CN1279700C - 发送电路 - Google Patents

发送电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1279700C
CN1279700C CN200410032129.7A CN200410032129A CN1279700C CN 1279700 C CN1279700 C CN 1279700C CN 200410032129 A CN200410032129 A CN 200410032129A CN 1279700 C CN1279700 C CN 1279700C
Authority
CN
China
Prior art keywords
amplitude
modulation signal
frequency
phase
modulated
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN200410032129.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1534864A (zh
Inventor
田中宏一郎
田边充
斋藤典昭
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1534864A publication Critical patent/CN1534864A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1279700C publication Critical patent/CN1279700C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

本发明提供一种发送电路，包括：输出调制信号的调制信号产生电路(1)；输出调幅电压的包络线检测部(2)；振幅用渐减特性LPF(10)，其将调幅电压按照指数函数表示的衰减特性衰减，随着频率的增加，此指数函数按幂指数关系变化；电源电压产生部(3)，其产生对应于调幅电压振幅值的电源电压；输出调相信号的相位检测部(4)；相位衰减装置LPF(12)，其将调相信号按照指数函数表示的衰减特性衰减，随着偏离中心频率的偏离频率的增大此指数函数按幂指数关系变化；高频功率放大器(6)。由此，输入到高频功率放大器的调幅电压和调相信号的带宽不会极端扩大，输出频谱劣化很小的调制信号。

