의 전력은 4.8 dBm이며 2fIF 대역의 전력은 10.4 dBm이다. 510fIF보다 큰 모든 주파수의 전체 전력은 원하는 제로 IF 전력 레벨의 20dB 아래이다. 이러한 결과는 PWT 신호에 대하여 fIF = 1.152㎒이다. 이것은 이동 평균 필터가 매우 높은 샘플링 레이트에서 실시되어야 함을 의미하지는 않는다. 보다 낮은 샘플링 레이트에서 실시하면 몇몇 보다 높은 주파수 양자화 잡음의 에일리어싱을 생성하는데, 즉 이들은 제로 IF 원하는 대역내로 포개진다. 이러한 에일리어싱은 변조 포락선 왜곡(정방형 위치)으로부터의 피크 4.08°변조 위상 에러에 추가된다. 샘플링 레이트는, 에일리어싱이 수용 가능한 DPE(differential phase error)를 생성하기에 충분할 정도로 낮게 유지된다. 에일리어싱은 도 17에 도시되어 있다. 더욱이 샘플링 레이트는 fIF에 비례하여 증가되어야 한다. 그러므로, fIF가 매우 큰 경우에는 디지털 필터는 유용하지 않을 수 있다.
도 18은 본 발명에 따른 수신기(Rx)의 다른 실시예를 도시하는데, 수신기는 직접 변환되며, 단일 단계 다운 변환 제로 IF 수신기이다. 수신기는 리미터(92,93)를 포함하는데, 그 입력으로 저주파수 생성기(95)가 가산기(96,97)내에 각기 저주파수 신호(f1)를 주입한다. 또한 DC 오프셋 또는 리셋 회로(98,99,10,101), 증폭기(102,103) 및 AGC 제어기(104)가 도시되어 있다. 로컬 오실레이터(LO2)는 RF 신호를 제로 IF로 직접 변환한다. 이러한 실시예에 있어서의 문제점은 IF 부분을 오버로딩(overloading)하지 않기 위하여 잡음 확산 신호가 제어되어야 한다는 것이다. 또한, 이것은 변조 입력에 도달할 때까지 충분히 제거되어야 하는데, 이는 최소 동작 RF 레벨에서 좋은 수신기 감도를 가지기 위하여 작아야만 한다. 예를 들면 LO 재방사(re-radiation)에 기인하고, 직접 검출에 기인한 혼합기 출력에서의 DC 오프셋은 하드 리미팅전에 다량 (채널간 간섭 레벨(co-channel interference level) 이하로 줄어듬) 제거되어야 한다. DC-오프셋의 증폭은 통상적으로 최소 동작 신호 레벨보다 큰 크기를 가지기 때문에, DC-결합 이득 및 혼합기와 리머터간의 필터 블록은 포화되거나, 리미터 입력은 포화될 것이다. 신호 포화 및 압축이 리미터 입력까지 회피될 수 있다면 몇몇 DC 오프셋 보상은 리미터후에 여전히 행해질 수 있다. 잡음 확산 신호상의 AGC 동작에 근거한 수신된 신호는 리미터후의 DC 오프셋 레벨이 변할 것이므로 회피되어야 한다. DC 오프셋 보상은 신호가 수신되지 않을 때에 TDMA 슬롯의 보호 공간내에서 행해지며, RF 버스트 동안에 중지된다. DC-오프셋 보상은 입력 신호상의 AGC전에 실질적으로 행해져야 한다. 원하지 않는 신호의 잡음 확산은 AGC후에 추가되어야 한다.
도 19에서, 본 발명에 따른 수신기(Rx)의 다른 실시예로서의 수신기는, 도 18에 도시된 바와 같이 직접 변환되며, 단일 단계 다운 변환 제로 IF 수신기이지만, 생성기(generator)(95)는 존재하지 않는다. 이러한 실시예에서, 비콘 신호(BC)는 주파수 대역 FB 바깥에서 잡음 확산 신호로 작용한다. 도시된 것은, 비콘 신호(BC)의 거리 f1(f1은 도 18의 생성기(95)에 의해서 생성된 주파수와 동일한 주파수임)에서의 원하는 신호(WS)이다.
앞서 기술된 관점에서, 당업자에게는 첨부된 청구항에 의해서 규정된 본 발명의 사상 및 범주를 벗어나지 않고서 다양한 변형이 가능하며, 따라서 본 발명이 제공된 실시예에 한정되지 않음은 명확할 것이다. "포함하는(comprising)"이라는 단어는 청구항에 나타난 것 이상의 다른 요소 또는 단계의 존재를 배재하지 않는다.

