CN1914871A

CN1914871A - Fm ofdm传输的峰均功率降低

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Publication number: CN1914871A
Application number: CNA2005800038690A
Authority: CN
Inventors: 布赖恩·威廉姆·克罗格尔
Original assignee: EBIQUITY DIGITAL Inc
Current assignee: EBIQUITY DIGITAL Inc; Ibiquity Digital Corp
Priority date: 2004-02-02
Filing date: 2005-01-12
Publication date: 2007-02-14
Anticipated expiration: 2025-01-12
Also published as: PL1712051T3; TW200537822A; EP1712051A1; ATE377317T1; EP1712051B9; AR047381A1; AU2005211103B2; TWI349446B; RU2006131602A; HK1103938A1; CA2553192C; WO2005076560A1; DE602005003103T2; AU2005211103A1; RU2359409C2; CN1914871B; MXPA06008630A; KR101123460B1; NZ549447A; BRPI0507282A

Abstract

本发明涉及一种减少OFDM信号中的峰均功率比的方法，包括以下步骤：使用一组数据符号矢量来调制一组子载波以产生第一调制信号，限制第一调制信号的幅度以产生第一受限调制信号，解调第一受限调制信号以恢复失真的输入符号矢量，将失真的输入符号矢量约束成大于或等于最小阈值的值以产生受到约束的数据符号矢量，约束带外频谱分量使之处于预定屏蔽内，以及重新调制受到约束的数据符号矢量。此外，在这里还包含了一种用于执行该方法的发射机。

Description

FM OFDM传输的峰均功率降低

技术领域

本发明涉及射频信号的信号处理，尤其涉及减小正交频分复用调制(OFDM)射频信号中的峰均功率比(PAR)的信号处理。

背景技术

HD Radio^TM数字广播是一种用于提供优于现有模拟广播格式的数字质量音频的介质。AM和FM HD Radio^TM信号可以同时采用混合格式来进行传送，在这种格式中，经过数字调制的信号与当前广播的模拟AM或FM信号共存，此外，这二者也可以采用没有模拟信号的全数字格式来进行传送。对带内同频(IBOC)的HD Radio^TM系统来说，由于每一个HD Radio^TM信号在现有的AM或FM频道分配的同一个频谱屏蔽内同时传送，因此该系统不需要执行新的频谱分配。IBOC HD Radio^TM提升了频谱经济效益，同时能使广播公司为其现有的听众基础提供数字质量的音频。在美国专利6,549,544中描述了一种HD Radio^TM数字广播系统，其中该文献在此引入作为参考。

一种已经提出的FM HD Radio^TM广播系统使用一组正交频分复用(OFDM)子载波来传送数字信号。OFDM调制是一种公知技术，该技术在多个单独的正交间隔的子载波上并行调制信息符号矢量。OFDM信号包括在不同的等间隔频率上调制的多个子载波，并且这些子载波彼此正交。已经证实OFDM调制是一种用于在遭遇到各类多径和线性失真的信道上执行传输的有效手段。该技术确保不同的子载波在正常的信道状态下不会相互干扰。

在常规的串行调制(并未OFDM)中，在总的时间间隔T中，多个(例如100个)QPSK符号(200比特)在具有100个复数形式的QPSK符号的序列中进行调制。与此相反，OFDM将这些符号分组成一个矢量，并且将这些QPSK符号作为100个子载波来并行传送，其中每一个QPSK子载波调制一个单独的QPSK符号。在这个实例中，每一个并行OFDM子载波占用大约百分之一的串行QPSK带宽，并且近似间隔相同的时间T。串行和OFDM传输的带宽和吞吐量近似相同。而时间和带宽方面的微小差别则主要是因为用于串行传输的信道滤波而导致的，对OFDM而言，该差别是由保护时间(如果存在的话)造成的。

未滤波QPSK调制产生只调制了相位的恒定信号幅度。因此，其峰均功率比(PAR)是1，并且发射机的高功率放大器(HPA)的功率效率是很高的。更为常规的已滤波QPSK(也就是平方根奈圭斯特滤波)则会产生调制信号的小的调制分量，在这个分量中，其PAR很小(通常是大约1或2dB)并且HPA效率很高，但是不像未滤波QPSK那么高。

在这种系统中，使用OFDM调制所传送的信号的幅度偶尔会具有很高的峰值。因此，在这些发射机中使用的线性功率放大器需要结合很大的功率回馈(back-off)来进行操作，这样一来，带外发射功率将会低于所施加的屏蔽限度。这样将会造成放大器成本很高并且效率低下。对大量的子载波来说，OFDM信号的每一个复数维度(同相和正交)都会趋近于高斯分布。而这将会导致产生趋近于瑞利分布的信号幅度(功率的平方根)概率密度函数(PDF)。

虽然瑞利分布在理论上具有有限峰值，但是OFDM峰值是受并行子载波数量(例如100或20dB)限制的，更为现实的是，由于在削波瑞利PDF的不可信尾部(例如12dB以上的PAR)的处理中几乎是没有失真的，因此典型的峰值可以被限制到大约12dB。由于在最小化峰值失真的操作中需要很大的功率回馈，因此HPA的功率效率将会受到影响。这个峰值失真不但会导致子载波调制失真(添加噪声)，而且还会因为互调失真而产生不希望有的带外发射。这种泄漏会在紧靠预定频谱占用范围之外的位置达到最大，并且在HPA输出之后有可能是很难借助滤波器来加以抑制的。因此有必要减少OFDM信号的峰均功率比(PAR)。

目前已经提出了若干种不同类型的PAR减小技术。某些类型的技术需要对子载波进行附加的编码或是相位旋转。然而，这些PAR减小技术需要可靠的边信息(side information)而在解调的时候撤销处理，并且其吸引力是较低的。另一类PAR减小技术依照一种迭代算法来对信号进行削波或预失真(或是约束)处理，从而实现PAR减小并抑制带外发射，由此不需要附加的边信息。在2000年10月3日授予A.Shastri和B.Kroeger的名为“Method and Apparatus for ReducingPeak to Average Power Ratio in Digital Broadcasting System”的美国专利6,128,350以及B.Krongold和D.Jones于2003年9月发表于IEEE Trans.Broadcasting第49卷第3号第258～268页的“PARReduction In OFDM Via Active Constellation Extension”中对这些技术进行了描述。