Description

发送电路
技术领域
本发明涉及一种以无线方式发送高频信号的发送电路。
背景技术
一般对于振幅调制的调制信号，特别是QAM(正交调幅)等多值调制方式，向天线发送电力的发送电路中配置了高频功率放大器，要求此高频功率放大器进行线性放大。因此高频功率放大器的工作级别使用A级，或者AB级等。
但是随着通信的宽带化，开始利用采用子载波的OFDM(OrthogonalFrequence Division Multiplex：正交频分多址)等通信方式，以往使用的A级、AB级等高频功率放大器的高效率就无法期待了。也就是说OFDM中通过子载波的叠加，瞬间产生很大的完全散乱的电功率，平均电功率和瞬间最大电功率的比值PAPR(峰值对平均功率比)很大。因此为了能够将比平均电功率大很多的峰值电功率线性放大，就需要始终保持比较大的直流电功率。A级工作级别的效率最大也只有50％，特别是OFDM的情况下，由于PAPR很大，在输出峰值电功率以外的时间，直流电功率几乎都转化为热能释放掉了，直流电功率是由补偿峰值电功率的峰值电压与补偿瞬间电功率的电压的差和电流的乘积计算得出的。其结果导致效率极大地降低。
因此例如使用电池作为电源的手持无线设备，能连续可使用的时间缩短，实际使用中会产生问题。
为解决此类问题，提出了利用所公知的卡恩计算方法的以往使用的EER(Envelope Elimination and Restoration)法(例如参照专利文献1)。
在专利文献1所公开的构成中(参照图6)，检测输入的高频调制信号，将其分为两部分。其中一部分是相当于调制信号的包络线的振幅部分。此振幅部分通过由开关调整器等构成的振幅调制器进行振幅调制，成为调幅电压，提供给高频功率放大器的电源电压端子。另外一部分，通过振幅控制放大器(限幅器)的控制后成为振幅为恒定值，只有相位被调制的调相信号(相位部分)。此相位部分提供给高频功率放大器的高频输入端子。
EER方法中，作为高频功率放大器，可以采用高效的开关型放大器，同时可以向高频功率放大器的电源电压端子提供功率放大所需的最低限的电源电压，由此效率能够得到提高。
另外还提出了适合数字信号处理的ERR法(例如参照专利文献2)，由复包络线信号的正交调制得到相位调制信号。在此专利文献2的构成中，将经过振幅调制后剩余的调制信号作为相位调制信号提供给高频功率放大器。
图13表示采用EER方法的原来的发送电路构成概况的电路框图。此发送电路包括：调制信号产生电路101，将调制信号输出到2条分支线；包络线检测部102，将分为两条分支的调制信号作为输入，对其包络线检波，输出其振幅成分；电源电压产生部103(直流直流变换器)，输入包络线检测部102输出的振幅成分，根据振幅值产生电源电压；相位检测部104，输入两条分支中的另外一路调制信号，输出相位成分的相位调制信号；正交调制器105，输入相位检测部104输出的相位调制信号，对其进行正交调制；高频功率放大器106，其电源电压端子接收电源电压产生部103的输出，高频输入端子接收正交调制器105的输出。
调制信号产生电路101，根据内部产生的数据或者外部提供的数据进行例如QAM或OFDM等的调制，输出用复包络线表示的用于传送的调制信号。包络线检测部102，通过求出表示调制信号的复包络线的绝对值，从而输出振幅成分。电源电压产生电路103，通过直流直流变换，产生与振幅成分相对应的电源电压。相位检测部104，将表示调制信号的复包络线的相位保持原样，将复包络线的绝对值变为恒定值，输出用复包络线表示的相位成分。正交调制器105，通过将复包络线表示的相位成分正交调制，变换为高频信号，产生相位调制信号。高频功率放大器106，通过将相位调制信号(相位成分)放大成与振幅调制电压(振幅成分)对应的振幅的高频信号，输出振幅和相位都变化的调制信号。
专利文献1：美国专利第6256482B1(附图第3页，图6)；
专利文献2：特开平3-34709号公报(第5页、图1)。
但是以往的发送装置有以下的缺点：在发送装置中包络线检测部和相位检测部要进行非线性的信号处理，这样就使调幅电压和调相信号的带宽变得非常宽。另外为了除去作为数字信号处理的采样中输出信号的频率返回部分，或者由于各模拟电路所特有的频率特性，要限制调幅电压或调相信号的带宽。一般情况下，限制此带宽的频带越宽调制信号的频谱的劣化越小。但是以往即使限制带宽的频带相当宽的情况下，调制信号的频谱劣化也非常大。数字信号处理的采样频率越大消耗的电功率也会增加，或者由于设计各个模拟电路时频率特性会受到限制，因此限制带宽的频带不可能无限增大。
以往的发送装置输出的调制信号的频谱，例如基于IEEE802.11a标准的OFDM调制方式中，调制信号的占有带宽(fop)为16.6MHz。图14表示以往的发送电路输出的调制信号的频谱一例。图中调幅电压的带宽为90MHz、相位调制信号的频带的中心频率为±90MHz，用比原始的复包络线的带宽大很多的值进行限制时，调制信号频谱的仿真值如图所示。图14中，横坐标表示相对于调制信号频率变换后的中心频率的偏离频率，纵坐标为调制信号的功率密度。图14中的实线表示调制信号的功率密度，虚线表示IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值，点划线表示与IEEE802.11a标准规定的功率密度上限值相比有10dB余量的功率密度。即使频率远离调制信号中心频率很大，功率密度还有残留，偏离频率为±90MHz附近，由于功率密度上升，功率密度上限值10dB的余量未填满。
发明内容
本发明的目的在于提供一种发送电路，其不需要使限制调幅信号或调相信号的带宽的频带宽度非常大，也能够输出频谱劣化小的调制信号。
本发明的第1发送电路是进行如下所述的振幅频带限制的电路，根据包含了振幅和相位的调制信号，至少产生调幅电压，然后使调幅电压随频率增大而按由指数函数所表示的衰减特性进行衰减，该指数函数的指数与变量的幂指数次方成比例。
由此能够抑制调制信号中心频率附近频带上的不必要的功率密度，所以在不需要将限制调幅电压带宽的频带设置得很大的情况下，也能够降低传送的调制信号频谱的劣化。而且电路的工作速度和要求的频率特性也不需要极端高，在适当的规模下就能够实现发送电路。
通过将在该频带限制中的指数函数的变量设定在某个适合范围内，根据发送电路实现的带宽，可以选择最合适的幂指数n，在调制信号中心频率附近，就能够限制不需要的功率密度。
特别是通过选择幂指数n以便使用高斯型滤波器进行频带限制，频带限制处理时的响应时间能快速收敛。
另外进一步可以包括以下装置：将经过振幅频带限制的调幅电压继续进行电压变换而产生电源电压的装置、具有高频输入端子和电源电压端子的高频功率放大器、或者在高频功率放大器的上游侧设置的频率变换装置等。
此外还可以添加进行下述相位频带限制的装置：根据包含振幅和相位的调制信号，产生调相信号，进一步按照由随偏离中心频率的偏离频率的增加而变量与幂指数成比例的指数函数表示的衰减特性进行衰减。
通过将在该频带限制中的指数函数的变量设定在某个适合范围内，根据发送电路实现的带宽，可以选择最合适的幂指数m，在与调制信号中心频率相距很远的频带附近，就能够抑制不需要的功率密度。
特别是通过选择幂指数m以便使用高斯型滤波器进行频带限制，频带限制处理时的响应时间能快速收敛。
本发明的第2发送电路是进行下述相位频带限制的电路，根据包含振幅和相位的调制信号，产生调幅电压和调相信号，进一步，随频率增大而按由指数函数所表示的衰减特性进行衰减，该指数函数的指数与变量的幂指数次方成比例。
