CN1171379C - 上/下变频的装置和方法 - Google Patents

Abstract

下变频器把调制的高频信号变换成低频信号或基带信号。第一混频器(30，32)把高频信号混频成具有同相分量和正交分量的复合信号。复数带通滤波器(34)把复合信号带宽限制成具有同相分量和正交分量的带宽限制的信号。第二混频器(36，38)把带宽限制的信号混频成具有同相分量和正交分量的中间信号，加法器(40)把中间信号的一个分量加到另一个分量。类似的上变频器执行相反的处理过程。

Description

上/下变频的装置和方法

技术领域

本发明涉及用于高/低频率信号的上/下变频器和上/下变频方法。

发明背景

下变频和上变频被使用于，例如，单边带解调器和调制器。用于解调的通用技术(见[1])涉及到把进入的信号乘以两个90°移相的正弦信号的混频器，以及用于结果的分量(同相分量和正交分量)的Hilbert(希尔伯特)滤波器。从希尔伯特滤波器输出的信号然后与另一个分量相加或相减，取决于想要的是下边带还是上边带。调制是通过以颠倒的次序使用相同的单元来实现的。

这个技术的缺点在于，很难设计以模拟和数字形式的低通希尔伯特滤波器。而且，实际上，可能很难在一次步骤内下变频到基带或从基带进行上变频(例如，蜂窝电话系统常常运行在约1GHz的载频)。

发明概要

本发明的一个目的是提供免除希尔伯特滤波器的设备和方法。

另一个目的是在几个混频步骤内执行下变频或上变频。

通过按照附属权利要求的设备和方法，可达到这些目的。

概略地，本发明是基于这样的观点，复数滤波器自动地提供在复数信号的实部与虚部之间的90°移相。这个特性当与第二混频器相组合时，可被用来取消现有技术的不想要的希尔伯特滤波器。同时，得出涉及两个混频器的两个步骤的变频。

附图简述

通过参照以下说明连同附图一起，可最好地了解本发明及其进一步的目的和优点。

图1是简单的FIR滤波器的方框图；

图2是相应的复数FIR滤波器的实施例的方框图；

图3是复数FIR滤波器的另一个实施例的方框图；

图4是说明由图2和3中的滤波器执行的复数乘法的方框图。

图5是实数双线性数字梯形滤波器(BDLF)的方框图；

图6是相应的复数BDLF滤波器的实施例的方框图；

图7是复数开关电容带通滤波器的实施例；

图8是现有技术上变频器的方框图；

图9是现有技术下变频器的方框图；

图10-12显示了图9的下变频器在频域中的运行；

图13是按照本发明的下变频器的实施例；

图14-18显示了图14的下变频器在频域中的运行；

图19-21是按照本发明的下变频器的另一个实施例的方框图；

图22-27是按照本发明的上变频器的不同的实施例的方框图；

图28是说明按照本发明的下变频方法的流程图；以及

图29是说明按照本发明的上变频方法的流程图。

优选实施例详细描述

在所有的图上，相同的参考符号将被用于相同的或类似的单元。

由于复数滤波器的概念，特别是复数低通滤波器，对于本发明是很重要的，本说明将参照图1-7从介绍复数滤波器开始。

图1显示了简单的FIR滤波器，具有两个延时单元z^-1和滤波系数a₀，a₁，和a₂。

本发明的基本部件是复数带通滤波器。按照一个优选实施例，这样的复数带通滤波器是通过设计具有所有想要的特性(例如带内起伏、传输频带、和截止频率)的低通滤波器原型，以及通过把这个低通滤波器变换成复数低通滤波器，而被设计的。这个频率变换是通过用z₀.z代替低通滤波器原型中的z而完成的。这里，z₀是由下式定义的单位圆上的一点：

$z_0=e^{j{\mathrm{\Ω}}_{0}T}...\left(1\right)$

其中Ω₀是被变换的复数滤波器的通带的中心(角)频率以及T是采样周期。

假定图1表示低通滤波器原型，相应的复数带通滤波器可以具有图2所示的形式。在图2上，相乘因子z₀ ^-1是与每个延时单元z^-1相联系的。而且，在图2上，信号路径用双箭头画出，以便强调信号可以是复数值的。