本发明提供了一种减少使用OFDM的电信号的PAR的方法，其中举例来说，该方法可以在FM HD Radio^TM中使用。

发明内容

本发明提供一种减少OFDM信号中的峰均功率比的方法，包括以下步骤：使用一组数据符号矢量来调制一组子载波以产生第一调制信号，限制第一调制信号的幅度以产生第一受限调制信号，解调第一受限调制信号以恢复失真的输入符号矢量，将失真的输入符号矢量约束成大于或等于最小阈值的值以产生受到约束的数据符号矢量，约束带外频谱分量，使之处于预定屏蔽内，以及重新调制受到约束的数据符号矢量。

在另一个方面中，本发明提供一种减小OFDM信号中的峰均功率比的发射机。该发射机包括：调制器，用于使用一组数据符号矢量来调制一组子载波以产生第一调制信号；限幅器，用于限制第一调制信号的幅度以产生第一受限调制信号；解调器，用于解调第一受限调制信号以恢复失真的输入符号矢量；处理器，用于将失真的输入符号矢量约束成大于或等于最小阈值的值，以产生受到约束的数据符号矢量，所述处理器还用于约束带外频谱分量，使之处于预定屏蔽内；以及再调制器，用于重新调制受到约束的数据符号矢量。

附图说明

图1是HD Radio^TM FM混合模式的理想信号以及频谱屏蔽的示意图。

图2是HD Radio^TM FM全数字模式的理想信号以及频谱屏蔽的示意图。

图3是包含PAR减小算法的发射机系统的简化功能框图。

图4是PAR减小算法的高级流程图。

图5是PAR减小算法的迭代部分的流程图。

图6是显示幅度削波非线性函数的图。

图7是显示在经过PAR减小算法的八次迭代之后在一个OFDM符号上对信号采样能量(幅度的平方)进行削波处理所得到的结果的图。

图8是显示在经过PAR减小算法之后的QPSK星座图中的受到约束的失真的曲线。

图9是显示执行了PAR减小处理之后的信号频谱以及为HDRadio^TM FM混合模式MP1的带外发射所施加的频谱屏蔽的曲线。

图10是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM混合模式MP1的PAR减小算法所仿真的平均PAR结果的图。

图11是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM混合模式MP1的PAR减小算法所仿真的峰值PAR结果的图。

图12是显示在经过PAR减小处理之后的信号频谱以及为HDRadio^TM FM混合模式MP3的带外发射所施加的频谱屏蔽的曲线。

图13是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM混合模式MP3的PAR减小算法所仿真的平均PAR结果的图。

图14是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM混合模式MP1的PAR减小算法所仿真的峰值PAR结果的图。

图15是显示在经过PAR减小处理之后的信号频谱以及为HDRadio^TM FM全数字模式MP4的带外发射所施加的频谱屏蔽的曲线。

图16是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM全数字模式MP4的PAR减小算法所仿真的平均PAR结果的图。

图17是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM全数字模式MP4的PAR减小算法所仿真的峰值PAR结果的图。

图18是一个AM/PM变换特性的实例。

具体实施方式

参考附图，图1是混合FM IBOC HD Radio^TM信号10的信号分量的频率分配以及相关功率谱密度的示意图。该混合格式包括常规的FM立体声模拟信号12，其功率谱密度用处于频道的中心频带部分16中的三角形14表示。典型的模拟FM广播信号的功率谱密度(PSD)一般是相对于中心频率的斜率为约-0.35dB/kHz的三角形。多个经过数字调制并且均匀间隔的子载波位于模拟FM信号的每一侧，它们分别处于上边带18以及下边带20，并且与模拟FM信号同时传送。所有这些载波都以一个落入美国联邦通信委员会的信道屏蔽22的功率电平传送的。在图1中，纵轴显示的是与更常规的平均值功率谱密度特性相对比的峰值功率谱密度。

在一种已提出的FM混合HD Radio^TM调制格式中，均匀间隔的正交频分复用(OFDM)子载波群组位于主模拟FM信号的每一侧，如图1中的上边带以及下边带所示，所述主模拟FM信号占用与主FM中心频率相距约129kHz～约199kHz的频谱。在这个混合系统中，各个边带中的OFDM调制子载波的总的数字信号功率被设置成约为-23dBc(相对于其主模拟FM功率)。所述数字信号在位于模拟频谱每一侧的OFDM子载波上传送。数字OFDM信号包括处于主FM频谱上方的191个子载波以及处于所述主FM频谱下方的191个子载波。每一个子载波都以344.53125Hz的符号速率执行QPSK调制。在边缘上，同相和正交相位脉冲形状是以根升余弦的方式递减的(剩余时间＝7/128)以抑制频谱旁瓣。这种脉冲形状产生的是间隔363.3728Hz的正交子载波频率。

混合信号中经过数字调制的部分是全数字DAB信号的子集，所述DAB信号则是以全数字的IBOC DAB格式传送的。图2显示了采用所提出的全数字FM DAB格式的OFDM数字子载波的频谱布局以及相对信号功率密度等级，其中所述子载波是用项目编号24表示的。图1的模拟FM信号由可选的OFDM子载波附加群组所替换，其中所述群组称为扩展的全数字信号26，该信号位于中心频段28中。均匀间隔的OFDM子载波再次位于上边带30以及下边带32。对图2的全数字格式来说，其边带要宽于图1的边带。此外，全数字IBOC信号边带的功率谱密度等级被设置成比在混合IBOC边带中所允许的功率谱密度等级大约高出10dB。这样则为全数字IBOC信号提供了显著的性能优势。此外，对扩展的全数字信号来说，其功率谱密度比混合IBOC边带的功率谱密度低大约15dB。这样则可以最小化或消除任何涉及相邻的混合或全数字IBOC信号的干扰问题，同时还为其他数字业务提供了附加容量。

