CN1148924C - 调制装置和调制方法 - Google Patents

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Abstract

内插滤波器23和25对数字基带信号的同相分量和正交相分量的频率进行频率转换，成为四倍于中频频率的频率。Δ∑调制电路23和26对经频率转换的信号进行调制。LPF31和LPF32从经Δ∑调制的信号中去除不必要的分量。开关电路27按照同相分量、正交相位分量的编码反相分量、同相分量的编码反相分量和正交相位分量的顺序，选择通过LPF传送的信号，并作为数字正交信号将它输出。N位D/A转换器34将数字正交信号转换成模拟正交信号。

Description

调制装置和调制方法
技术领域
本发明涉及用在数字移动通信等中对数字基带信号进行正交调制的调制装置和调制方法。
背景技术
在诸如便携式电话的数字移动通信系统中，正如日本未经审查的专利申请6-21991中所揭示的那样，采用一种调制器，这种调制器将传送的信号分成同相分量和正交相分量，对每一分量进行Δ-∑调制，随后再对它们进行正交调制。
下面参照附图说明传统的调制器。图1是传统调制器的结构的方框图。
图1中，Δ-∑调制器2将从输入端1输入的调制信号转换成二进制信号，并将其输出到乘法电路3。多路复用电路3通过将从Δ-∑调制器2输出的二进制信号与载波信号相乘产生一调幅信号，并将其输出到输出端4。
下面说明具有上述结构的传统调制器的运行。
实现从输入端1输入的调制信号在Δ-∑调制器2处进行Δ-∑调制，随后输出一二进制Δ-∑调制信号。随后通过将Δ-∑调制信号与一载波信号相乘产生一调幅信号，通过输出端4输出到另一装置。如上所述，传统的调制器将传输信号调制成数字正交信号。
然而，在上述传统的调制器中，在处理Δ-∑调制所不可避免的高取样频率下，相乘对正交调制是必须的。因为这需要高速率乘法器，所以存在功耗高的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种没有高速率乘法器使功耗降低的调制器。
本发明的目的是通过一种调制器来实现的，这种调制器在四倍于中频频率的频率下设置数字基带信号的中心频率，进行Δ-∑调制，并在开关电路(switchingcircuit)处在四倍于取样频率下切换Δ-∑调制电路的输出信号和编码反相信号(code inverted signal)，进行选择。
并且该目的是通过一种调制器来实现的，这种调制器任意设置数字基带信号的中心频率，按照来自Δ-∑调制电路的输出信号，Δ-∑调制和选择载波信号。
根据本发明的第一个方面，提供了一种调制装置，它包含：频率调制装置，用来将数字基带信号的同相分量和正交相分量的中心频率调制成四倍于中频频率的频率；Δ-∑调制装置，用来对经频率调制的同相分量和正交相分量进行Δ-∑调制；去除装置，用一个其频率特性在取样频率一半处具有一陷波的低通滤波器从Δ-∑调制的同相分量和正交相分量中去除不必要的频率分量；以及正交调制装置，用来从去除了不必要分量的Δ-∑调制的同相和正交相分量中产生具有中频频率的数字正交信号。
根据本发明的第二个方面，提供了一种调制装置，它包含：频率调制装置，用来将数字基带信号的同相分量和正交相分量的中心频率调制成四倍于中频频率的频率；Δ-∑调制装置，用来对经频率调制的同相分量和正交相分量进行Δ-∑调制；将经Δ-∑调制的同相分量和正交相分量延迟一个取样频率周期的延迟电路；切换电路，用来产生以下分量的编码反向信号：Δ-∑调制的同相分量；Δ-∑调制的正交相分量；延迟的同相分量；延迟的正交相分量；并用来根据以下顺序来选择一对信号：Δ-∑调制的同相分量和延迟的同相分量；编码反向的Δ-∑调制正交相分量和编码反向的延迟正交相分量；编码反向的Δ-∑调制同相分量和编码反向的延迟同相分量；正交相分量和延迟正交相分量；以及加法装置，用来相加在所述切换装置中所选择的信号对。