图3显示了等效的复数滤波器，其中复数乘法与滤波系数相组合，由此减小所需要的乘法器的数目。这样，图2和3上滤波器的变换功能是相同的。

图4显示了复数输入信号a与复系数z₀相乘以得出复数输出信号B的可能的实施方案。正如可从图4上看到的，这是通过把信号A和B以及相乘系数z₀划分成它们的实部和虚部，以及执行4次实数乘法和2次实数加法而完成的。

数字滤波器的具有特别吸引力的形式是所谓的双线性数字梯形滤波器(BDLF滤波器)。实数BDLF滤波器的优点在[2]中被广泛地讨论。这篇论文证明，这些滤波器性能上优于先前已知的实数滤波器结构，诸如波形数字滤波器(WDF滤波器)以及相对于系数量化和信号量化噪声电平的级联耦合的双二次变换。而且，比起WDF滤波器来说，按照所需要的加法器的总数，它们证明是具有更简单的结构。

图5显示了实数五阶BDLF低通滤波器的方框图。在这个图上，使用与[2]中相同的表示符号。这里感兴趣的是延时单元z^-1。如果这些单元被补充以乘以z₀ ^-1的乘法，则这个低通滤波器可以被转换成复数带通滤波器，如图2和3的滤波器那样。图6的方框图显示了这样的复数BDLF带通滤波器。宁可要复数BDLF滤波器的一个理由是，它们保持上述的实数BDLF滤波器的优良的特性。可被使用的另一种类型的复数带通滤波器是复数开关电容滤波器。通过在频率上移动实数开关电容低通滤波器的基本的B、I、T、和C单元可以得出复数滤波器。图7上显示了这样的滤波器的例子，其中显示了基于模拟椭圆低通滤波器原型的三阶复数开关电容滤波器。而且，假定编号的连接点2-7和9-14被连接到端对2-2，3-3等等。这个假定使得易于画图。

在这样地描述了复数滤波器以后，现在将描述把这些滤波器应用到按照本发明的下变频和上变频。然而，在说明本发明以前，就参照图8-13更详细地说明变频问题的现有技术解决办法。在这个说明中，将使用[3]的符号惯用法(然而，应当指出，在电气工程中存在有不同的符号惯用法，这导致在适当的地方的符号变换)。

图8显示了在单边带上变频器中上变频一个数字基带信号a_D(n)的过程。数字信号在D/A变换器10中被变换成模拟信号a(t)。然后，信号a(t)被分成两条支路。一条支路被连接到用于形成信号a(t)的希尔伯特变换(t) 的希尔伯特滤波器12。此后，两条支路进到混频器14，16。结果的分量被加到加法器18(一个分量可以在相加之前被倒相，取决于将保持上边带还是下边带)。这样，在图8上(其中选择上边带)，调制的信号具有以下形式：

$x\left(t\right)=a\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t+\hat{a}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t...\left(2\right)$

图9所示的单边带下变频器接收具有这种形式的高频输入信号x(t)。这里，a(t)是包含要被重建的基带部分的(决定性)信息。这个信号被转发到混频器20，22，它形成具有以下的同相和正交分量的复合信号：

$x_1\left(t\right)=[a\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{0}t+\hat{a}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t]\cos {\mathrm{\ω}}_{c}t$

$=(1/2)a\left(t\right)\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)t\}$

$+(1/2)\hat{a}\left(t\right)\{\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t+\sin ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)t\}$

$x_2\left(t\right)=[a\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{0}t+\hat{a}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t](-\sin {\mathrm{\ω}}_{c}t)...\left(3\right)$

$=(1/2)a\left(t\right)\{\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t-\sin ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)t\}$

$-(1/2)\hat{a}\left(t\right)\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t-\cos ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)t\}$

图10上以频域显示式(3)的混频过程。这里“F{}”表示富立叶变换，以及“*”表示卷积。而且，虚线表示纯虚数富立叶变换。从式(3)和图10上可以看到，混频步骤的结果是把高频信号的频谱分成具有和/差频段的信号。

复合信号的分量(同相或正交分量)之一被转送到希尔伯特滤波器24。这样的滤波器具有转移函数(带有在[3]中所使用的符号惯用法)：

    H_HILB(ω)＝jsgn(ω)                 (4)