图2的全数字模式是混合模式的一种逻辑扩展，在该模式中，先前占用了中心±100kHz区域的模拟信号将会为低电平的数字子载波所代替。位于低电平载波每一侧的是两个数字边带，这两个边带与混合模式的不同之处在于将带宽提升到了大约100kHz，并且将功率增加了大约10dB。所提出的全数字系统在每一个边带中包含267个载波，并且在中心包含559个载波。每一个数字子载波进行QPSK调制。在边缘上，同相和正交相位脉冲形状是根升余弦递减的(剩余时间＝7/128)以抑制频谱旁瓣。这种脉冲形状将会产生间隔363.3728Hz的正交子载波频率。而用于所传送信号的功率谱密度曲线则应该刚好处于全数字FM IBOC屏蔽内。

图1和2显示的是FM HD Radio^TM系统的混合和全数字信号的理想频谱，并且还显示了它们所提出的用于控制带外发射的频谱屏蔽。虽然理想的信号被约束在其屏蔽内，但是诸如高功率放大器(HPA)压缩或削峰之类的非线性失真将会产生带外发射并且必须对其进行控制，以便实施有效的HPA操作。

图3是发射机系统的简化功能框图，该系统包括插入在OFDM调制器与HPA之间的PAR减小算法。发射机40包括用于产生OFDM符号数据矢量的符号生成器42，所述矢量由一组正交相移键控(QPSK)数据符号组成，这些数据符号则包含了将要在每个有效子载波上传送的信息。这些符号将会传递到调制器44，在该调制器中将会调制每一个OFDM符号数据矢量，以便产生数字时域信号采样(归一化)。该调制包括对数据符号执行反向快速傅立叶变换(IFFT)，以便实现OFDM调制。此外，在这里会为经过调制的信号施加循环前缀以及一个根升余弦窗口(剩余时间＝7/128)。由此，IFFT与窗口化操作的组合被称为OFDM调制器。OFDM调制器的调制输出作为PAR减小算法46的输入来传递。该部件的输出48由高功率放大器50进行放大，并且形成那些将要在天线52上以减小的PAR来进行传送的信号。

图4中示出了主要的PAR减小算法步骤的高级流程图。该流程图始于方框60，并且显示了从输入OFDM符号数据到输出用于每一个OFDM符号的经过调制并减小了PAR的时域信号采样的操作。如“输入符号数据矢量”方框62所示，所输入的是数据矢量，该数据矢量包含用于OFDM符号中的每一个有效QPSK子载波的比特对。这个矢量可以视为是OFDM调制之前的每一个FFT成分(FFT bin)(子载波)的频域表示，其中FFT将复数的时域信号块转变成在采样速率带宽上均匀间隔的复数频率分量。每一个有效成分是用针对该成分(子载波)所进行的QPSK调制所具有的复数二进制数表示的。而信号电平有意减少的有效成分则可以扩缩到其他的二进制级别组。无效的成分将被设置为零。

“均衡补偿”方框64显示的是一个可选的均衡补偿步骤。当线性失真(滤波)是发射机输出网络(HPA输出)上的一个重要因素时，这时可以使用均衡补偿来对HPA的输入进行预校正。所述均衡补偿为每一个子载波使用包含复数输出增益(线性失真)倒数的矢量(与输入矢量具有相同大小)。与每一个成分相关联的复数增益都是一个复数，它实际上与正交的复数频率采样(成分)相乘(失真)。输入矢量的每一个组成部分都与均衡矢量中的各个相应的组成部分相乘，以便产生一个经过均衡的输入符号数据矢量。

“调制OFDM符号”方框66显示的是将输入符号数据矢量转换成用于每一个OFDM符号的时域信号。这个变换是借助反向复数快速傅立叶变换(IFFT)来执行的，然后，在以根奈圭斯特脉冲形状递减符号末端之前，在输出矢量末端将会附加一个具有预定保护时间的循环前缀。在存在多径干扰的情况下，这个保护时间、循环前缀扩展以及窗口化处理被用于改善信号性能，此外还用于抑制子载波的频率旁瓣，从而减小带外发射。

“PAR减小算法迭代”方框68表示的是在减小经过调制的OFDM符号的PAR的过程中所使用的算法。在下文以及图5的流程图中将会描述这些算法的细节。

“输出OFDM符号”方框70输出的是减小了PAR的OFDM信号的时域采样。之后则会为后续的OFDM符号继续进行该处理。

图5示出了图4中的PAR减小算法迭代方框64的更详细的流程图。该流程图的输入72是一个已调制OFDM符号的序列，而输出74则是关于这些符号的PAR减小的形式。这个迭代算法将会持续进行，以便减小符号的PAR，同时将频域(符号矢量)失真以及带外发射约束在可接受的程度。在经过一些迭代之后，该算法将会收敛到某个可接受的折衷PAR，同时会将失真约束在可接受的程度。

方框76表示可选的AM/PM补偿。这个功能可以用于局部补偿HPA所引入的AM/PM失真。当HPA中的信号趋近饱和的时候，AM/PM通常是用时域信号峰值中的轻微延迟表征的。通过在PAR减小迭代处理中模拟这种效应，可以减小AM/PM降级。

“对信号幅度进行削波”方框78表示的是一个将复数时域OFDM符号采样的幅度削波(限制)到预定值(例如均方值电平的1.5倍或3.52dB的PAR)的功能。峰均功率减小是通过削波或限制峰值幅度来实现的。每一个采样的相位都会得到保留。这种削波处理则会引入失真和带外发射，而稍后在该迭代内部进行的频域处理中将会校正所述失真以及带外发射。