根据本发明的第三个方面，提供了一种调制装置，它包含：一位Δ-∑调制装置，用来在每一位处，对数字基带信号的同相分量和正交相位分量进行Δ-∑调制；载波发生装置，用来产生余弦载波和正弦载波；正交调制装置，用于根据所述一位Δ-∑调制同相分量和一位Δ-∑调制正交相分量的值而编码处理所述余弦载波和正弦载波，并通过相加所述编码处理后的余弦和正弦载波而输出一数字正交信号。
根据本发明的第四个方面，提供了一种调制方法，它包含下述步骤：对数字基带信号的同相分量和正交相位分量的中心频率进行频率调制，而成为四倍于中频频率的频率；Δ-∑调制经频率调制的同相和正交相信号；用一个其频率特性在取样频率一半处具有一陷波的低通滤波器从Δ-∑调制的同相分量和正交相分量中去除不必要的频率分量；以及从去除了不必要的频率分量的Δ-∑调制的同相和正交相分量中产生具有中频频率的数字正交信号。
根据本发明的第五个方面，提供了一种调制方法，它包含下述步骤：将数字基带信号的同相分量和正交相位分量的中心频率调制成四倍于中频频率的频率；对经频率调制的同相和正交相分量进行Δ-∑调制；从经Δ-∑调制的同相和正交相分量中去除不必要的频率分量；使经Δ-∑调制的并通过所述去除步骤的同相和正交相分量延迟一个取样频率周期；产生以下分量的编码反向信号：Δ-∑调制的同相分量；Δ-∑调制的正交相分量；延迟的同相分量；延迟的正交相分量；根据以下顺序来选择一对信号：Δ-∑调制的同相分量和延迟的同相分量；编码反向的Δ-∑调制正交相分量和编码反向的延迟正交相分量；编码反向的Δ-∑调制同相分量和编码反向的延迟同相分量；正交相分量和延迟正交相分量；以及将所选的信号对相加。
根据本发明的第六个方面，提供了一种调制方法，它包含下述步骤：在每一位处，对数字基带信号的同相分量和正交相位分量进行一位Δ-∑调制；产生一余弦载波和一正弦载波；根据所述一位Δ-∑调制同相分量和一位Δ-∑调制正交相分量的值而编码处理所述余弦载波和正弦载波；以及通过相加所述编码处理后的余弦和正弦载波而输出一数字正交信号。
附图说明
图1是传统调制器结构的方框图；
图2是本发明第一个实施例中调制器结构的方框图；
图3是本发明第二个实施例中调制器结构的方框图；
图4是本发明第二个实施例中调制器处的信号与噪声的关系波形图；
图5是本发明第三个实施例中调制器处的结构的方框图；
图6是本发明第四个实施例中调制器处的结构的方框图；
图7是本发明第五个实施例中调制器处的结构的方框图。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的最佳实施例。
(第一个实施例)
在本发明的第一个实施例中，说明这样一种用于正交调制的调制器，这种正交调制将数字基带信号的中心频率增加到四倍于中频频率的频率，通过在四倍于中频频率的取样频率下进行切换，在开关电路处Δ-∑调制、随后选择信号及其编码转换信号。
图2是本发明第一个实施例中调制器结构的方框图。在该装置处，在通过无线电传送信号的情况下，在某一中频频率下提高中心频率以后，将高频载波与数字基带信号相乘。
内插滤波器22将从输入端21输入的数字基带信号的同相分量(下称“I信号”)的中心频率提高到四倍于中频频率的频率，随后将提高了频率的信号输出到Δ-∑调制电路23。采用类似的方法，内插滤波器25将从输入端24输入的数字基带信号的正交分量(下称“Q信号”)的中心频率提高到四倍于中频频率的频率，随后将提高了频率的信号输出到Δ-∑调制电路26。
Δ-∑调制电路23将从内插滤波器22输入的I信号通过Δ-∑调制转换成二进制信号，随后将经转换的信号输出到开关电路27。采用类似的方法，Δ-∑调制电路26将从内插滤波器25输入的Q信号通过Δ-∑调制转换成二进制信号，随后将经转换的信号输出到开关电路27。
开关电路27从经Δ-∑调制的I信号和Q信号(下称“nI信号”和“nQ信号”)产生经编码转换的信号、通过按照I信号、nQ信号、nI信号和Q信号的顺序，在中频周期的四分之一周期的取样周期内选择四种类型的信号(I信号、Q信号、nI信号和nQ信号)进行正交转换，随后将获得的具有中频频率的数字正交信号输出到D/A转换器28。