图11上显示了这个转移函数。而且，在图11上，“x”表示乘法。采用希尔伯特滤波器的作用是把正频率的富立叶变换分量乘上j，以及把负频率的富立叶变换分量乘上-j。把式(3)中的x2(t)进行富立叶变换给出：

$x_2\left(\mathrm{\ω}\right)=(1/2)A\left(\mathrm{\ω}\right)*\{(1/2j)\left(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-{(\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)\right)-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)))\}$

$-(1/2)A\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{(1/2j)(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$-(1/2)\hat{A}\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{(1/2)(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$+(1/2)\hat{A}\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{(1/2)(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}...\left(5\right)$

它可被重新安排为：

$x_2\left(\mathrm{\ω}\right)=(1/2)A\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{(1/2j)(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$-(1/2)A\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{(1/2j)(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$-(1/2)\hat{A}\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{(1/2)(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$-(1/2)\hat{A}\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{(1/2)(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

希尔伯特滤波器的作用现在可被计算为：

${\hat{X}}_2\left(\mathrm{\ω}\right)=H_{\mathrm{HILB}}\left(\mathrm{\ω}\right)X_2\left(\mathrm{\ω}\right)=j\·\frac{1}{2}A\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{\frac{1}{2j}(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$-(-j)\·\frac{1}{2}A\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{\frac{1}{2j}(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

通过合并同类项目，该式被简化为：

${\hat{X}}_2\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{2}A\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{\frac{1}{2}\left(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)+\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))\right)\right\}$

$-\frac{1}{2}A\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{\frac{1}{2}(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)+\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$\frac{1}{2}\hat{A}\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{\frac{1}{2j}(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$-\frac{1}{2}\hat{A}\left(\mathrm{\ω}\right)*\left\{\frac{1}{2j}(\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c))-\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)))\right\}$

$=F\left\{\frac{1}{2}a\left(t\right)(\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t-\cos ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)t)\right\}...\left(b\right)$

$+F\left\{\frac{1}{2}\hat{a}\left(t\right)(\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t-\sin ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_c)t)\right\}$

图11的右面部分显示了这个结果。滤波的信号在加法器26中被加到另一个中间信号分量上，产生按照下式的低频信号y(t)：

$y\left(t\right)=x_1\left(t\right)+{\hat{x}}_2\left(t\right)=a\left(t\right)\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t+\hat{a}\left(t\right)\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t...\left(7\right)$

如图12所示。从式(7)看出，如果ω_c被选择为等于ω₀，则基带信号a(t)可以被恢复。最后，被解调的信号可以在A/D变换器28中被数字化。

现在将参照图13-29说明按照本发明的下变频与上变频。

图13是显示按照本发明的下变频器的实施例的方框图。按照式q(2)的高频信号x(t)被转发到第一混频器30，32，它形成具有同相和正交分量的复合信号u(t)：

$u_1\left(t\right)=[a\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{0}t+\hat{a}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t]\cos {\mathrm{\ω}}_{A}t$

$=(1/2)a\left(t\right)\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_A)t\}$

$+(1/2)\hat{a}\left(t\right)\{\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A)t+\sin ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_A)t\}$

$u_2\left(t\right)=[a\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{0}t+\hat{a}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t](-\sin {\mathrm{\ω}}_{A}t)...\left(8\right)$

$=(1/2)a\left(t\right)\{\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A)t-\sin ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_A)t\}$

$-(1/2)\hat{a}\left(t\right)\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A)t-\cos ({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_A)t\}$

图14上以频域显示式(8)的混频过程。与前面一样，“F{}”表示富立叶变换，以及“*”表示卷积。而且，虚线表示纯虚数富立叶变换。从式(8)和图14上可以看到，混频步骤的结果是把高频信号的频谱分成具有和/差频段的信号。这是类似于图9的下变频器中的混频步骤，除了频移ω_A小于图9中所使用的频移ω_c。代替使用希尔伯特滤波器，按照本发明的下变频器把复合信号u(t)的同相和正交分量u₁(t)，u₂(t)转发到复数带通滤波器34。这个复数滤波器是通过把实数低通滤波器(理想地由以下的转移函数表示的)移到所需要的频段(ω_G是滤波器的截止频率)而形成的。