“解调OFDM信号”方框80描述的是与先前所述的调制OFDM符号处理相逆的解调过程。这个解调步骤包括对符号时间末端进行加权和叠合(其中在先前的调制步骤中在所述末端附加了循环前缀)，然后则通过计算FFT来产生一个存在些许失真版本的输入符号数据矢量。

如“移除均衡(如果均衡补偿有效)”方框82所示，如果执行了图4中的可选的频域均衡补偿处理，那么在这个迭代中，在接下来的某些算法步骤中必须临时移除这种均衡。用于移除所述均衡的矢量与正交均衡矢量相似，但其所有组成部分都是原始正交矢量的倒数。

“约束QPSK星座图以及应用屏蔽”方框84显示的是用于移除先前信号削波过程所引入的显著失真的处理。由削波所造成的互调失真会将噪声(失真)引入到符号矢量的所有频率成分中。这个功能将失真分量约束在了可接受的等级。由于消除该失真对于将峰值恢复成时域信号的处理可能产生不合需要的效果，因此这种失真是不能完全消除的。取而代之的是，该失真将会采用如下方式进行修改，那就是将QPSK解调性能的降级减至最小，并且基于预定的带外发射屏蔽矢量而将带外发射抑制到可接受的等级。稍后将会描述关于该处理的更多细节。此外，该处理还会导致时域信号的局部峰值再生。PAR算法的多次迭代往往会通过收敛而将峰值减至最小，同时将互调的产物约束到可接受的等级。

如“恢复均衡(如果均衡补偿有效)”方框86所示，如果在先前步骤中执行了可选的频域均衡补偿处理，那么必须恢复所述均衡，这是因为在该步骤之前的中间步骤中移除了所述均衡。

“调制OFDM符号”方框88显示的是将每一个OFDM符号的输入符号数据矢量变换成时域信号。这个步骤是在图4的相同方框中描述的。

“是否迭代？”方框90显示的是迭代算法在用于这个PAR减小的OFDM符号的最后一次迭代时结束(所述迭代可以执行预定的次数，例如4次)。

在后续的算法描述中将对调制和解调步骤进行描述。

调制OFDM符号

OFDM_symbol_vector＝输入的下一个OFDM符号矢量(例如2048个复数组成部分)

sig＝IFFT(OFDM_symbol_vector)

sigext＝sig+附加循环扩展；从sig的开端附加112个采样(现在长度为2160)

sigout = [\begin{matrix} w_{0} & 0 \\ w_{1} \\ \cdot \\ \cdot \\ 0 & w_{2179} \end{matrix}] \cdot sigext;

这是OFDM符号的时域信号，其中w是根升余弦窗口

解调OFDM符号

sigout＝输入下一个OFDM符号时间采样(例如2160个复数组成部分)

sigw = [\begin{matrix} w_{0} & 0 \\ w_{1} \\ \cdot \\ \cdot \\ 0 & w_{2179} \end{matrix}] \cdot sigout;

这是OFDM符号的时域信号，其中w是根升余弦窗口

sig＝通过将这些采样添加到sig(2048)开端所得到的从sig末端开始的叠合循环前缀

OFDM_symbol_vector＝FFT(sig)

所述削波处理作用于复数OFDM符号采样的幅度。为方便起见，在这里将输入的复数的OFDM时域信号采样的标称均方根值扩缩成1。通过实验所确定的削波幅度等级的有效值大约是1.5(3.5dB PAR)。这些单元都处于先前归一化成大小为1的均方根幅度的复数时域采样幅度(电压)以内。幅度小于1.5的采样不会受影响。然而，幅度大于1.5的采样会被设置成1.5，同时将会保留所述输入采样的相位。对高于削波电平的采样进行检测的处理可以使用幅度平方采样来执行，以便将均方根计算减至最小。举例来说，在这里可以使用以下算法：

s_n＝Re{s_n}+j·Im{s_n}；输入下一个复数信号采样

magsq_n＝Re{s_n}²+Im{s_n}²；计算幅度平方

if (mags q_{n} > 2.25) thenlet s_{n} = \frac{s_{n}}{\sqrt{mags q_{n}}};

如果幅度＞1.5，则执行削波处理(均衡)

虽然软性和硬性限制功能都可用于削波处理，但是对本实例而言，如所示，图6曲线所描述的硬性限制功能是非常简单和有效的。如果预计最终应用于HPA并且减小了PAR的时域信号仍旧会在这些减小的峰值上进行某些压缩，那么在这个削波处理中应该包含用于模拟HPA的软性削波处理或压缩处理。通过包含附加的HPA压缩，所述PAR迭代可以减小该失真的效应。

与硬性削波处理相比，软性处理是一种更为平缓的限制功能。与将信号线性提升到限制值的硬性限制相反，在到达较高值的过程中，一些HPA往往是逐渐压缩峰值。如果可以精确模拟HPA的压缩，那么在某些情况下，这种削波处理将会更为有效。

图7中的曲线显示的是在执行了PAR减小算法的八次迭代之后的削波处理结果。用于表示PAR的信号能量(取代了幅度)指示的是在执行了PAR减小算法之后大小约为4dB的PAR。OFDM符号包括2160个采样(在经过从2048开始的循环前缀扩展之后)。这其中的三条曲线包含了未经处理的OFDM信号100、PAR减小的信号102以及平均信号功率104。所述平均信号功率等于1。

信号削波处理引入的显著失真通过约束QPSK星座图以及应用屏蔽来移除。削波处理引入的互调失真为符号矢量的所有频率成分引入了噪声(失真)。该功能则将失真分量约束到可接受的等级。由于清除这种失真会对将峰值恢复成时域信号的处理产生非预期影响，因此这种失真不能被完全清除。取而代之的是，在这里将会修改所述失真，以使QPSK解调性能降级减至最小，此外还会基于预定带外发射屏蔽矢量而将带外发射抑制在可接受的等级。该处理将会导致时域信号的局部峰值再生。多次的迭代处理往往会趋于收敛，从而将峰值减至最小，同时将互调产物约束到可接受的等级。