D/A转换器28将从开关电路27输入的数字正交信号转换成模拟正交信号，并将经转换的模拟正交信号通过输出端29输出到另一个装置。
下面详细说明本发明第一个实施例中调制器处的正交调制处理。
具有中频频率的正交调制波s(t)表述为下面的公式(1)，其中，I信号分量是i(t)，Q信号分量是q(t)，而中频频率是f0。
s(t)＝i(t)×cos(2πf0t-q(t)×sin(2πf0t)                (1)
因为取样频率fs是在四倍于中频频率f0的频率下设置的，所以将上式(1)变换成下面的公式(2)。
s(t)＝i(t)×cos(2πfs t/4-q(t)×sin(2πfs t/4)       (2)
在该点处，正交调制波s(t)等效于在Ts＝1/fs的取样周期内由取样输出的数字正交信号。所以，将公式(2)变换成下面的公式(3)到(6)，其中，n是整数。
s(t)＝i(t)     (t＝4nTs)                             (3)
s(t)＝-q(t)    (t＝(4n+1)Ts)                         (4)
s(t)＝-i(t)    (t＝(4n+2)Ts)                         (5)
s(t)＝-q(t)    (t＝(4n+3)Ts)                         (6)
即，可以对开关电路27实现正交调制，以按照I信号、nQ信号、nI信号和Q信号在取样周期Ts内顺序选择信号。
下面说明本发明第一个实施例中调制器的运行流程。
首先，在内插滤波器22处，将输入到输入端21的I信号的中心频率提高到四倍于中频频率的频率，并在Δ-∑调制电路23处对该信号进行Δ-∑调制。采用类似的方法，在内插滤波器25处，将输入到输入端24的Q信号的中心频率提高到四倍于中频频率的频率，并在Δ-∑调制电路26处对该信号进行Δ-∑调制。
接着，开关电路27从Δ-∑调制I信号和Q信号产生编码转换信号；nI信号和nQ信号。并且在中频周期的四分之一周期的取样周期下，按照I信号、nQ信号、nI信号和Q信号顺序地选择一个信号，并输出具有中频频率的正交调制数字信号。
接着，在D/A转换器处，将数字正交信号转换成模拟正交信号，并且将经转换的模拟信号通过输出端29输出到另一个装置。
如上所述，本发明实施例的调制器中，在开关电路处处理正交调制，与采用高速乘法器的情况相比，本例中的计算量要少得多，从而降低了功耗。
(第二个实施例)
下面说明在本发明的第二个实施例中用于正交调制的调制器，这种正交调制将数字基带信号的中心频率增加到四倍于中频频率的频率，从而进行Δ-∑调制、通过一个低通滤波器(简称为“LPF”)传送经Δ-∑调制的信号，随后在四倍于中频频率的取样频率下在开关电路处选择信号及其编码转换信号。
图3是本发明第二个实施例的调制器的结构方框图。此外，于图1中共同的部分具有于图1中相同的标号，其说明从略。
如图3所示，本发明第一个实施例的调制器与本发明第二个实施例中的调制器的差异在于插在Δ-∑调制电路23和开关电路27之间的LPF 31，和插在Δ-∑调制电路24和开关电路27之间的LPF 31。
LPF 31是具有处在取样频率的二分之一处的陷波频率的频率特征的低频滤波器，并在取样频率的二分之一频率周围去掉不必要的分量如量化噪声等。与LPF 31一样，LPF 32是具有处在取样频率的二分之一处的陷波频率的频率特征的低频滤波器，并在取样频率的二分之一频率周围去掉不必要的分量如量化噪声等。
开关电路27从通过LPF 31传送的I信号产生一个nI信号、从通过LPF 32传送的Q信号产生一nQ信号、在四分之一的取样周期中以I信号、nQ信号/nI信号和nI信号的顺序通过选择一个信号处理正交调制，并输出具有中频频率的数字正交信号。N位D/A转换器34将从开关电路27输出的数字正交信号转换成模拟正交信号，并通过输出端29将经转换的模拟信号输出到另一装置。
下面参照波形图4描述本发明第二个实施例的调制器中的信号和噪声的关系。另外，说明本发明第二个实施例中的I信号，然而，也以类似的方式说明Q信号。