由此能够在与调制信号中心频率相距很远的频带附近，抑制不需要的功率密度，所以不需要将限制调相信号带宽的频带设置得极端大的情况下，能够降低传送的调制信号频谱的劣化。而且电路的工作速度和要求的频率特性也不需要极端高，在适当的规模下即可实现发送电路。
利用本发明的发送电路，不需要将限制调幅电压和调相信号的带宽的频带设置得极端大，就能够降低传送的调制信号频谱的劣化，同时电路的工作速度和要求的频率特性也不需要极端高，在适当的规模下即可实现发送电路。
附图说明
图1表示有关本发明第1实施方式的发送电路的电路框图。
图2(a)～(d)表示第1实施方式的第1具体例的幂乘数滤波器的幂指数n的适合范围以及对幂指数n各范围的调制信号频谱的仿真结果示意图。
图3(a)～(c)表示第1实施方式的第2具体例的幂乘数滤波器的幂指数m的适合范围以及对幂指数m各范围的调制信号频谱的仿真结果示意图。
图4(a)～(c)分别依次表示只使用第1具体例中的幂乘数滤波器时、只使用第2具体例中的幂乘数滤波器时、第1、第2具体例中的幂乘数滤波器都使用时的调制信号仿真结果示意图。
图5(a)～(c)分别依次表示第1具体例中只使用高斯型滤波器时、第2具体例中只使用高斯型滤波器时，第3具体例中使用高斯型滤波器时的调制信号仿真结果示意图。
图6表示幂指数为1、2、3时，渐减特性滤波器的脉冲响应特性的示意图。
图7(a)、(b)表示由数字滤波器构成的高斯型滤波器的电路框图和滤波器的脉冲特性的示意图。
图8(a)～(c)表示由模拟滤波器构成的各种高斯型滤波器的电路框图。
图9表示有关本发明第2实施方式的发送电路的电路框图。
图10(a)～(d)表示利用定包络区域实现近似EER法的电路工作过程的示意图。
图11(a)～(d)表示第2实施方式第1具体例中幂乘数滤波器的幂指数n的适合范围以及对应于幂指数n的各范围的调制信号频谱的仿真结果示意图。
图12表示第2实施方式的第2具体例中使用高斯型滤波器时的调制信号仿真结果示意图。
图13表示采用EER法的以往的发送电路的概略电路框图。
图14表示以往的发送电路中输出的调制信号频谱的一例的示意图。
图中：1-调制信号产生电路，2-包络线检测部，3-电源电压产生部，4-相位检测部，5-正交调制器，6-高频功率放大器，10-振幅用渐减特性LPF，11-振幅用矩形特性LPF，12-相位用渐减特性LPF，13-相位用矩形特性LPF，21-调制信号布线，22-调幅电压布线，23-调相信号布线。
具体实施方式
(第1实施方式)
图1表示本发明第1实施方式的发送电路的电路框图。如图1所示，本实施方式的发送电路包括：输出调制信号的调制信号产生电路1；为传送调制信号而分为两条分支的调制信号布线21；与调制信号布线21中的一条分支布线连接，输入调制信号对其包络线进行检波，输出调幅电压(振幅成分)的包络线检测部2；从包络线检测部2延伸出来的调幅电压布线22；介入设置在调幅电压布线22中，输入包络线检测部2输出的调幅电压，并对其进行频带限制处理的振幅用渐减特性LPF(低通滤波器)10；介入设置在调幅电压布线22中，将通过振幅用渐减特性LPF10的调幅电压作为输入，并对其进行频带限制处理的振幅用矩形特性LPF11；介入设置在调幅电压布线22中，将通过振幅用矩形特性LPF11的调幅电压作为输入，产生与振幅值对应的电源电压的电源电压产生部3(直流直流变换器)；与调制信号布线21中的另外一条分支线连接，输入调制信号，输出调相信号(相位成分)的相位检测部4(振幅控制放大器)；从相位检测部4延伸出来的调相信号布线23；介入设置在调相信号布线23中，将相位检测部4输出的调相信号作为输入，并对其进行频带限制处理的相位用渐减特性LPF12；介入设置在调相信号布线23中，将通过相位用渐减特性LPF12输出的相位调制信号作为输入，并对其进行频带限制处理的相位用矩形特性LPF13；介入设置在调相信号布线23中，输入相位用矩形特性LPF13输出的调相信号，进行正交调制的正交调制器5；由电源电压端子接收电源电压产生部3的输出，由高频输入端子接收正交调制器5的输出的高频功率放大器6。
在本实施方式中，由包络线检测部2构成调幅电压产生装置；由相位检测部4构成调相信号产生装置；由振幅用渐减特性LPF10和振幅用矩形特性LPF11构成振幅频带限制装置；由相位用渐减特性LPF12和相位用矩形特性LPF13构成相位带宽限制装置。只是其中的振幅用矩形特性LPF11和相位用矩形特性LPF13并非哪一个都是必需的。当各部分模拟电路本身具有适当的频率阻断特性时，不需要这些滤波器。这些要素只不过是为了在后面示例调制信号频谱时，表示设定阻断频率的位置而在此图示出来而已。
下面说明图1所示电路的工作过程：
调制信号产生电路1，根据内部产生的数据或者外部提供的数据进行例如QAM或OFDM等的调制，输出用复包络线表示的用于传送的调制信号。包络线检测部2，通过求出表示调制信号的复包络线的绝对值，输出调幅电压。
振幅用渐减特性LPF10是按照随着频率的增加而单调让电压的衰减增加那样的渐减特性，对调幅电压实施低通滤波处理的装置，所谓单调增加衰减的渐减特性的低通滤波处理，正如后面具体例说明的那样，是指调幅电压按照指数函数所表示的衰减特性衰减的低通滤波处理，此指数函数随着频率的增加按幂指数关系变化。
振幅用矩形滤波器11是执行矩形特性的低通滤波处理装置，再次阻断调幅电压中设定频率以上的信号。电源电压产生部3根据经过低通滤波处理的调幅电压产生调幅电压。
电源电压产生装置3由直流直流变换器构成，由于通常进行线性变换，所以对输入的调幅电压进行低通滤波处理，和对输出的调幅电压进行低通滤波处理具有等效的效果。
相位检测部4，将表示调制信号的复包络线的相位保持原样，将复包络线的绝对值设为恒定值，输出复包络线表示的调相信号。
相位用渐减特性LPF12是对用复包络线表示的调相信号进行低通滤波处理的装置，它按照随着频率的增加而单调让电压的衰减增加那样的渐减特性进行处理。所谓单调让电压的衰减增加的渐减特性的低通滤波处理，正如后面具体例子说明的那样，是指电压按照指数函数表示的衰减特性衰减的低通滤波处理过程，随着频率的增加此指数函数按幂指数关系变化。
相位用矩形滤波器13是执行矩形滤波的低通滤波处理装置，再次阻断用复包络线表示的调相信号中设定的频率以上的信号。
正交调制器5，对经过滤波处理的、用复包络线表示的调相信号进行正交调制，变换为高频信号，由此产生调相信号。由于正交调制器5对复包络线的频率进行变换，所以对输入的复包络线进行低通滤波处理，和对输出的调相信号进行带通滤波处理具有等效的效果。
高频功率放大器6，根据低通滤波处理后的调幅电压的振幅的高频信号，对经过带通滤波处理的调相信号进行放大，输出振幅和相位都变化的调制信号。
另外由于振幅用渐减特性LPF10、振幅用矩形特性LPF11以及电源电压产生部3中的任何一个都是线性工作范围，所以相对于信号流向的各装置的配置顺序与本实施方式也可以不同。
同样由于相位用渐减特性LPF12、相位用矩形特性LPF13以及正交调制器5中的任何一个也都是线性工作范围，所以相对于信号流向的各装置的配置顺序与本实施方式也可以不同。把相当于LPF(低通滤波器)的装置配置在正交调制器5的后级时，只要配置带通滤波器即可。
在本实施方式中，图1中的作为振幅频带限制装置的振幅用渐减特性LPF10(以及振幅用矩形特性LPF11)、作为相位频带限制装置的相位用渐减特性LPF12(以及相位用矩形特性LPF13)中的任何一个都并非必不可少。以下的具体例子说明，即使不用其中的某一个，也能达到本
实施方式的基本效果。
以下的各具体例中，根据本实施方式构成的发送电路，在示例渐减特性LPF以及渐减特性带通滤波特性的同时，还示例了输出调制信号的频谱。例举了基于IEEE802.11a标准的OFDM调制方式。作为参考，采用了调制信号产生电路1、调制信号的占有带宽(fop)为16.6MHz。