结果的复数滤波器由下式表示：

     H_BP(ω)＝H_LP(ω)*δ[ω-(ω₀-ω_A+ω_G)]    (10)

图15显示了这个频移过程。在所显示的情况下，频移是ω₀-ω_A+ω_G，因为上边带是要被下变频的。如果下边带是要被下变频的，则所需要的频移则将是ω₀-ω_A-ω_G。

通过写出复数形式的复合信号，可以最好地看出复数滤波器34的作用：

${u\left(t\right)=u}_1\left(t\right)+j\↔u_2\left(t\right)$

$=(1/2)a\left(t\right)\{\exp \left(({\mathrm{\ω}}_n-{\mathrm{\ω}}_A)t\right)+\exp \left(({\mathrm{\ω}}_n+{\mathrm{\ω}}_A)t\right)\}$

$-(j/2)\hat{a}\left(t\right)\{\exp \left(({\mathrm{\ω}}_n-{\mathrm{\ω}}_A)t\right)+\exp \left(({\mathrm{\ω}}_n+{\mathrm{\ω}}_A)t\right)\}...\left(11\right)$

带通滤波器的作用是阻塞围绕-(ω₀+ω_A)附近的频段，如图16所示。结果是：

$\mathrm{\ν}\left(t\right)={\mathrm{\ν}}_1\left(t\right)+j\↔{\mathrm{\ν}}_2\left(t\right)=h_{\mathrm{BP}}\left(t\right)*u\left(t\right)$

$=(1/2)a\left(t\right)\exp \left(({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A)t\right)-(j/2)\hat{a}\left(t\right)\exp \left(({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A)t\right)...\left(12\right)$

这样，ν₁(t)和ν₂(t)可被表示为：

${\mathrm{\ν}}_1\left(t\right)=(1/2)a\left(t\right)\cos \left(({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t\right)+(1/2)\hat{a}\left(t\right)\sin \left(({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t\right)$

${\mathrm{\ν}}_2\left(t\right)=(1/2)a\left(t\right)\sin \left(({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t\right)-(1/2)\hat{a}\left(t\right)\cos \left(({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_c)t\right)...\left(13\right)$

这个带宽受限制的信号被转发到第二混频器36，38(在以下的说明中，假定图13，19-21上的第二混频器包括低通滤波器，如果必要的话)，它产生具有被下式表示的同相和正交分量w1(t)，w2(t)的中间信号：

$w_1\left(t\right)={\mathrm{\ν}}_1\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{B}t$

$=(1/2)a\left(t\right)\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A-{\mathrm{\ω}}_B)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A+{\mathrm{\ω}}_B)t\}$

$+(1/2)\hat{a}\left(t\right)\{\sin$ $({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A-{\mathrm{\ω}}_B)t+\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A+{\mathrm{\ω}}_B)t\}$

$w_2\left(t\right)={\mathrm{\ν}}_2\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{B}t...\left(14\right)$

$=(1/2)a\left(t\right)\{\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A-{\mathrm{\ω}}_B)t-\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A+{\mathrm{\ω}}_B)t\}$

$+(1/2)\hat{a}\left(t\right)\{\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A-{\mathrm{\ω}}_B)t-\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A+{\mathrm{\ω}}_B)t\}$

图17上也显示了第二个混频步骤。最后，中间信号的分量在加法器40中被相加，它产生低频信号：

$w_1\left(t\right)+w_2\left(t\right)=(1/2)a\left(t\right)\cos ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A-{\mathrm{\ω}}_B)t+(1/2)\hat{a}\left(t\right)\sin ({\mathrm{\ω}}_0-{\mathrm{\ω}}_A-{\mathrm{\ω}}_B)t...\left(15\right)$

如图18所示。如果ω_A+ω_B被选择为ω₀，则这个表示式归结为(1/2)a(t)，这是正好想要的结果，除了由第二混频器36，38引入的因子(1/2)。如果希望的话，则这个因子可通过由附加乘法器42执行的乘以2运算而被消除(这个乘法也可以，例如，在一个混频器中较早地进行)。最后，信号a(t)可在A/D变换器44中被变换成数字信号a_D(t)。