图4A是I信号在通过LPF传送前的波形图，而图4B是当I信号未经通过LPF传送而经正交调制时的信号波形图。而图4C是在通过LPF传送以后的I信号的波形图，图4D是当通过LPF传送的I信号经正交调制时信号的波形图。
如图4A所示，I信号(A1和A2)的Δ-∑调制输出在取样周期fs的区间内具有峰值。Δ-∑调制输出(B1)中包括的量化噪声具有按照以Δ-∑调制系统为特征的噪声修整(noise shaving)在取样频率的二分之一频率处为峰值的频率特征。
并且，如图4B所示，当I信号的Δ-∑调制输出是在中心频率为四倍于取样频率的中频频率下进行正交调制时，数字正交信号(A11，A12，A21和A22)的峰值出现在与I信号的Δ-∑调制输出(A1和A2)的峰值位置偏移一个中频频率：f0＝fs/4的位置处。
另一方面，当量化噪声(B1)在中心频率是s取样信号的四分之一的中频频率处进行正交调制时，正交调制量化噪声(B11，B12)的峰值出现在fs/2-f0＝fs/2-fs＝fs/4处。此时，偏移的数字正交信号(A11，A12，A21，A22)的峰值和量化噪声(B11，B12)的峰值重叠。这使S/N比(信噪比)降低，从而妨碍了高精度调制。
相反，如图4C所示，通过具有上述特征的LPF传送Δ-∑调制输出(A1和A2)，在取样频率的二分之一频率处产生一个陷波区，部分去除量化噪声，并降低了在取样频率的二分之一频率处的量化噪声(B1)的影响。
采用如图4D所示的方式，在中心频率是取样频率的四分之一频率的中频频率下的正交调制量化噪声(B1)的情况下量化噪声(B11，B12)在中频频率f0＝fs/4处降低，该中频频率是数字正交信号(A11，A12，A21，A22)的偏移峰值位置。这使得S/N比提高，并且能够进行高精度的调制。
具体说来，在本发明上述实施例的实验结果的相位精度中，平均值小于1.14°，而最大值为3.33°，然而在GSM(全球移动通信系统)规范的相位精度中，平均值小于5°，最大值是20°。另外，该实验结果仅是一个举例值，在其他的条件下，可以得到更好的结果。
下面说明本发明第二个实施例的调制器中的运行流程。
首先，将输入到输入端21的I信号的中心频率增大到四倍于内插滤波器22的中频频率的频率，在Δ-∑调制电路23处对信号进行Δ-∑调制，并在LPF 31处去除不必要的频率分量。以类似的方式，在内插滤波器25处，将输入到输入端24的Q信号的中频频率增大到四倍于中频频率的频率，在Δ-∑调制电路26处对信号进行Δ-∑调制，并在LPF 32处去除不必要的频率分量。
接着，在开关电路27处，产生去掉了不必要的频率分量的I信号和Q信号以及它们的编码转换信号nI信号和nQ信号。并在中频频率的四分之一频率处，以I信号、nQ信号、nI信号和Q信号的顺序选择信号，输出具有中频频率的数字正交调制信号。
接着，在D/A转换器34处，将数字正交信号转换成模拟正交信号，并将经转换的模拟正交信号通过输出端29输出到另一装置。
以本发明第二个实施例中调制器的方法，通过LPF传送I信号和Q信号的Δ-∑调制输出，由于通过降低正交调制时量化噪声的影响可以提高信噪比，可以实现高精度调制。
(第三个实施例)
本发明的第三个实施例中，说明用于正交调制的调制器，该正交调制在四倍于中频频率的频率下增大其中心频率以后，对数字基带信号进行Δ-∑调制，通过在具有在四倍于中频频率的频率的取样频率下切换，在开关电路处选择信号及其编码转换信号和它的延迟信号。
图5是本发明第三个实施例的调制器结构的方框图。另外，与图3共同的部分具有与图3相同的标号，其说明从略。
延迟电路51使Δ-∑调制的I信号的取样时间延迟了一个取样时间，并将经延迟的I信号输出到开关电路53。以类似的方式，延迟电路52使经Δ-∑调制的Q信号的取样时间延迟一个取样时间，并将经延迟的Q信号输出到开关电路53。