通过约束有效子载波的QPSK星座图，可以将BER(误比特率)性能降级减至最小。在没有噪声和失真的情况下，依据每一个符号所传送的两个比特，理想的QPSK星座图包含处于(+1，+1)、(+1，-1)、(-1，-1)以及(-1，-1)的复数星座图点(为了方便起见，在这里对其进行了归一化处理)。QPSK也可视为是一对正交的BPSK信号，其中每一个BPSK分量携带一个比特。PAR减小算法、尤其是削波处理，会向星座图点中添加噪声。当附加噪声改变了某个比特极性时，举例来说，如果将一个+1.0破坏成-0.1(在这种情况下，噪声分量是-1.1)，这时将会出现比特差错。信道会向接收信号中添加更多噪声，BER性能是传输信号余量的函数。换句话说，如果PAR算法将理想的传输信号分量+1.0破坏成输出+0.5，那么系统将会丧失用于这个特定比特的6dB的余量。然而，由于某些失真分量将会增加这个+1.0的值(例如大小为+1.2或3.5dB的提高)，因此，PAR减小处理中的其他比特实际是可以增强的。即使对于用以改善接收机上的输出BER的前向纠错(FEC)而言，其性能也会因为降低该余量的编码比特而被降级。因此，PAR减小算法会将余量损失约束一个相对于1.0是可接受的等级(例如0.85)。这样一来，在先前削波处理导致某个比特分量出现失真、进而成为小于预定阈值的值(举例来说，对负极性而言是+0.85或-0.85)的时候，该矢量将被恰当地约束到这个阈值(对负极性而言是+0.85或-0.85)。幅度大于0.85的比特则保持不变。对任何特定比特而言，这种约束处理具有将最坏情况的余量损失减至最小的效果，同时只在时域信号中引起适度的峰值信号再生。在图8中描述用于约束QPSK星座图点的处理，在该实例中，阈值被设定成0.85，并且叠合了用于数百个QPSK符号的点。虽然某些比特实际遭遇的是信号余量增加，但是BER性能方面的总体损失将会最小。

该阈值的恰当值是BER余量损失与峰值再生之间的折衷。举例来说，如果将阈值设定成0.95，那么BER余量损失甚至更小，但峰值再生将会更大。削波和约束处理的连续迭代将会继续产生PAR，同时，在其收敛到某些最小PAR值的时候，其满足星座图抑制。关于QPSK约束算法的一个实例是：

如果(Re{QPSK_n}＜thres·Re{d_n})并且(Re{d_n}＞0，则使x＝thres·Re{d_n}

如果(Im{QPSK_n}＞thres·Im{d_n})并且(Im{d_n}＜0，则使x＝thres·Tm{d_n}

否则保持QPSK_n不变

在上述算法中，d_n是输入的OFDM符号数据矢量的恰当复数组成部分，其中d_n是相应QPSK符号的复数(有可能是经过扩缩的)二进制数据。这个复数QPSK_n值是所述组成部分在经过了削波和约束迭代之后所具有的PAR减小的版本。通过扩缩d_n，可以允许在稍后论述的全数字选项中使用处于不同电平的有效子载波。

某些广播系统可以使用基准子载波而在相干信号追踪中提供帮助，此外也可以使用所述基准子载波来为后续的FEC软解码处理估计信道状态信息(CSI)。对这些子载波来说，较为理想的是没有源于PAR减小算法的失真。此外，对这些子载波来说，其约束条件可以是将这些QPSK星座图准确地校正成原始OFDM符号数据矢量值。由于基准子载波数量相对于数据承载子载波而言通常是非常小的，因此，调制信号中的时域峰值再生将会最小。

无效子载波同样受到约束，由此可以将带外发射抑制在可接受的预定屏蔽等级内。带外发射屏蔽是一个与OFDM符号矢量具有相同大小的矢量，其中无效子载波与专为每一个无效子载波定义的最大屏蔽幅度相关。每一个OFDM符号的无效子载波都会受到约束，从而不会超过所述屏蔽幅度(出于对计算效率的考虑，也可以是幅度的平方)值。对每一个子载波(FFT成分)来说，当其数值低于所述屏蔽时，所述子载波不受影响。当某个成分超出该屏蔽时，其幅度会被约束到屏蔽等级，同时还会保留该成分的相位。以下算法则实现了这种屏蔽约束：

magsq_n＝Re{X_n}²+Im{X_n}²；其中X_n＝OFDM符号矢量的无效成分值

如果

mags q_{n} < mas k_{n}^{2},

则使

X_{n} = X_{n} \cdot \frac{mas k_{n}}{\sqrt{mags q_{n}}}

否则保持X_n不变。

图9显示的是在执行了PAR减小算法之后的调制信号频谱曲线。HD Radio^TM系统可以采用在前述美国专利6,549,544中论述的各种模式来进行广播。图9中的信号代表一种FM混合模式(MP1)，该模式使用中心FM频率两侧大小约为129～199kHz的频率范围中的有效子载波。在每一个边带上有191个子载波(总共382个)，其中每隔18个子载波就有一个基准子载波。在这个曲线中省略了FM模拟信号频谱，并且仅仅显示的是信号频谱的数字部分110。应该注意的是，在这里将有效子载波外部的噪声约束在屏蔽112以下。

使用这里描述的算法所实现的PAR性能是借助图10和11中的结果来仿真的。图10是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM混合模式MP1的PAR减小算法所仿真的平均PAR结果的图。图11是显示在某个约束值范围中(限制在0.825与0.9之间)为用于HD Radio^TM FM混合模式MP1的PAR减小算法所仿真的峰值PAR结果的图。