应当指出，如果ω_A+ω_B不等于ω₀，则图14上原先的频谱的形状和图18上最后的频谱是相同的。唯一的差别是，在最后的频谱上峰值更接近。这样，如果希望的话，该过程可以重复进行，使得信号在频率上进一步降低。

图13的实施例大多数是模拟的。通过把A/D变换进一步移到方框图中，越来越多的数字实施方案是可能的。

图19显示了按照本发明的下变频器的实施例，其中在带通滤波器和第二混频器之间提供了两个A/D变换器44，46。这个实施例可以采用复数开关电容带通滤波器原型34SC，例如图7所示的滤波器。注意到，在这种情况下，来自滤波器的输出ν₁(n)，ν₂(n)已经是离散时间形式，只是需要由A/D变换器执行实际的数字化。自然地，在A/D变换器44，46以后的所有元件，例如混频器36D，38D，加法器40D以及可任选的乘法器42D，现在都是数字的。这样，混频器36D，38D的特征将是归一化的数字频率Ω_B，而不是模拟频率ω_B。

如果A/D变换器44，46被进一步移入方框图，如图20的实施例那样，则复数带通滤波器可以是数字的，例如BDLF滤波器34D。如前所述，在该实施例中，A/D变换器44，46右面的元件是数字的。

最后，A/D变换器44可被直接应用于高频信号上，如图21的实施例那样。然而，取决于应用项，这可能需要有能够处理特高频信号的A/D变换器。在这个实施例中，两个混频器都是数字的，它们的特征分别是归一化的数字频率Ω_A和Ω_B。

复数带通滤波器也可被使用来实现上变频器(按照熟知的置换定理)。现在将参照图22-27描述这样的上变频器的不同的实施例。

在图22的实施例中，数字信号a_D(n)在D/A变换器50中被变换成模拟信号a(t)(假定D/A变换器包括适当的抗镜像滤波器)。特征为ω_A的第一混频器30，32(在以下的说明中，假定图22-27上的第一混频器包括必要的低通滤波器)把模拟信号混频成具有同相分量和正交分量的复合信号。复数带通滤波器34把这个信号滤波成带宽限制的信号。根据带通滤波器的位置，将选择上边带和下边带。特征为ω_B的第二混频器36，38把这个带宽限制的信号混频成具有同相分量和正交分量的中间信号。最后，加法器40形成在这个中间信号的分量之间的和值。和在下变频器一样，可以提供任选的乘法器42，导致由两个混频器(而不是图8所示的现有技术的仅仅一个混频器)引入的因子(1/2)。

上变频器，和下变频器一样，可以是或多或少数字的，取决于D/A变换步骤的位置。

这样，在图23的实施例中，在第一混频器和复数带通滤波器之间提供了两个D/A变换器50，52。在这个实施例中，混频器30D，32D将是数字的。

在图24和25的实施例中，D/A变换被移到复数滤波器的后面，该复数滤波器现在是数字滤波器34D，例如复数数字BDLF带通滤波器。取决于D/A变换器的位置，第二混频器和加法器可以是模拟的(图24)或数字的(图25)。也有可能紧接在模拟加法之前执行D/A变换。

正如在下变频器的情况那样，上变频器也可以采用复数开关电容带通滤波器原型34SC来实施，如图26和27所示。由于开关电容滤波器需要模拟输入信号，所有在滤波器的前面提供有D/A变换器54，56(自然地，D/A变换可以更早地被执行，如在图22的实施例中那样)。而且，由于开关电容滤波器的输出信号是离散时间信号，可或者直接在滤波器后(图2)，或者在第二混频器后(图27)执行进一步的D/A变换。

在这个应用项中所示的实施例中，加入中间信号分量。这需要混频器具有不同的相位关系(“-sin”和“sin”)。如果混频器具有相同的相位关系，则这些分量可以被互相减去，而不去补偿它。

图28是显示按照本发明的下变频方法的流程图。处理过程从步骤100开始。在步骤102，高频信号被混频成具有同相分量和正交分量的复合信号。在步骤104，复合信号在复数带通滤波器中被带宽限制为具有同相分量和正交分量的带宽限制的信号。在步骤106，带宽限制的信号被混频成具有同相分量和正交分量的中间信号。在步骤108，中间信号的分量被加到其它分量上(或被从其它分量中减去)。在步骤110，结束该处理过程。