开关电路53从通过Δ-∑调制电路23传送的I信号分别产生nI信号和nQ信号，并从通过延迟电路51传送的延迟I信号和通过延迟电路52传送的延迟Q信号分别产生经延迟的nI信号和经延迟的nQ信号。按照I信号和延迟的I信号对、nQ信号和延迟nQ信号对、nI信号和延迟nI信号对以及Q信号和延迟Q信号对的顺序，在中频周期的四分之一周期的取样周期内从八中类型的信号中选择一对两种类型的信号，并将它们输出到加法器54。
加法器54将同时从开关电路53输出的一对信号相加，产生具有中频频率的数字正交信号，并将数字正交信号输出到N位D/A转换器34。
作为数字正交信号s(t)从加法器54输出，由下面公式(7)到(10)计算s(t)。
s(t)＝i(t)-i(t-1)      (t＝4nTs)        (7)
s(t)＝-q(t)+q(t-1)     (t＝(4n+1)Ts)    (8)
s(t)＝-i(t)+i(t-1)     (t＝(4n+2)Ts)    (9)
s(t)＝q(t)-q(t-1)      (t＝(4n+3)Ts)    (10)
LPF 31和LPF 32的频率特征是本发明的第二个实施例的基本函数时，出现数字正交信号s(t)，数字正交信号s(t)是与在开关电路27处正交调制的数字正交信号相同的信号。
采用上述结构，与采用LPF的情况相比，采用降低的量化噪声的影响，可以实现调制器的尺寸的减小。
(第四个实施例)
在本发明的第四个实施例中，说明用于正交调制的调制器，这种调制器在将取样频率增大到要求的频率以后，对数字基带信号进行一位Δ-∑调制，以及对于一位Δ-∑调制的输出值相应的载波进行编码处理，用以相加。这时，一位Δ-∑调制是Δ-∑调制的输出值是一位的情况。
图6是本发明第四个实施例的调制器的结构方框图。另外，于图1中共同的部分具有于图1中相同的标号，其说明从略。
图6中，内插滤波器61将从输入端21输入的I信号的频率增大到要求的取样频率fs。采用类似的方式，内插滤波器63将从输入端21输入的Q信号的频率增大到要求的取样频率fs。
一位Δ-∑调制电路62对从内插滤波器61输入的I信号进行一位Δ-∑调制，并将经一位Δ-∑调制的I信号输出到正交调制电路66。采用类似的方法，一位Δ-∑调制电路64对从内插滤波器63输入的G信号进行一位Δ-∑调制，并将经一位Δ-∑调制的Q信号输出到正交调制电路66。载波发生电路65产生通过无线电发送信号的cosine信号和sine信号，并将载波输出到正交调制电路66。
正交调制电路66对从载波发生电路65输入的与一位Δ-∑调制的I信号和Q信号的值对应的cosine载波和sine载波的编码进行处理。随后，它将经编码的cosine载波和编码的sine载波相加，进行正交调制，并将数字正交信号输出到D/A转换器67。
这里，由于一位Δ-∑调制的I信号的分量i(t)和Δ-∑调制的Q信号的分量q(t)均为1或-1，所以，数字正交信号s(t)如下所述，其中，n是正整数，并且t＝nTs＝n/fs。
s(t)＝cos(2πf0/fs)-sin(2πf0/fs)  (i(t)＝1，q(t)＝1)(11)
s(t)＝cos(2πf0/fs)+sin(2πf0/fs)  (i(t)＝1，q(t)＝-1)(12)
s(t)＝-cos(2πf0/fs)-sin(2πf0/fs) (i(t)＝-1，q(t)＝1)(13)
s(t)＝-cos(2πf0/fs)+sin(2πf0/fs)  (i(t)＝-1，q(t)＝-1)(14)
如上所述，当i(t)＝1时，保持余弦载波的信号，当i(t)＝-1时，余弦载波的信号反相，当q(t)＝1时，保持正弦载波的信号，当q(t)＝1时，正弦载波的信号反相。于是，通过将这些编码的余弦载波与编码的正弦载波相加，可以得到数字正交信号。
D/A转换器67将数字正交信号转换成模拟正交信号，并通过输出端29将经转换的模拟信号输出到另一装置。
下面说明本发明第四个实施例中调制器的运行流程。
首先，在内插滤波器61中将输入到输入端21的I信号的频率增大到所要求的频率，随后，在一位Δ-∑调制电路62处对该信号进行一位Δ-∑调制。以类似的方法，在内插滤波器63中将输入到输入端24的I信号的频率增大到所要求的频率，随后，在一位Δ-∑调制电路64处对该信号进行一位Δ-∑调制。