第1具体例
首先对振幅频带限制装置和相位频带限制装置中，只使用前一个装置的第1具体例加以说明。也就是说本具体实例中，没有配置相位用渐减特性LPF12以及相位用矩形特性LPF13。作为振幅频带控制装置的振幅用渐减滤波器10，使用了以下的幂乘数滤波器。此幂乘数滤波器的滤波特性为：假定频率为f(MHz)，3dB衰减频率为fc(MHz)、调制信号的占有带宽为fop(MHz)时、输入信号通过之后的输出与输入的振幅比、与由下式计算得到的数值成比例关系。
exp{-(ln2)/2(f/fc)n}
式中
13/{(16.6fc/fop)-24}+0.9≤n≤{(16.6fc/fop)-20.5}2/35+1.3
图2(a)～(d)表示第1具体例的幂乘数滤波器的幂指数n的适合范围以及对幂指数n各范围的调制信号频谱(功率密度相对值)的仿真结果示意图。
图2(a)所示为对应于3dB衰减频率fc(横坐标)，幂乘数滤波器的幂指数n(纵坐标)的适合范围，图中的斜线部分表示的是幂指数的适合范围。也就是说幂指数n的适合范围的下限由曲线n＝13/{(16.6fc/fop)-24}+0.9规定，幂指数n的适合范围的上限由曲线n＝{(16.6fc/fop)-20.5}2/35+1.3规定。图2(a)中调制信号的占有带宽fop为16.6MHz，振幅用矩形特性LPF的截止频率为70MHz，对调相信号的频带限制与前面的例子相同＜90MHz。
图2(b)～(d)表示调制信号频谱的仿真结果。横坐标为距离中心频率的偏离频率，纵坐标为功率密度。图2(b)～(d)中的实线表示调制信号的功率密度，虚线表示IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值，点划线表示与IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值有10dB余量的功率密度。图2(b)～(d)所示各例子中，3dB衰减频率fc为40MHz。
使用幂乘数滤波器，与IEEE802.11a标准相比的余量值与图14中所示以往的发送电路相比虽然有改善，但是中心频率附近的调制信号频谱有劣化的情况。因此，我们研究了与IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值相比有10dB余量的情况下的幂乘指数n。结果表明，幂乘指数有适合范围，此适当的范围根据3dB衰减频率fc而变化。
也就是说如图2(b)所示，如果幂乘指数从适合范围向大值一侧偏离(例如n＝13)，在振幅矩形滤波器的阻断频率的偏离频率为(+70MHz)的附近功率密度上升，10dB的余量没有了。另外如图2(c)所示，如果幂乘指数从适合范围向小值一侧偏离(例如n＝1)，中心频率附近10dB的余量没有了。同时如图2(d)所示如果幂指数n在适合范围取值(例如n＝3)，中心频率附近的功率密度确保有10dB的余量。
第2具体例
下面对振幅频带限制装置和相位频带限制装置中，只使用后者的第2具体例加以说明。
也就是说本具体实例中，没有配置振幅用渐减特性LPF10以及振幅用矩形特性LPF11。作为相位频带控制装置的相位用渐减特性LPF，使用了以下的幂乘数滤波器。此幂乘数滤波器的滤波特性为：假定3dB衰减频率为fc(MHz)，调制信号的占有带宽为fop(MHz)、频率为f(MHz)时、输入信号通过之后的输出与输入的振幅比、与由下式计算得到的数值成比例关系。
exp{-(ln2)/2(f/fc)m}
式中0≤m≤3.5exp[0.0615{(16.6fc/fop)-30}]
图3(a)～(c)表示第2具体例的幂乘数滤波器的幂指数m的适合范围以及对幂指数m各范围的调制信号频谱(功率密度相对值)的仿真结果示意图。
图3(a)表示对应于3dB衰减频率fc(横坐标)，幂乘数滤波器的幂指数m(纵坐标)的适合范围，图中的斜线部分表示幂指数m的适合范围。也就是说幂指数m的适合范围的下限由曲线m＝0规定，幂指数m的适合范围的上限由曲线m＝3.5exp[0.0615{(16.6fc/fop)-30}]规定。图3(a)中调制信号的占有带宽fop为16.6MHz，振幅用矩形特性LPF的阻断频率为80MHz，对调相信号的频带限制与前面的例子相同＜90MHz。
另外图3(b)、(c)所示为调制信号频谱的仿真结果。横坐标为偏离中心频率的频率，纵坐标为功率密度。图3(b)、(c)中的实线表示调制信号的功率密度，虚线表示IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值，点划线表示的是与IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值有10dB余量的功率密度。图3(b)、(c)所示各例子中，3dB衰减频率fc为30MHz。
即使使用幂乘数滤波器，在图14中所示以往的发送电路中，没有获得IEEE802.11a标准规定的功率密度的10dB余量的偏离频率+90MHz附近的调制信号频谱的上升被抑制，虽然有10dB及以上的余量，但是中心频率附近调制信号频谱有恶化的情况。我们研究了与IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值相比有10dB余量时的幂乘指数m。结果表明，幂乘指数有适合的范围，此适合范围根据3dB衰减频率fc变化。
也就是说如图3(b)所示，如果幂乘指数从适合范围向大值一侧偏离(例如m＝4)，在Δc(＝30MHz)的偏离频率的附近功率密度上升，超过上限值。另外如图3(c)所示，如果幂指数m在适合范围取值(例如m＝3)，功率密度确保在标准范围内。
第3具体例
以下对使用第1具体例中的振幅频带控制装置和第2具体例中相位频带控制装置的第3具体例加以说明。
图4(a)～(c)所示分别依次表示只使用第1具体例中的幂乘数滤波器时、只使用第2具体例中的幂乘数滤波器时、第1，第2具体例中的幂乘数滤波器都使用时的调制信号仿真结果。图4(a)表示和图2(d)所示具有相同特性的示意图，图4(b)表示和图3(c)所示具有相同特性的示意图。
正如图4(c)所示，与第1和第2具体例相比，在与中心频率偏离频率较大的频率附近，功率密度的衰减量明显增大，据此可以改善频带限制功能。
振幅用矩形特性LPF11的阻断频率(70MHz)亦即调幅电压产生装置具有的阻断频率和相位用矩形特性LPF13的阻断频率(80MHz)亦即调相信号产生装置所应具有的阻断频率不同，前者数值小于后者。对于OFDM调制方式来说，规定处理调幅电压的电路和处理调相信号的电路的频率特性完全相同，和这种方式相比，设定两者不同的情况下，具有发送电路整体规模减小的优点。
第4具体例
下面说明第1～第3具体例中存在幂指数n、m为2的特别情况，将所谓的高斯型滤波器用于振幅频带限制装置和相位频带控制装置时的第4具体例。在振幅用渐减特性LPF中，满足以下的限制条件：
13/{(16.6fc/fop)-24}+0.9≤n≤{(16.6fc/fop)-20.5}2/35+1.3而在相位用渐减特性LPF中，满足以下的限制条件：
0≤m≤3.5exp[0.0615{(16.6fc/fop)-30}]n、m在适合范围内取值。
图5(a)～(c)所示分别依次表示第1具体例中只使用高斯型滤波器时、第2具体例中只使用高斯型滤波器时，第3具体例中使用高斯型滤波器时的调制信号仿真结果。