所述仿真跨越64个OFDM符号，其中在两条曲线中，最终得到的PAR值是作为64个OFDM符号上的平均值或峰值显示的。由于PAR减小处理往往是在八次迭代上趋于收敛，因此，在这里显示出PAR减小处理的改进。用于QPSK约束(限制)的较好的值约为0.85。在这种情况下，在该算法的四次迭代处理内，所实现的平均PAR要小于5dB。这与大小约为10dB的初始PAR形成对比。小于4dB的平均PAR可以借助多次迭代实现，由此在本实例中可以产生大于6dB的平均PAR减小。

为了进行比较，图12、13和14显示了关于HD Radio^TM FM混合模式(MP3)的PAR性能，其中在每个边带上有267个子载波(总共534个)是有效的。这里的结果与MP1模式的类似，但是由于在增加的载波数量中更加按比例地进行约束，因此PAR的减小要稍小一些。在图12中，数字部分用114标记，屏蔽则是用116标记。

现在将对在全数字模式中约束QPSK星座图的处理进行描述。在不存在FM模拟信号的情况下，HD Radio^TM全数字FM模式(MP4)用有效子载波来填充大小为±200kHz的整个带宽。处于±100kHz内的新的次级子载波以标称比超过±100kHz的初级子载波低20dB的降低的电平传送。而这正是对二进制数据使用OFDM数据矢量的次级子载波(成分)缩放的情况。虽然可以应用先前所述的相同的PAR减小算法，但在大多数的外部次级子载波中的相对失真会增加。相对失真中的这种增加是因为附近的初级子载波的互调产物造成的，其中所述子载波在电平方面要高出20dB。此外，在这些次级子载波上还施加了一个附加约束处理，以便进一步减小这个增加的相对失真。

虽然可以通过将次级子载波约束到输入OFDM符号数据矢量来禁止次级子载波中的任何失真，但是这种处理过度严格，并且将会导致时域信号中的增加峰值再生。然而，即使施加的是用于处在阈值(例如0.85)的余量的约束处理，前述约束处理也还是允许失真值相对较大。由于失真分量大于标称值1.0，因此这种失真将会导致子载波功率显著增加。关于这个问题的解决方案是：首先像先前针对初级子载波所描述的那样约束所述星座图。在次级子载波上施加一个附加的约束处理，其中对所述次级子载波而言，受到约束的新星座图值是新近约束的输出和输入OFDM符号数据矢量的平均值。这种平均处理将会减小较大失真值，以使最终得到的失真与初级子载波相似(成比例)。此外，加权平均值也可用于调整失真减小的程度。仿真已经显示了这种处理是非常有效的。在图15、16和17中给出了所述仿真的结果。在图15中，经过数字调制的信号用118标记，屏蔽用120标记。用于对次级子载波S约束QPSK星座图的算法是：

为次级子载波约束QPSK星座图：

如果(Re{QPSK_n}＜thres-Re{d_n})并且(Re{d_n}＞0，则使x＝thres-Re{d_n}

如果(Im{QPSK_n}＞thres·Tm{d_n})并且(Im{d_n}＜0，则使x＝thres·Im{d_n}

否则保持QPSK_n不变

QPSK_n＝(l-weight)·QPSK_n+weight-d_n；关于次级子载波的附加约束条件，其中所述加权通常是0.5(所仿真的是0.45)

由于在次级子载波上进行了附加约束，因此，全数字模式的PAR减小性能要低于混合模式的PAR减小性能。然而，在经过四次迭代之后，小于6dB的平均PAR与原始信号相比仍旧具有4dB的改进。

可选的均衡补偿可以用于HPA输出滤波。发射机输出端的线性失真有可能来源于有限的HPA带宽以及输出网络的附加滤波，其中所述附加滤波是因为天线组合或是为了减小带外发射而进行的。线性均衡器可以放置在HPA之前，以便补偿这些效应。然而，在使用了PAR减小算法的传输系统中，这种补偿将会导致信号峰值再生。出现这种峰值再生的原因在于在PAR算法中轻微修改了信号的相位和幅度，由此实际削去了峰值。在PAR算法之外应用的均衡将会改变相位和幅度关系，在这种情况下，峰值是不会以同样的方式削去的。此外，由于前述PAR算法不会撤销均衡处理，因此，如果将这种均衡处理置于前述PAR算法之前，那将是非常低效的。然而，如果通过修改PAR算法来包含均衡，那将是非常有效的。

均衡补偿使用了一个矢量(与OFDM符号输入矢量具有相同大小)，该矢量包含用于每一个子载波(有效或无效)的复数输出增益(线性失真)值的倒数。输入矢量中的每一个组成部分与均衡矢量的每一个相应组成部分相乘，以便产生均衡的输入OFDM符号数据矢量。虽然最终的OFDM符号时域采样会由于均衡处理而稍有不同，但是上述算法中的OFDM调制和解调步骤仍旧保持不变。PAR减小算法中的均衡处理会在该算法的若干个步骤中被移除或是恢复，这样一来，施加于OFDM符号矢量的QPSK约束将不会撤销所述均衡。关于均衡补偿以及移除算法的实例是：

均衡补偿：

EQ_OFDM_symbol_vector = [\begin{matrix} {EQ}_{0} & 0 \\ {EQ}_{1} \\ \cdot \\ \cdot \\ 0 & {EQ}_{2047} \end{matrix}] \cdot OFDM_symbol_vector

移除均衡补偿：

EQ_OFDM_symbol_vector＝输入的下一个OFDM符号矢量(例如2048个复数组成部分)

OFDM_symbol_vector = [\begin{matrix} 1 / {EQ}_{0} & 0 \\ 1 / {EQ}_{1} \\ \cdot \\ \cdot \\ 0 & 1 / {EQ}_{2047} \end{matrix}] EQ_OFDM_symbol_vector