接着，在正交调制电路66处，当一位Δ-∑调制I信号是1时，保持从载波发生电路65输入的余弦载波，而当一位Δ-∑调制I信号是-1时，余弦载波的信号反相。类似地，当一位Δ-∑调制Q信号是1时，保持从载波发生电路65输入的正弦载波，而当一位Δ-∑调制Q信号是-1时，正弦载波的信号反相。将编码的余弦载波和编码的正弦载波相加，就得到了具有中频频率的数字正交信号。
接着，在D/A转换器处，将该数字正交信号转换成模拟正交信号，通过输出端29将该模拟正交信号输出到另一装置。
由于即使采用任意取样频率具有上述结构的调制器也无需用于正交调制的乘法器，所以可以大大较少计算量。
(第五个实施例)
在本发明的第五个实施例中，下面说明用于正交调制的调制器，该调制器在将其频率增大到所要求的取样频率以后，对数字基带信号进行Δ-∑调制，根据Δ-∑调制输出值产生一地址，用该地址访问存储有正交调制结果的阅读部分，并通过读取与该访问相应的正交调制结果进行正交调制。
图7中是本发明第五个实施例的结构方框图。另外，与图1中共同的部分具有与图1相同的符号，其说明从略。
图7中，内插滤波器71将从输入端21输入的I信号的频率增大到所要求的取样频率fs。以类似的方式，内插滤波器72将从输入端24输入的Q信号的频率增大到所要求的取样频率fs。计数器73输出于来自Δ-∑调制电路23和26的输出同步的脉冲信号，并将它们输出到地址发生部分74。地址发生部分74产生与输入的Δ-∑调制输出相应的地址，并用该地址访问阅读部分75。
阅读部分75在内存储器中存储预先计算的正交调制结果。例如，如果I信号和Q信号的每一Δ-∑调制输出是一位，则应当在每一顺序下输出的正交调制结果是分别描述的公式(11)到(14)中的四种类型。阅读部分75这四种类型的正交调制结果以公式(11)到(14)的顺序存储在内存储器中。并根据地址发生部分74访问的地址，它读取内存储器中存储的正交调制结果，并将其作为具有中频频率的的数字正交信号输出到D/A转换器76。
D/A转换器76将数字正交信号转换成模拟正交信号，并通过输出端29将经转换的模拟正交信号输出到另一装置。
下面说明本发明第五个实施例中调制器的运行流程。
首先，内插滤波器71增大从输入端21输入的I信号的频率，并在Δ-∑调制电路23处对该信号进行Δ-∑调制。以类似的发生，内插滤波器72增大输入到输入端24的Q信号的频率，并在Δ-∑调制电路26处对该信号进行Δ-∑调制。
接着，地址发生部分74根据I信号和Q信号的Δ-∑调制输出，产生与从计数器73输出的脉冲信号同步的地址。该地址用来访问阅读部分75。从阅读部分75读取与该地址对应的正交调制结果，并获得具有中频频率的数字正交信号。
接着，在D/A转换器76处，将数字正交信号转换成模拟正交信号，从输出到处输出该模拟信号。
在具有上述结构的调制器处，即使是在任意取样频率下的Δ-∑调制信号的正交调制，执行正交调制时也是不需要乘法器的。与本发明的第四个实施例中的调制器相比，调制器不需要进行多位相加和相减，这进一步减小了功耗。
除了上述本发明的每一实施例以外，Δ-∑调制器的级数(degree)和输出精度是不受限制的。
工业应用性
本发明涉及用于对基带信号进行正交调制的调制装置和调制方法，它适合用来减小功耗，并用在数字移动通信等中。

Claims (10)

1.一种调制装置，其特征在于，它包含：
频率调制装置，用来将数字基带信号的同相分量和正交相分量的中心频率调制成四倍于中频频率的频率；
Δ-∑调制装置，用来对经频率调制的同相分量和正交相分量进行Δ-∑调制；
去除装置，用一个其频率特性在取样频率一半处具有一陷波的低通滤波器从Δ-∑调制的同相分量和正交相分量中去除不必要的频率分量；以及
正交调制装置，用来从去除了不必要分量的Δ-∑调制的同相和正交相分量中产生具有中频频率的数字正交信号。
2.如权利要求1所述的调制装置，其特征在于，所述去除装置包括一个使数字基带信号的同相分量和正交相分量延迟一个取样频率周期的延迟电路，以及将所述延迟电路处的输出分量加到数字基带信号的经Δ-∑调制的同相分量和正交相分量上的加法器。