正如图5(a)、(b)所示，n  (或者m)为2的情况下，满足振幅用渐减特性LPF和相位用渐减特性LPF的特性都在最适合范围的前提条件下，使用高斯型滤波器可以获得良好的频谱。特别是，如图5(c)所示，当振幅用渐减特性LPF和相位用渐减特性LPF都使用高斯型滤波器时，不仅能够使偏离频率很大的领域的衰减量增大，还可以使中心频率附近的不需要的功率密度降低。
图6表示幂指数为1、2、3时，低通滤波器的脉冲响应特性。图6中横坐标表示时间，纵坐标表示响应振幅(相对值)。如图6所示，由于高斯型滤波器的脉冲响应的收敛很快，所以特别是当进行数字信号处理时，有容易实现滤波的优点。
这里说明高斯型滤波器的构成方法。高斯型滤波器属于直线相位型滤波器，由数字滤波器构成的情况下可以用FIR滤波器，由模拟滤波器构成的情况下可以用5次贝赛尔型滤波器近似。
图7表示由数字滤波器构成的高斯型滤波器的电路框图。FIR滤波器有三个基本构成要素，采用单位时间的延迟器、乘法器、加法器构成图7所示的结构。乘法器的乘数可作为高斯型滤波器的脉冲响应的采样值。此采样值也叫做滤波器的分支数，这个数值越少数字电路的规模越小。如前所述，高斯型滤波器的情况下，脉冲响应的收敛很快，以很少的分支数就可以实现响应，所以数字电路的规模变小，在成本、消费电功率方面具有优势。
图8(a)～(c)表示由模拟滤波器构成的各种高斯型滤波器的电路框图。图8(a)表示具有有源滤波器构造的5次贝赛尔滤波器的设计实例。图8(b)、(c)表示具有LC滤波器构造的高斯型滤波器的两个设计实例的示意图。其中每一个表示的都是以40MHz作为3dB衰减频率(截止频率)进行设计的实例。
由模拟滤波器构成高斯型滤波器时，5次贝赛尔型滤波器是最好的近似。另外，如果由LC滤波器构成高斯型滤波器，具有消费电功率降低的优点。
另外，对于n或者m是2以外的其它的幂指数时的幂指数滤波器，如果知道其脉冲响应波形，和高斯型滤波器同样，可以使用数字滤波器和模拟滤波器。如果使用数字滤波器，可以由FIR滤波器构成幂乘数滤波器；如果使用模拟滤波器的话，通过调整贝赛尔滤波器的分支数(次数)可以近似得到幂乘数滤波器的幂指数。
(第2实施方式)
图9是有关本发明第二实施方式的发送电路的电路框图。如图9所示，本实施方式的发送电路包括：输出调制信号的调制信号产生电路1；为传送调制信号而分为两条分支的调制信号布线21；与调制信号布线21中的一条分支布线连接，输入调制信号对其包络线进行检波，输出调幅电压(振幅成分)的包络线检测部2；从包络线检测部2延伸出来的调幅电压布线22；介入设置在调幅电压布线22中，输入包络线检测部2输出的调幅电压，并对其进行频带限制处理的振幅用渐减特性LPF(低通滤波器)10；介入设置在调幅电压布线22中，将通过振幅用渐减特性LPF10的调幅电压作为输入，并对其进行频带限制处理的振幅用矩形特性LPF11；介入设置在调幅电压布线22中，将通过振幅用矩形特性LPF11的调幅电压作为输入，产生与振幅值对应的电源电压的电源电压产生部3(直流直流变换器)；与调制信号布线21中的另外一条分支线连接，输入调制信号，进行正交调制的正交调制器5；由电源电压端子接收电源电压产生部3的输出，由高频输入端子接收正交调制器5的输出的高频功率放大器6。本实施方式的前提条件是，调制信号在高频放大器6的输入端进行振幅限制。
本实施方式中，矩形特性滤波器LPF11并非必须。如果各部分模拟电路具有适当的频率阻断特性时，可以不需要此滤波器。
下面说明图9所示发送电路的工作过程。
调制信号产生电路1、包络线检测部2，低通滤波器10、矩形特性滤波器LPF11以及电源电压产生部3的工作过程和第1实施方式的说明相同。
在本实施方式中，正交调制器5通过对复包络线表示的调制信号进行正交调制，将其变换为高频信号，产生调制信号。
高频功率放大器PA6，属于A级，从正交调制器5输出的高频信号经过调制信号布线21，输入到PA6的高频输入端子，振幅调制电压从电源电压端子输入。在本实施方式中，调制信号在高频功率放大器6的输入端进行振幅限制，所以在高频功率放大器6的内部成为恒定包络的调制信号。高频功率放大器6将经过振幅限制成为恒定包络的调制信号，对应于经过低通滤波处理的调幅电压的振幅的高频信号，进行放大，输出振幅和相位都变化的调制信号。
另外由于振幅用渐减特性LPF10、振幅用矩形特性LPF11以及电源电压产生部3中的任何一个都是线性工作范围，所以根据信号流向的各装置的配置顺序也可以与本实施方式不同。
本实施方式与第1实施方式不同，不是采用恒定包络的相位调制信号，而是采用振幅调制的正交调制信号进行EER法。根据本实施方式中发送电路的构成，下面用图说明EER法的进行过程。
图10(a)～(d)是说明利用恒定包络区域实现近似EER法的电路工作过程。
在此为了说明上的方便，高频功率放大器6的输入波(本实施方式中为OFDM波)，采用图10(a)所示的振幅的包络线为三角形的三角波。图10(b)所示为高频功率放大器6的内部构造。本实施方式的高频功率放大器6是发射极接地型的双极晶体管，本实施方式中作为调制信号的OFDM波，由双极晶体管的基极(高频输入端子)输入。然后在双极晶体管的集电极(电源电压端子)和集电极电压Vc供给侧之间加入扼流圈电感器，而且连接集电极和高频输出端子间的连线，经由输出负载ZL接地。
图10(d)是说明高频功率放大器6的输入输出特性的示意图。纵坐标表示高频功率放大器6的集电极电流Ic，横坐标表示施加到高频功率放大器6的电源电压端子的集电极电压Vc。图10(d)表示对应于不同的高频功率放大器的基极—集电极电压Vbe，Ic-Vc的特性变化，由基极—集电极间的直流电压Vbe、集电极直流电压Vc、高频功率放大器的输出负载ZL共同确定的负载线，决定基极—集电极间电压Vbe的可变范围，然后还决定集电极电流Ic的可变范围以及集电极电压Vc的可变范围。
图10(c)表示由高频功率放大器的高频输出端子作为结果输出的输出电压，此输出电压和输出阻抗ZL共同确定输出电功率。
在本实施方式中，高频功率放大器6输入的调制信号振幅非常大，根据高频功率放大器6的输入阻抗，可以得到比由连接到高频功率放大器6的负载所决定的输入电压振幅变化范围(Vbe的可变范围)还要高的电压振幅。如果输入电压超过了基极—集电极间电压Vbe的可变范围(图10(d)中的Vbe4-Vbe2)，由于集电极电流超过了由负载线决定的集电极电流Ic的可变范围，就产生了电流振幅一定(定包络)的时间范围。也就是说由高频功率放大器6的跨导决定的集电极电流在是此范围之内的一定值。集电极电流流经负载产生输出电压，结果在输入调制信号的振幅超过了输入电压振幅可变范围的时间段，高频功率放大器6的输出电压变为恒定(恒定包络)的振幅。成为恒定包络的调制信号其频带宽度扩大，通常高频功率放大器6的频带比此扩大了的频带宽度还要宽，因此高频带滤波后没有在部分上振幅的降低。本实施方式的发送电路的构成中，在振幅不是恒定包络的时间范围，随着振幅输出正交调制信号，在集电极端子如果振幅与相位叠加，振幅会变成2倍，因此可以事先在调制信号产生电路中，在此时间范围内将振幅数值作平方根运算即可。另外在此区间不进行EER法调制。通过以上方式，由伴随振幅的正交调制信号可以得到恒定包络信号，在此区间可以正确实行EER。
下面对伴随振幅的正交调制信号实行EER法的效果加以说明。
一般调制信号变换为相位调制信号实行低通滤波后，会失去相位调制信号的高频部分，就不能成为恒定包络的振幅。这样在时间轴上间断欠缺的相位调制信号如果输入到高频功率放大器6中，由于在高频功率放大器6的输入端进行振幅限制，欠缺振幅部分的数值会上升。如此原来调制信号的相位信息就不能保存下来。因此在高频功率放大器6的输出端和调幅电压叠加后，输出调制信号的调制精度以及频谱都产生劣化。