Claims (20)

  1. 각도 변조 무선 주파수 신호(CRF)를 수신하는 수신기(1)에 있어서,
    상기 수신기는
    상기 수신된 각도 변조 무선 주파수 신호(CRF)를 중간 주파수 각도 변조 신호(fIF1)로 다운 변환하는 제 1 다운 변환 수단(6,7)과,
    상기 중간 주파수 각도 변조 신호(fIF1)로부터 리미팅된 신호(N(t))를 생성하는 리미팅 수단(8)과,
    상기 리미팅된 신호(N(t))를 동위상(in-phase) 및 직교 제로 중간 주파수로 다운 변환하는 제 2 다운 변환 수단(M1,M2)과,
    상기 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호를 보간하는 저역 통과 보간 필터링 수단(F1,F2)과,
    상기 보간된 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호(I,Q)로부터 복조된 신호(Xk,Yk)를 생성하는 복조 수단(11)-상기 중간 주파수(fIF1)는 상기 리미팅된 신호(N(t))가 상기 중간 주파수의 2배에서 상기 리미팅 수단에 의해서 생성된 양자화 잡음의 스펙트럼 확산을 위하여 잡음 확산 신호로 작용하는 원하지 않는 신호(2fIF1)를 포함하도록 선택되고, 상기 저역 통과 보간 필터링 수단의 차단 주파수는 원하지 않는 신호 및 상기 확산 양자화 잡음이 억제되도록 선택됨-
    을 포함하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  2. 각도 변조 무선 주파수 신호(RF)를 수신하는 수신기(1)에 있어서,
    상기 수신기는
    상기 수신된 각도 변조 무선 주파수 신호를 중간 주파수 각도 변조 신호(fIF1)로 다운 변환하는 제 1 다운 변환 수단(20,21)과,
    상기 중간 주파수 각도 변조 신호(fIF1)를 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호로 다운 변환하는 제 2 다운 변환 수단(M1,M2)과,
    상기 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호로부터 리미팅된 동위상 및 직교 신호를 생성하는 리미팅 수단(8)과,
    상기 리미팅된 동위상 및 직교 신호를 보간하는 저역 통과 보간 필터링 수단(F1,F2)과,
    상기 보간된 리미팅된 동위상 및 직교 신호(I,Q)로부터 복조된 신호(Xk,Yk)를 생성하는 복조 수단(11)-상기 중간 주파수(fIF1)는 상기 리미팅된 동위상 및 직교 신호가 상기 중간 주파수의 2배에서 상기 리미팅 수단에 의해서 생성된 양자화 잡음의 스펙트럼 확산을 위한 잡음 확산 신호로 작용하는 원하지 않는 신호(2fIF1)를 포함하도록 선택되며, 상기 저역 통과 보간 필터링 수단의 상기 차단 주파수는 상기 원하지 않는 신호 및 상기 확산 양자화 잡음이 억제되도록 선택됨-
    을 포함하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 리미팅 수단(8)은 단일 비트 워드의 디지털 출력 스트림(a digital output stream of single bit words)을 생성하는 하드 리미터인 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 리미팅 수단(8)은 소프트 리미터(a soft limiter), 제 1 아날로그-디지털 변환기를 포함하되, 상기 아날로그-디지털 변환기는 적어도 2 비트 워드의 디지털 출력 스트림을 생성하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 소프트 리미터는 로그 이득 증폭기(a logarithmic gain amplifier)인 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 저역 통과 보간 필터링 수단(F1,F2)은 아날로그 필터링 수단이며, 상기 수신기(1)는 상기 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호를 샘플링하는 제 2 및 제 3 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 아날로그 필터링 수단(F1,F2)은 유한 임펄스 응답 필터링 수단인 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 저역 통과 보간 필터링 수단(F1,F2)은 디지털 필터링 수단이며, 상기 수신기(1)는 상기 제 2 다운 변환 수단(M1,M2)과 상기 디지털 필터링 수단(F1,F2)사이에 결합된 제 1 및 제 2 샘플러(32,33)를 포함하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 디지털 필터링 수단(F1,F2)은 이동 평균 필터링 수단(80), 다운 샘플링 수단(81) 및 감소된 샘플링 레이트 필터링 수단(82)의 캐스케이드를 포함하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 다운 변환 수단(M1,M2)은 상기 동위상 제로 중간 주파수 신호를 생성하는 제 1 혼합기(M1)와, 상기 직교 제로 중간 주파수 신호를 생성하는 제 2 혼합기(M2)와, 상기 제 1 및 제 2 혼합기(M1,M2)에 결합된 로컬 오실레이터 수단(LO1)를 포함하되, 상기 로컬 오실레이터 수단(LO1)은 상기 중간 주파수에서 90°쉬프팅된 오실레이션 신호를 상기 제 1 및 제 2 혼합기(M1,M2)에 각기 제공하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 로컬 오실레이터 신호는 사인 파형 신호인 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 