3.一种调制装置，其特征在于，它包含：
频率调制装置，用来将数字基带信号的同相分量和正交相分量的中心频率调制成四倍于中频频率的频率；
Δ-∑调制装置，用来对经频率调制的同相分量和正交相分量进行Δ-∑调制；
将经Δ-∑调制的同相分量和正交相分量延迟一个取样频率周期的延迟电路；
切换电路，用来产生以下分量的编码反向信号：
Δ-∑调制的同相分量；
Δ-∑调制的正交相分量；
延迟的同相分量；
延迟的正交相分量；
并用来根据以下顺序来选择一对信号：
Δ-∑调制的同相分量和延迟的同相分量；
编码反向的Δ-∑调制正交相分量和编码反向的延迟正交相分量；
编码反向的Δ-∑调制同相分量和编码反向的延迟同相分量；
正交相分量和延迟正交相分量；以及
加法装置，用来相加在所述切换装置中所选择的信号对。
4.一种调制装置，其特征在于，它包含：
一位Δ-∑调制装置，用来在每一位处，对数字基带信号的同相分量和正交相位分量进行Δ-∑调制；
载波发生装置，用来产生余弦载波和正弦载波；
正交调制装置，用于根据一位Δ-∑调制同相分量和一位Δ-∑调制正交相分量的值而编码处理所述余弦载波和正弦载波，并通过相加所述编码处理后的余弦和正弦载波而输出一数字正交信号。
5.如权利要求4所述的调制装置，其特征在于，所述正交调制装置当数字基带信号的同相分量的编码为正时，输出余弦载波，当所述数字基带信号的同相分量的编码为负时，输出经编码反向的正弦载波，当数字基带信号的正交相位分量的编码为正时，输出正弦载波，而当数字基带信号的正交相位分量的编码为负时，输出经编码反向的正弦载波。
6.一种调制方法，其特征在于，它包含下述步骤：
对数字基带信号的同相分量和正交相位分量的中心频率进行频率调制，而成为四倍于中频频率的频率；
Δ-∑调制经频率调制的同相和正交相信号；
用一个其频率特性在取样频率一半处具有一陷波的低通滤波器从Δ-∑调制的同相分量和正交相分量中去除不必要的频率分量；以及
从去除了不必要的频率分量的Δ-∑调制的同相和正交相分量中产生具有中频频率的数字正交信号。
7.如权利要求6所述的调制方法，其特征在于，在去除不必要频率分量的所述步骤中，将数字基带信号的同相分量和正交相位分量以及经一个取样频率周期延迟的所述数字基带信号的同相分量和正交相位分量相加。
8.一种调制方法，其特征在于，它包含下述步骤：
将数字基带信号的同相分量和正交相位分量的中心频率调制成四倍于中频频率的频率；
对经频率调制的同相和正交相分量进行Δ-∑调制；
从经Δ-∑调制的同相和正交相分量中去除不必要的频率分量；
使经Δ-∑调制的并通过所述去除步骤的同相和正交相分量延迟一个取样频率周期；
产生以下分量的编码反向信号：
Δ-∑调制的同相分量；
Δ-∑调制的正交相分量；
延迟的同相分量；
延迟的正交相分量；
根据以下顺序来选择一对信号：
Δ-∑调制的同相分量和延迟的同相分量；
编码反向的Δ-∑调制正交相分量和编码反向的延迟正交相分量；
编码反向的Δ-∑调制同相分量和编码反向的延迟同相分量；
正交相分量和延迟正交相分量；以及
将所选的信号对相加。
9.一种调制方法，其特征在于，它包含下述步骤：
在每一位处，对数字基带信号的同相分量和正交相位分量进行一位Δ-∑调制；
产生余弦载波和正弦载波；
根据一位Δ-∑调制同相分量和一位Δ-∑调制正交相分量的值而编码处理所述余弦载波和正弦载波；以及
通过相加所述编码处理后的余弦和正弦载波而输出一数字正交信号。
10.如权利要求9所述的调制方法，其特征在于，在编码处理所述余弦载波和所述正弦载波时，编码处理是这样来进行的，即，当数字基带信号的同相分量的编码为正时输出余弦载波，当数字基带信号的同相分量的编码为负时输出经编码反向的余弦载波，当数字基带信号的正交相分量的编码为正时输出正弦载波，而当数字基带信号的正交相分量的编码为负时输出经编码反向的正弦载波。
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