但是如果采用本实施方式构成的发送电路，由于并非采用相位调制信号而是采用将调制信号本身进行正交调制的调制信号，所以没有必要采用相位用渐减特性LPF进行频带限制，所以构成简单。正如第1实施方式中所说明的，渐减特性LPF是由数字滤波器或者采用运算放大器的模拟滤波器构成的，由于本实施方式中不需要这些，因此与第1实施方式相比，在消费电功率以及成本方面具有优势。另外与第1实施方式相比，中心频率附近的电功率密度减少，可以拥有比标准规定更多的余量。
另外在本实施方式中的调制信号产生电路1中，设置有失真补偿电路，也可以说设置了将高频功率放大器6的失真特性的反函数运算变为原来的调制信号的构造。由此可以补偿高频功率放大器6的失真特性，可以得到高精度的调制信号。
一般恒定包络的相位调制信号输入到高频功率放大器时，即使振幅调制电压为0，由高频功率放大器的高频输入和高频输出间的隔离特性所决定，输入电功率会在输出端产生泄漏电功率，因此在高频功率放大器的输出端会产生带来误差的振幅。
鉴于此，在本实施方式中，当施加到高频功率放大器6的电源电压端子的振幅调制电压为0时，由于输入到高频功率放大器6的电功率也为0，不依赖于输入输出间的隔离特性，因此能够在高频功率放大器6的输出端形成正确的调制信号。
下面在对本实施方式的发送电路中的渐减特性LPF和渐减特性带通滤波器特性示例的同时，还示例了输出调制信号的频谱。以基于IEEE802.11a标准的OFDM调制方式作为实例。作为参考，调制信号产生电路1产生的调制信号的带宽(fop)为16.6MHz。
第1具体例
本具体例中作为振幅频带限制装置的振幅用渐减特性LPF采用以下的幂乘数滤波器。此幂乘数滤波器的特性为：假定频率为f(MHz)，3dB衰减频率为fc(MHz)，调制信号的占有带宽为fop(MHz)时、输入信号通过之后的输出与输入的振幅比、与由下式计算得到的数值成比例关系。
exp{-(ln2)/2(f/fc)n}
其中
13/{(16.6fc/fop)-24}+0.9≤n≤{(16.6fc/fop)-20.5}2/35+1.3
图11(a)～(d)表示第1具体例中幂乘数滤波器的幂指数n的适合范围以及对应于幂指数n的各范围的调制信号频谱(功率密度相对值)的仿真结果。
图11(a)表示对应于3dB衰减频率fc(横坐标)，幂乘数滤波器的幂指数n(纵坐标)的适合范围，图中的斜线部分表示幂指数的适合范围。也就是说幂指数n的适合范围的下限由曲线n＝13/{(16.6fc/fop)-24}+0.9规定，幂指数n的适合范围的上限由曲线n＝{(16.6fc/fop)-20.5}2/35+1.3规定。图11(a)中调制信号的占有带宽fop为16.6MHz，振幅用矩形特性LPF的阻断频率为70MHz，调相信号的带宽控制与前面的例子相同＜90MHz。
另外图11(a)～(d)表示调制信号频谱的仿真结果。横坐标表示远离中心频率的频率，纵坐标为功率密度。图11(a)～(d)中的实线表示调制信号的功率密度，虚线表示IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值，点划线表示与IEEE802.11a标准规定的功率密度的上限值有10dB余量的功率密度。图11(b)～(d)所示各例子中，3dB衰减频率fc为40MHz。
如图11(b)所示，如果幂乘指数从适合范围向大值一侧偏离(例如n＝13)，在振幅矩形滤波器的阻断频率的偏离频率(±70MHz)的附近功率密度上升，10dB的余量没有了。另外如图11(c)所示，如果幂乘指数从适合范围向小值一侧偏离(例如n＝1)，中心频率附近10dB的余量没有了。同时如图11(d)所示如果幂指数n在合适的范围取值(例如n＝3)，中心频率附近的功率密度确保有10dB的余量。
第2具体例
第1具体例中存在幂乘指数n为2的特别情况，下面对将所谓的高斯型滤波器用于振幅频带限制装置时的第2具体例加以说明。
在振幅用渐减特性LPF中，前提是满足以下的限制条件的适合范围：
13/{(16.6fc/fop)-24}+0.9≤n≤{(16.6fc/fop)-20.5}2/35+1.3
图12表示第2具体例中使用高斯型滤波器时的调制信号仿真结果。
正如图12所示，n＝2的情况下，如果满足振幅用渐减特性LPF在最适合范围的前提条件下，使用高斯型滤波器可以获得良好的频谱。和第1实施方式相同，由于高斯型滤波器的脉冲响应的收敛很快，所以特别对于数字信号处理时，有容易实行滤波的优点。
和第1实施方式相同，高斯型滤波器属于直线相位型滤波器，由数字滤波器构成的情况下可以用FIR滤波器，由模拟滤波器构成的情况下可以用5次贝赛尔型滤波器近似。具体的构成，在第1实施方式中，如图7(a)、(b)和图8(a)～(c)所示。
这里对实现上述第1第2实施方式中的发送电路的设备加以说明。
对于第1实施方式，可以由搭载了调制信号产生电路1、包络线检测部2、振幅用渐减特性LPF10以及相位检测部4的一块LSI芯片，或者搭载了调制信号产生电路1、包络线检测部2、相位检测部4以及相位用渐减特性LPF 12的一块芯片构成。还可以由搭载了调制信号产生电路1、包络线检测部2、振幅用渐减特性LPF10、相位检测部4以及相位用渐减特性LPF13的芯片构成。另外，在第1实施方式中，也可以将振幅用矩形特性LPF11以及相位用矩形特性LPF13的任何一个或者两个搭载在该芯片上。上述任何一种情况，其他的电路元素中的电源电压产生部3(直流直流变换器)以及高频功率放大器6，可以安放在其他LSI芯片或者单个的芯片上。
在第2实施方式中，可以由搭载了调制信号产生电路1、包络线检测部2、振幅用渐减特性LPF10的一块LSI芯片构成。还可以将振幅用矩形特性LPF11搭载在该芯片上。上述情况，其他的电路元素中的电源电压产生部3(直流直流变换器)以及高频功率放大器6，可以安放在其他LSI芯片或者单个的芯片上。
另外没有频率变换装置(正交调制器5)也可以。通过设置了正交调制器5能够获得更宽频带上的高频信号。例如DA变换器的频带也就在数百兆，载波频率超过GHz的情况下，就不能处理此类信号，通过采用频率变换装置，可以很容易的将载波频率进行向上变频。
如果采用正交调制器等的频率变换装置，在第1实施方式中，优选将其设置在搭载了调制信号产生电路1、包络线检测部2、振幅用渐减特性LPF10以及相位检测部4的LSI芯片上，或者搭载了调制信号产生电路1、包络线检测部2、相位检测部4以及相位用渐减特性LPF12的芯片上。在第2实施方式中，优选将其设置在搭载了调制信号产生电路1、包络线检测部2以及振幅用渐减特性LPF10等的芯片上。
电源电压产生部3(直流直流变换器)以及高频功率放大器6，两个之中的任何一个或者两个一起，分别独自安放在单个芯片上，这样配置发送电路也可以。另外电源电压产生部3(直流直流变换器)以及高频功率放大器6中的任何一个或者两个一起，在第1实施方式中，作为系统LSI可以将信号产生电路1、包络线检测部2、振幅用渐减特性LPF10以及相位检测部4等一起设置在同一芯片内，或者将调制信号产生电路1、包络线检测部2、相位检测部4以及相位用渐减特性LPF12等一起设置在同一芯片内，或者将信号产生电路1、包络线检测部2、振幅用渐减特性LPF10、相位检测部4以及相位用渐减特性LPF13等一起设置在同一芯片内。在第2实施方式中，作为系统LSI，可以将调制信号产生电路1、包络线检测部2以及振幅用渐减特性LPF10等设置在同一芯片内。
(在工业上使用的可能性)
本发明的发送电路可以作为手持电话机、无线LAN等的无线通信产品的发送部使用。