图29是显示按照本发明的上变频方法。处理过程从步骤200开始。在步骤202，低频信号被混频成具有同相分量和正交分量的复合信号。在步骤204，复合信号在复数带通滤波器中被带宽限制为具有同相分量和正交分量的带宽限制的信号。在步骤206，带宽限制的信号被混频成具有同相分量和正交分量的中间信号。在步骤208，中间信号的分量被加到其它分量上(或被从其它分量中减去)。在步骤210，结束该处理过程。

通过以上的说明，可以明白，本发明的实质部分是从具有同相分量和正交分量的复合信号重建(产生)低(高)频信号。不是像现有技术那样使用希尔伯特滤波器，本发明使用复数带通滤波器和混频器。由于本发明的这个部分是参照下变频器和上变频器被详细地描述的以及被嵌入在下变频器和上变频器中，所以不必作进一步的描述。

而且，本发明是参照单边带调幅被描述的。然而，复数带通滤波器也可被使用于其它类型的幅度调制，例如双边带调制，以便消除希尔伯特滤波器。事实上，本发明可被应用于调制(幅度、频率、相位)，数字和模拟，和确定性的以及随机的信号。

本领域技术人员将会看到，可对于本发明作出各种修正和改变，而不背离由附属权利要求规定的本发明的精神和范围。

参考文献

[1]Allan R.Hambley.“An Introduction to CommunicationSystems(通信系统入门)”，W.H.Freeman and Company，1990

[2]S.Signell，T.Kouyoumdjiev，K.Mossberg，L.Harnefors，“Design and Analysis of Bilinear Digital Ladder Filters(双线性梯形滤波器的设计和分析)”，IEEE Transactions of Circuitsand Systems，Feb.1996

[3]Ronald N.Bracewell.“The Fourier Transform and itsApplications(富立叶变换及其应用)”，McGraw-Hill，1986

Claims (24)