로컬 오실레이터 신호는 정방형 파형 신호인 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 다운 변환 수단(M1,M2)은 상기 동위상 제로 중간 주파수 신호를 생성하는 제 1 배타적 OR 게이트와, 상기 직교 제로 중간 주파수 신호를 생성하는 제 2 배타적 OR 게이트와, 상기 제 1 및 제 2 혼합기(M1,M2)에 결합된 로컬 오실레이터 수단(LO1)을 포함하되, 상기 로컬 오실레이터 수단(LO1)은 90°쉬프팅된 정방형 파형 오실레이션 신호를 상기 중간 주파수에서 제 1 및 제 2 배타적 OR 게이트에 각각 제공하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기(1)는 상기 제 1 다운 변환 수단(20,21)과 상기 리미팅 수단 사이의 필터링 수단(F5,F6,F7)을 포함하되, 상기 필터링 수단은 원하는 각도 변조된 신호 및 스펙트럼이 상기 원하는 각도 변조된 신호를 벗어난 보다 높은 주파수 채널의 영상 주파수를 억제하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 필터링 수단은 다위상 필터링 수단(F5)을 포함하여 상기 영상 주파수를 억제하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 중간 주파수(fIF1)는 상기 영상 주파수가 상기 원하는 각도 변조된 신호(a)로부터 상기 중간 주파수만큼 떨어져 위치하도록 선택되고, 상기 필터링 수단은 저역 통과 필터링 수단을 포함하여 상기 보다 높은 주파수 채널을 억제하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 중간 주파수(fIF1)는 상기 영상 주파수(b)가 상기 원하는 각도 변조된 신호(a)로부터 상기 중간 주파수의 두 배만큼 떨어져 위치하도록 선택되고, 상기 필터링 수단은 대역 통가 필터링 수단(F6,F8)을 포함하여 상기 보다 높은 주파수 채널을 억제하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  18. 각도 변조된 무선 주파수 신호(RF)를 수신하는 수신기(1)에 있어서,
    상기 수신기는
    상기 수신된 각도 변조된 무선 주파수 신호(RF)를 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 각도 변조된 신호로 다운 변환하는 직교 다운 변환 수단(20)과,
    상기 제로 중간 주파수 각도 변조된 신호로부터 리미팅된 신호를 생성하는 리미팅 수단(92,93)과,
    저주파수 신호를 상기 리미팅 수단(92,93)의 입력에 주입하는 신호 주입 수단(95)과,
    상기 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호를 보간하는 저역 통과 보간 필터링 수단(F1,F2)과,
    상기 리미팅된 신호로부터 복조된 신호(Xk,Yk)를 생성하는 복조 수단(11)을 포함하되,
    상기 저주파수 신호(f1)는 상기 리미팅 수단(92,93)에 의해서 생성된 양자화 잡음의 스펙트럼 확산을 위한 잡음 확산 신호로 작용하고, 상기 저역 통과 보간 필터링 수단의 차단 주파수는 상기 원하지 않는 신호 및 상기 확산 양자화 잡음이 억제되도록 선택된 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 수신기(1)는
    상기 수신기(1)의 직교 수신 경로상에 분포된 DC-오프셋 소거 수단(98,99,100,101)을 포함하여 상기 리미팅 수단전에 상기 직교 수신 경로의 DC 오프셋을 실질적으로 소거하는 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
  20. 각도 변조된 무선 주파수 신호(WS) 및 상기 각도 변조된 무선 주파수 신호(WS)를 포함하는 무선 주파수 대역(FB) 바깥의 비콘 신호(BC)를 수신하는 수신기(1)에 있어서,
    상기 수신기(1)는
    상기 수신된 각도 변조된 무선 주파수 신호(WS)를 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 각도 변조된 신호로 다운 변환하고, 상기 수신된 비콘 신호(BC)를 제로 중간 주파수 비콘 신호로 다운 변환하는 직교 다운 변환 수단과,
    상기 제로 중간 주파수 각도 변조된 신호로부터 리미팅된 신호를 생성하는 리미팅 수단(92,93)과,
    상기 비콘 신호(BC)를 상기 리미팅 수단의 입력에 주입하는 신호 주입 수단(95)과,
    상기 동위상 및 직교 제로 중간 주파수 신호를 보간하는 저역 통과 보간 필터링 수단(F1,F2)과,
    상기 리미팅된 신호로부터 복조된 신호를 생성하는 복조 수단(11)을 포함하되,
    상기 비콘 신호(BC)는 상기 리미팅 수단에 의해서 생성된 양자화 잡음의 스펙트럼 확산을 위한 잡음 확산 신호로 작용하고, 상기 저역 통과 보간 필터링 수단의 차단 주파수는 상기 원하지 않는 신호 및 상기 확산 양자화 잡음이 억제되도록 선택된 각도 변조 무선 주파수 신호 수신기.
KR1020017005432A 1999-09-02 2000-08-15 각도 변조 ｒｆ 신호 수신기 KR100780117B1 (ko)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/389,179 1999-09-02
US09/389,179 US6922555B1 (en) 1999-09-02 1999-09-02 Phase interpolation receiver for angle modulated RF signals

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