Claims (16)

1、一种发送电路，其特征在于，包括：
调制信号产生装置，其产生包含相位和振幅的调制信号；
调制信号布线，其与所述调制信号产生装置连接，用于传送调制信号；
调幅电压产生装置，其与所述调制信号布线连接，产生与所述调制信号产生装置产生的所述调制信号的振幅对应的调幅电压；
调幅电压布线，其与所述调幅电压产生装置连接、用于传送调幅电压；和
振幅频带限制装置，其被介入设置在所述调幅电压布线中，让由所述调幅电压产生装置输出的所述调幅电压，随频率增大而按由指数函数所表示的衰减特性进行衰减，该指数函数的指数与变量的幂指数次方成比例。
2、根据权利要求1所述的发送电路，其特征在于，
所述振幅频带限制装置，当设频率为fMHz，3dB衰减频率为fc MHz，调制信号的占有带宽为fop MHz，幂指数为n且具有13/{(16.6fc/fop)-24}+0.9≤n≤{(16.6fc/fop)-20.5}2/35+1.3的关系时，让相对于输入的通过后的振幅比，与由公式
exp{-(ln2)/2(f/fc)n}
得到的数值成比例关系。
3、根据权利要求2所述的发送电路，其特征在于，
在所述公式中，n＝2。
4、根据权利要求1～3中任一项所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括电源电压产生装置，其被介入设置在所述调幅电压布线中，将通过所述振幅频带限制装置之后的调幅电压进一步进行直流变换，产生电源电压。
5、根据权利要求4所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括高频功率放大器，其具有与所述调制信号布线连接的高频输入端子、和与所述调幅电压布线连接的电源电压端子。
6、根据权利要求5所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括频率变换装置，其与所述调制信号布线中的所述高频功率放大器的输入连接。
7、根据权利要求1～3中任一项所述的发送电路，其特征在于，进一步包括：
调相信号产生装置，其与所述调制信号布线连接，产生与由所述调制信号生成装置产生的所述调制信号的相位对应的调相信号；和
调相信号布线，其与所述调相信号产生装置连接，用于传送所述调相信号。
8、根据权利要求7所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括相位频带限制装置，其被介入设置在所述调相信号布线中，让由所述调相信号产生装置输出的所述调相信号的电压，随频率增大而按由指数函数所表示的衰减特性进行衰减，该指数函数的指数与变量的幂指数次方成比例。
9、根据权利要求8所述的发送电路，其特征在于，
所述相位频带限制装置，当设频率为f′MHz，3dB衰减频率为f′cMHz、调制信号的占有带宽为fop MHz，幂指数为m且具有0≤m≤3.5exp[0.0615{(16.6fc/fop)-30}]的关系时，让相对于输入的通过后的振幅比，与由公式
exp{-(ln2)/2(f′/f′c)m}
得到的数值成比例关系。
10、根据权利要求7～9中任一项所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括高频功率放大器，其具有与所述调相信号布线连接的高频输入端子、和与所述调幅电压布线连接的电源电压端子。
11、根据权利要求7～9中任一项所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括频率变换装置，其被设置在所述调相信号布线中在所述高频功率放大器的上游侧。
12、根据权利要求8或者9所述的发送电路，其特征在于，
所述振幅频带限制装置的截止频率比所述相位频带限制装置的截止频率小。
13、一种发送电路，其特征在于，包括：
调制信号产生装置，其产生包含相位和振幅的调制信号；
调制信号布线，其与所述调制信号产生装置连接，用于传送调制信号；
调幅电压产生装置，其与所述调制信号布线连接，产生与由所述调制信号产生装置产生的所述调制信号的振幅对应的调幅电压；
调幅电压布线，其与所述调幅电压产生装置连接、用于传送调幅电压；
调相信号产生装置，其与所述调制信号布线连接，产生与由所述调制信号生成装置产生的所述调制信号的相位对应的调相信号；
调相信号布线，其与所述调相信号产生装置连接，用于传送所述调相信号；和
相位频带限制装置，其被介入设置在所述调相信号布线中，让由所述调相信号产生装置输出的所述调相信号的电压，随频率增大而按由指数函数所表示的衰减特性进行衰减，该指数函数的指数与变量的幂指数次方成比例。
14、根据权利要求13所述的发送电路，其特征在于，
所述相位频带限制装置，当设频率为f′MHz，3dB衰减频率为f′cMHz、调制信号的占有带宽为fop MHz，幂指数为m且具有0≤m≤3.5exp[0.0615{(16.6fc/fop)-30}]的关系时，让相对于输入的通过后的振幅比，与由公式
exp{-(ln2)/2(f′/f′c)m}得到的数值成比例关系。
15、根据权利要求13或14所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括高频功率放大器，其具有与所述调相信号布线连接的高频输入端子、和与所述调幅电压布线连接的电源电压端子。
16、根据权利要求13或14所述的发送电路，其特征在于，
进一步包括频率变换装置，其被设置在所述调相信号布线中在所述高频功率放大器的上游侧。
CN200410032129.7A 2003-04-01 2004-04-01 发送电路 Expired - Fee Related CN1279700C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003097889 2003-04-01
JP2003097889 2003-04-01