该效果在于：所述算法会像没有均衡的PAR算法那样相同的方式随着每次迭代继续减小峰值。然而，在PAR减小过程中保留均衡处理。从仿真结果中可以证实，具有相位均衡的PAR减小性能在统计上与没有均衡的PAR减小性能是相同的。由于失真和峰值同样是以迭代方式校正和收敛的，因此这种情况是期望的。然而，由于具有严格幅度均衡的PAR减小处理将会改变均衡输出中的有效功率，而所述有效功率又依赖于后续滤波效果的严格性，因此，这种具有严格幅度均衡的PAR减小处理有可能会受到一点影响。举例来说，如果在HPA输出端将数量众多的子载波衰减20dB，那么所述均衡处理依照比例而需要更多功率来补偿这些子载波。在不同均衡等级的所有子载波上，互调失真的交互作用有可能对潜在的PAR减小处理产生某些影响。此外，严格的线性失真有可能导致产生OFDM载波间干扰，此外还有可能产生符号间干扰，而所述符号间干扰则不会在这种算法中得到补偿。尽管如此，用于严格滤波的HPA输出信号的均衡处理应该非常小心地使用。

在某些应用中，期望的均衡处理未必是一个预定的固定矢量。由于存在温度、雪天以及老化之类的因素，因此，滤波处理以及天线/HPA输出网络阻抗匹配处理有可能会发生变化。这时可以使用反馈信号来更新滤波特性，而这将会自适应地更新PAR减小算法中的均衡矢量。所述反馈信号可以从接近不受多径失真影响的激励器的接收机(天线)中得到，由此接收机可以测量传输信号的滤波和线性失真效应。这个测量得到的线性失真可以转换成将在PAR算法中使用的均衡矢量。

AM/PM补偿功能可以用于局部补偿HPA引入的AM/PM转换。在HPA中的信号趋于饱和的时候，AM/PM通常是用时域信号峰值中的轻微延迟表征的。通过在PAR减小迭代处理内模拟这种效果，可以减小AM/PM的降级。与前述线性失真的补偿(均衡)相比，AM/PM补偿要稍微复杂一些。这是因为AM/PM转换的效果取决于OFDM时域采样的瞬时幅度。然而，AM/PM也可以引入到PAR减小算法中，并且可以在以标称方式约束最终得到的星座图的迭代处理中得到补偿。所述AM/PM转换是在该算法中的OFDM调制步骤之后立即引入的。然而不幸的是，由于在每一次迭代中都减小了峰值，因此在这种情况下有必要处理收敛问题。由于峰值受到AM/PM转换的极大影响，因此，这些效应会随着每一次的迭代而发生变化。对该算法来说，有两个方面需要考虑：首先是因为AM/PM转换影响时域采样而对其进行模拟，其次则是通过改变每一次迭代的峰值来改进补偿收敛的方法。

用于特定HPA的AM/PM转换应该进行精确表征，以便在补偿中得到益处。这种表征应该作为瞬时幅度的函数并以时间延迟为单位来进行转换。在图18中显示了关于这种表征的实例。为方便起见，AM/PM转换时间单位可以使用作为幅度函数的延迟采样来表征，所要补偿的最大延迟被限制为一个信号采样(对HD Radio^TM FM系统而言是2160个采样/OFDM符号)。这种AM/PM转换的作用是将每一个复数OFDM符号时域采样“涂抹(smear)”到下一个采样中；所述涂抹是采样幅度的函数。在图18中显示了AM/PM转换的实例，用于将AM/PM转换施加于信号的算法实例如下：

没有收敛规则的AM/PM转换算法：

ampm_n＝ampmconv(|s_n|)；确定该采样的涂抹值

s_n＝(1-ampm_n)·s_n+ampm_{n_1}·s_{n_1}；作为ampm函数的涂抹采样

这种算法充当的是一个非线性FIR滤波器，其系数是每一个采样的AM/PM转换的动态函数。然而，如果需要实现预期效果，也可以产生更为复杂和精确的模型。对这种简单的算法来说，主要问题是峰值会在算法的每一次迭代中改变，并且它会影响到朝向可接受PAR减小的收敛。为了改善收敛，该算法被修改成在每一次迭代中逐渐增加AM/PM转换的作用，直至施加全部作用的最后一次迭代。这种处理可以通过将实际转换值与当前迭代数以及最终迭代数相乘来实现。如仿真结果所揭示的那样，这种处理显著改善了收敛，由此实现了较低的PAR。接下来将会显示经过修改的AM/PM算法的实例，其中使用与图18的幅度立方成比例的例示的AM/PM转换。

没有收敛规则的AM/PM转换算法

amp m_{n} = \frac{iteration}{final_iter} \cdot {| s_{n} |}^{3} \cdot 0.037;

确定该采样的涂抹值；

s_n＝(1-ampm_n)·s_n+ampm_n-1·s_n-1；作为ampm函数的涂抹采样

在某些应用中，期望的AM/PM转换补偿未必是预定的固定函数。这时则可以使用反馈信号来更新AM/PM函数或是该函数中的参数。虽然就本实例而言，仿真结果显示的是相当良好的性能，但是实际特性有可能需要进一步修改，以便结合某个特定的HPA来产生良好的结果。此外还有可能出现这样一种情况，其中AM/PM转换未必足够稳定或者未必得到精确表征，由此不能实现良好的性能。因此有必要为任何特定的PHA类型进行测试。

本发明提供了一种用于减小借助OFDM(正交频分复用)符号调制的射频信号中的峰均功率比(PAR)的方法。该方法包括一个迭代处理，其中包括以下步骤：使用一组数据符号矢量(OFDM调制)来调制一组子载波以产生调制信号；限制第一调制信号的幅度以产生第一受限调制信号；解调第一受限调制信号以恢复失真的输入符号(星座图点)；采用一种将限制处理的负面影响减至最小的方式来约束新的输入数据符号矢量，以产生受到约束的数据符号矢量，并抑制带外频谱分量；以及重新调制受到约束的OFDM符号数据矢量。通过上述算法的后续迭代执行该处理，以便进一步减小PAR比。虽然已经提出了各种方法，但是这种方法提供了用于减小PAR的改进性能，同时控制了非预期的带外发射。此外，它还包括在PAR减小算法内进行均衡处理，以便补偿PHA输出网络所导致的线性滤波器失真效应，以及局部补偿低于所述PAR减小信号峰值的非线性信号压缩以及AM/PM转换。