1.下变频器，用于把调制的高频信号变换成低频信号，包括第一混频器，用于把所述高频信号混频成具有同相分量和正交分量的复合信号；其特征在于，

复数带通滤波器(34；34D；34SC)，用于把所述复合信号带宽限制成具有同相分量和正交分量的带宽限制的信号；

第二混频器(36，38；36D；38D)，用于把所述带宽限制的信号混频成具有同相分量和正交分量的中间信号；以及

加法器(40；40D)，用于把所述中间信号的一个分量加到另一个分量上或从另一个分量中减去一个分量。

2.权利要求1的下变频器，其特征在于，所述高频信号是单边带信号以及所述低频信号是基带信号。

3.权利要求1或2的下变频器，其特征在于，A/D变换器(44)，用于对于来自所述加法器(40)的输出信号进行A/D变换。

4.权利要求1或2的下变频器，其特征在于，

A/D变换器(44，46)被提供来对于所述带宽限制的信号的分量进行A/D变换；

所述第二混频器是数字混频器(36D，38D)；以及

所述加法器是数字加法器(40D)。

5.权利要求3的下变频器，其特征在于，所述复数带通滤波器是复数开关电容滤波器(34SC)。

6.权利要求4的下变频器，其特征在于，所述复数带通滤波器是复数开关电容滤波器(34SC)。

7.权利要求1或2的下变频器，其特征在于，

A/D变换器(44，46)被提供来对于所述复合信号的分量进行A/D变换；

所述复数带通滤波器是复数数字带通滤波器(34D)；

所述第二混频器是数字混频器(36D，38D)；以及

所述加法器是数字加法器(40D)。

8.权利要求1或2的下变频器，其特征在于，

A/D变换器(44)被提供来对于所述高频信号进行A/D变换；

所述第一混频器是数字混频器(30D，32D)；

所述复数带通滤波器是复数数字带通滤波器(34D)；

所述第二混频器是数字混频器(36D，38D)；以及

所述加法器是数字加法器(40D)。

9.权利要求7的下变频器，其特征在于，所述复数带通滤波器是复数双线性数字梯形滤波器(34D)。

10.权利要求8的下变频器，其特征在于，所述复数带通滤波器是复数双线性数字梯形滤波器(34D)。

11.上变频器，用于把低频信号变换成调制的高频信号，包括第一混频器，用于把所述低频信号混频成具有同相分量和正交分量的复合信号；其特征在于，

复数带通滤波器(34；34D；34SC)，用于把所述复合信号带宽限制成具有同相分量和正交分量的带宽限制的信号；

第二混频器(36，38；36D；38D)，用于把所述带宽限制的信号混频成具有同相分量和正交分量的中间信号；以及

加法器(40；40D)，用于把所述中间信号的一个分量加到另一个分量上或从另一个分量中减去一个分量。

12.权利要求11的上变频器，其特征在于，所述高频信号是单边带信号以及所述低频信号是基带信号。

13.权利要求11或12的上变频器，其特征在于，数字低频信号以及D/A变换器，用于对于所述数字低频信号进行D/A变换。

14.权利要求11或12的上变频器，其特征在于，

所述低频信号是数字信号；

所述第一混频器是数字混频器(30D，32D)；以及

D/A变换器(50，52)被提供来对于所述复合信号的分量进行D/A变换。

15.权利要求11或12的上变频器，其特征在于，

所述低频信号是数字信号；

所述第一混频器是数字混频器(30D，32D)；

所述复数带通滤波器是复数数字带通滤波器(34D)；以及

D/A变换器(50，52)被提供来对于所述带宽限制的信号的分量进行D/A变换。

16.权利要求11或12的上变频器，其特征在于，

所述低频信号是数字信号；

所述第一混频器是数字混频器(30D，32D)；

所述复数带通滤波器是复数数字带通滤波器(34D)；

所述第二混频器是数字混频器(36D，38D)；

所述加法器是数字加法器(40D)；以及

D/A变换器(50)被提供来对于来自所述数字加法器的输出信号进行D/A变换。

17.权利要求15的上变频器，其特征在于，所述复数带通滤波器是复数双线性数字梯形滤波器(34D)。

18.权利要求16的上变频器，其特征在于，所述复数带通滤波器是复数双线性数字梯形滤波器(34D)。

19.权利要求11或12的上变频器，其特征在于，

所述低频信号是数字信号；

所述第一混频器是数字混频器(30D，32D)；

第一组D/A变换器(54，56)被提供来对于所述复合信号的分量进行D/A变换；

所述复数带通滤波器是复数开关电容滤波器(34SC)；以及

第二组D/A变换器(50，52)被提供来对于所述带宽限制的信号的分量进行D/A变换。

20.权利要求11或12的上变频器，其特征在于，

所述低频信号是数字信号；

所述第一混频器是数字混频器(30D，32D)；

第一组D/A变换器(54，56)被提供来对于所述复合信号的分量进行D/A变换；

所述复数带通滤波器是复数开关电容滤波器(34SC)；

所述第二混频器是数字混频器(36D，38D)；

所述加法器是数字加法器(40D)；以及

第二组D/A变换器(50)被提供来对于来自所述数字加法器的输出信号进行D/A变换。

21.用于把调制的高频信号变换成低频信号的方法，包括把所述高频信号混频成具有同相分量和正交分量的复合信号的步骤，所述方法的特征在于，

把所述复合信号带宽限制成具有同相分量和正交分量的带宽限制的信号；

把所述带宽限制的信号混频成具有同相分量和正交分量的中间信号；以及

把所述中间信号的一个分量加到另一个分量上或从另一个分量中减去一个分量。

22.权利要求21的方法，其特征在于，所述高频信号是单边带信号以及所述低频信号是基带信号。

23.把低频信号变换成调制的高频信号的方法，包括把所述低频信号混频成具有同相分量和正交分量的复合信号的步骤，所述方法的特征在于，

把所述复合信号带宽限制成具有同相分量和正交分量的带宽限制的信号；

把所述带宽限制的信号混频成具有同相分量和正交分量的中间信号；以及

把所述中间信号的一个分量加到另一个分量上或从另一个分量中减去一个分量。

24.权利要求23的方法，其特征在于，所述高频信号是单边带信号以及所述低频信号是基带信号。

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