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1534864A CN1534864A (zh) 2004-10-06
CN1279700C true CN1279700C (zh) 2006-10-11

Family

ID=33095167

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200410032129.7A Expired - Fee Related CN1279700C (zh) 2003-04-01 2004-04-01 发送电路

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7092683B2 (zh)
CN (1) CN1279700C (zh)

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7551685B2 (en) * 2003-08-25 2009-06-23 M/A-Com, Inc. Apparatus, methods and articles of manufacture for signal correction using adaptive phase re-alignment
US7251462B2 (en) * 2003-07-08 2007-07-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Modulation circuit device, modulation method and radio communication device
JP3841416B2 (ja) * 2003-10-07 2006-11-01 松下電器産業株式会社 送信装置、送信出力制御方法、および無線通信装置
US7383027B2 (en) * 2004-01-26 2008-06-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmission circuit
EP1619848A1 (en) * 2004-07-21 2006-01-25 Evolium S.A.S. Radio frequency transmitter and method of operating a radio frequency transmitter
JP2006135422A (ja) * 2004-11-02 2006-05-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信回路
JP2009517891A (ja) * 2005-12-01 2009-04-30 パナソニック株式会社 送信回路、及びそれを用いた通信機器
US7496333B2 (en) * 2005-12-13 2009-02-24 Panasonic Corporation Transmission circuit and communication apparatus employing the same
US20070259681A1 (en) * 2006-05-02 2007-11-08 Jung-Fu Cheng Method and Apparatus for Interference Based User Equipment Management in a Wireless Communication Network
US7519336B2 (en) * 2006-05-05 2009-04-14 Nokia Corporation Method and arrangement for optimizing efficiency of a power amplifier
US7979037B2 (en) * 2006-07-28 2011-07-12 Panasonic Corporation Frequency modulation circuit, transmission circuit, and communication apparatus
JP2008283678A (ja) * 2007-04-11 2008-11-20 Panasonic Corp 送信回路、及び通信機器
US8750414B2 (en) * 2007-07-31 2014-06-10 Broadcom Corporation Method and system for polar modulation with discontinuous phase
US7696821B2 (en) * 2007-07-31 2010-04-13 Broadcom Corporation Method and system for extending dynamic range of an RF signal
US8155604B2 (en) * 2007-07-31 2012-04-10 Broadcom Corporation Method and system for power supply adjustment and polar modulation in an RF transmitter
US8995567B2 (en) 2007-07-31 2015-03-31 Broadcom Corporation Method and system for power supply adjustment and polar modulation in a MIMO system
US7929926B2 (en) * 2007-08-07 2011-04-19 Harris Corporation Transmitting RF signals employing both digital and analog components with a common amplifier
US20090153250A1 (en) * 2007-12-12 2009-06-18 Ahmadreza Rofougaran Method and system for scaling supply, device size, and load of a power amplifier
JP2009147494A (ja) * 2007-12-12 2009-07-02 Panasonic Corp 送信回路及び通信機器
US8447260B2 (en) * 2007-12-12 2013-05-21 Broadcom Corporation Method and system for on-demand receiver supply voltage and current
JP4905344B2 (ja) * 2007-12-20 2012-03-28 富士通株式会社 電力増幅装置
FI20075958A0 (fi) 2007-12-21 2007-12-21 Nokia Corp Lähetettävien signaalien prosessointi radiolähettimessä
JP4992741B2 (ja) * 2008-01-25 2012-08-08 富士通株式会社 電力増幅器
EP2525488A4 (en) * 2010-01-14 2013-03-06 Sumitomo Electric Industries AMPLIFIER AND SIGNAL PROCESSING DEVICE
US9608675B2 (en) 2013-02-11 2017-03-28 Qualcomm Incorporated Power tracker for multiple transmit signals sent simultaneously
CN105979174B (zh) * 2016-05-05 2018-11-23 清华大学 一种滤波网络系统及图像处理系统
JP6993847B2 (ja) * 2017-11-07 2022-01-14 富士フイルムヘルスケア株式会社 超音波撮像装置、超音波プローブ、および、送信装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3662290A (en) * 1970-08-05 1972-05-09 Collins Radio Co Automatic control for amplitude-modulated signal source
JPS5999851A (ja) * 1982-11-29 1984-06-08 Nec Corp 信号制御回路
JPH0771118B2 (ja) * 1989-12-27 1995-07-31 三菱電機株式会社 変調装置
JPH0334709A (ja) 1989-06-30 1991-02-14 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 線形送信装置
KR960007138B1 (ko) * 1990-12-20 1996-05-27 모토로라 인코포레이티드 시분할 다중 액세스 무선 주파수 송신기용 전력 제어 회로
US6256482B1 (en) * 1997-04-07 2001-07-03 Frederick H. Raab Power- conserving drive-modulation method for envelope-elimination-and-restoration (EER) transmitters
GB9825414D0 (en) * 1998-11-19 1999-01-13 Symbionics Limted Linear RF power amplifier and transmitter
JP4365507B2 (ja) 2000-05-09 2009-11-18 株式会社日立国際電気 歪補償増幅器

Also Published As

Publication number Publication date
US20040198258A1 (en) 2004-10-07
CN1534864A (zh) 2004-10-06
US7092683B2 (en) 2006-08-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1279700C (zh) 发送电路
CN1269316C (zh) 发送电路
CN100336313C (zh) 调节峰值功率和包络幅度的装置和方法以及所述装置为特征的cdma发射机
CN100413210C (zh) 调制电路设备、调制方法和无线电通信设备
CN1218474C (zh) 分离放大振幅波形的低频和高频部分的功率调制系统和方法
CN1115797C (zh) 双模式解调装置
CN1136665C (zh) 可编程线性接收机和在接收机中提供可编程线性的方法
CN1674449A (zh) 发射机
CN1237748C (zh) 峰值限幅器和多载波放大装置
CN1819471A (zh) 具有可变预失真的极化调制器的发射/接收装置
CN1281596A (zh) 可编程动态范围接收机
CN1864325A (zh) 发送装置、发送输出控制方法和无线通信装置
CN1372406A (zh) 发射电路装置
CN1742443A (zh) 用于同时接收重叠频带中信号的双波段接收机
CN1726649A (zh) 发送电路和使用了该电路的收发机
CN1625061A (zh) 发射机
CN100340122C (zh) 移动通信系统中的传播路径推断方法
CN1171421C (zh) 直接变换接收机
CN1619949A (zh) 放大器、以及使用该放大器的发射器和通讯装置
CN1614877A (zh) 射频混合器装置
CN1118202C (zh) 射频类型选择呼叫接收机和接收选择呼叫的方法
CN1293496A (zh) 传输频带限幅滤波器装置和传输装置
CN1617481A (zh) 移动站、基站、通信系统及通信方法
CN1251415C (zh) 直接变换数字域控制
CN1266903C (zh) 带有脉冲宽度的正交调制器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20061011

Termination date: 20130401