本发明可以用于减小使用OFDM的电子信号的PAR，其中举例来说，所述OFDM可以在FM HD Radio^TM系统中使用。此外，本发明还提供了一种用于在PAR减小算法内对信号进行均衡以补偿HPA输出网络(滤波器)所产生的线性失真的装置。在这里还讨论了用于非线性失真的其他补偿技术，例如AM/PM转换。作为技术的示例和应用，在这里同样讨论了针对iBiquity Digital Corporation的HDRadio^TM系统而在PAR减小性能方面进行的优化。

该算法经过仿真并显示出具有良好性能。改进的特征包括：提供了带外频谱屏蔽，在具有不同子载波电平的全数字系统中改进的次级子载波性能，可以选择对HPA输出网络执行均衡，以及AM/PM转换补偿。

本发明通过使用频谱屏蔽来控制带外频谱发射。在一个实施例中，改进的算法参数将会产生更好的性能。基准子载波星座图可以结合可忽略的峰值再生而被恢复。线性失真均衡可以由HPA输出网络引入。收敛规则可以用于减小低电平次级子载波中的失真。此外，可以抑制AM/PM失真的效应。所有这些改进都可以在PAR校正迭代内实现，而不是在导致产生峰值再生的PAR算法之后实现。

虽然依据若干个实施例而对本发明进行了描述，但对本领域技术人员来说，很明显，在不脱离后续权利要求所阐述的发明范围的情况下，针对公开实施例的不同改变都是可行的。

Claims

1.一种减小OFDM信号中的峰均功率比的方法，该方法包括以下步骤：

使用一组数据符号矢量来调制一组子载波以产生第一调制信号；

限制第一调制信号的幅度以产生第一受限调制信号；

解调第一受限调制信号以恢复失真的输入符号矢量；

将失真的输入符号矢量约束成大于或等于最小阈值的值以产生受到约束的数据符号矢量；

约束带外频谱分量，使之处于预定屏蔽内；以及

重新调制受到约束的数据符号矢量。

2.权利要求1的方法，其中重复执行权利要求1的步骤，以便进一步减小OFDM信号的峰均功率比。

3.权利要求1的方法，其中约束失真的输入符号矢量的步骤包括以下步骤：

将阈值分配给具有小于所述阈值的值的失真的输入矢量的比特。

4.权利要求1的方法，其中约束带外频谱分量的步骤还包括以下步骤：

将屏蔽应用于无效的子载波。

5.权利要求1的方法，还包括以下步骤：

在调制步骤之前均衡该组数据符号矢量；

在解调步骤之后消除该组数据符号矢量的均衡；以及

在重新调制步骤之前恢复该组数据符号矢量的均衡。

6.权利要求5的方法，其中均衡步骤为每一个子载波使用包含复数输出增益的倒数的矢量。

7.权利要求6的方法，还包括以下步骤：

自适应地更新均衡矢量。

8.权利要求1的方法，还包括以下步骤：

就幅度和相位调制失真而对第一调制信号进行补偿。

9.权利要求1的方法，其中使用一组数据符号矢量来调制一组子载波的步骤，包括以下步骤：

对所述数据符号矢量进行反向快速傅立叶变换；以及

将循环前缀、保护波段以及根升余弦窗口应用于调制信号。

10.权利要求9的方法，其中解调步骤包括以下步骤：

加权和叠合循环前缀；以及

计算数据符号矢量的快速傅立叶变换。

11.权利要求1的方法，其中限制步骤包括软削波或压缩模拟。

12.权利要求1的方法，其中约束失真的输入符号矢量的步骤包括以下步骤：

在符号矢量的实部和虚部放置最小值。

13.权利要求1的方法，其中该组子载波包括数据子载波以及基准子载波，并且约束失真的输入符号矢量的步骤包括以下步骤：

在数据子载波上传送的符号矢量的实部和虚部放置最小值；以及

对基准子载波上传送的符号矢量的实部和虚部进行校正。

14.权利要求1的方法，还包括以下步骤：

对受到约束的数据符号矢量以及失真的输入符号矢量求平均。

15.权利要求14的方法，其中该平均是加权平均。

16.权利要求1的方法，其中OFDM信号包括基准子载波，并且该方法还包括以下步骤：

将基准子载波上的基准信号恢复成基准信号的原始值。

17.一种减小OFDM信号中的峰均功率比的发射机，该发射机包括：

调制器，用于使用一组数据符号矢量来调制一组子载波以产生第一调制信号，

限幅器，用于限制第一调制信号的幅度以产生第一受限调制信号，

解调器，用于解调第一受限调制信号以恢复失真的输入符号矢量，

处理器，用于将失真的输入符号矢量约束成大于或等于最小阈值的值，以产生受到约束的数据符号矢量，以及所述处理器还用于约束带外频谱分量使之处于预定屏蔽内；以及

再调制器，用于重新调制受到约束的数据符号矢量。

18.权利要求17的发射机，还包括：

均衡器，用于在调制步骤之前均衡该组数据符号矢量。

19.权利要求17的发射机，还包括：

补偿器，用于就幅度和相位调制失真而对第一调制信号进行补偿。

20.一种减小OFDM信号中的峰均功率比的发射机，该发射机包括：

用于使用一组数据符号矢量来调制一组子载波以产生第一调制信号的装置；

用于限制第一调制信号的幅度以产生第一受限调制信号的装置；

用于解调第一受限调制信号以恢复失真的输入符号矢量的装置；

用于将失真的输入符号矢量约束成大于或等于最小阈值的值以产生受到约束的数据符号矢量的装置，此外该装置还用于约束带外频谱分量使之处于预定屏蔽内；以及

用于重新调制受到约束的数据符号矢量的装置。