KR20060130160A

KR20060130160A - Ｏｆｄｍ 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는방법 및 송신기

Info

Publication number: KR20060130160A
Application number: KR1020067015599A
Authority: KR
Inventors: 브라이언 윌리엄 크로거
Original assignee: 아이비큐티 디지털 코포레이션
Priority date: 2004-02-02
Filing date: 2005-01-12
Publication date: 2006-12-18
Also published as: US20050169411A1; NZ549447A; CN1914871B; DE602005003103T2; CN1914871A; TW200537822A; TWI349446B; EP1712051B9; CA2553192A1; PL1712051T3; US7542517B2; EP1712051B1; ATE377317T1; CA2553192C; HK1103938A1; BRPI0507282B1; EP1712051A1; AU2005211103A1; RU2006131602A; BRPI0507282A

Abstract

본 발명은 OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법을 제공하되, 이 방법은 데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 단계와, 상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하는 단계와, 사전결정된 마스크 내에 놓이도록 대역 외 스펙트럼 성분을 제약하는 단계와, 상기 제약된 데이터 심볼 벡터를 재변조하는 단계를 포함한다. 또한, 이 방법을 수행하는 송신기가 개시된다.

Description

ＯＦＤＭ 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법 및 송신기{PEAK-TO-AVERAGE POWER REDUCTION FOR FM OFDM TRANSMISSION}

본 발명은 무선 주파수 신호를 위한 신호 처리 분야에 관한 것이며, 특히 OFDM(직교 주파수 분할 변조:orthogonal frequency division modulation)된 무선 주파수 신호에서 피크 대 평균 전력 비율(PAR)을 감소시키는 신호 처리 기술에 관한 것이다.

HD Radio^TM디지털 방송은 기존의 아날로그 방송 포맷보다 우수한 디지털 품질 오디오를 제공하는 매체이다. AM HD Radio^TM신호 및 FM HD Radio^TM신호 모두는 디지털적으로 변조된 신호가 현재 방송되는 아날로그 AM 또는 FM 신호와 공존하는 혼성 포맷으로 전송되거나 아날로그 신호 없이 모두가 디지털 포맷인 방식으로 전송될 수 있다. IBOC(In-Band-on-Channel) HD Radio^TM 시스템은 어떠한 새로운 스펙트럼 할당을 요구하지 않는데 이는 각 HD Radio^TM 신호가 기존의 AM 또는 FM 채널 할당의 동일한 스펙트럼 마스크 내에서 동시에 전송되기 때문이다. IBOC HD Radio^TM 시스템은 방송자가 디지털 품질 오디오를 그들의 현재의 청취자의 기지국에 공급하는 것을 가능하게 하면서 스펙트럼의 경제성을 개선한다. HD Radio^TM 디지털 방송 시스템은 본 명세서 참조로서 인용되는 미국 특허 제 6,549,544 호에 개시되어 있다.

한 제안된 FM HD Radio^TM 방송 시스템은 디지털 신호를 전송하기 위해서 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)된 부반송파 세트를 사용한다. OFDM 변조는 다수의 개별적인 직교 이격된 부반송파(orthogonally-spaced subcarrier)에 걸쳐서 병렬로 정보 심볼의 벡터를 변조하는 잘 알려진 기술이다. OFDM 신호는 서로 직교 상태로 존재하는, 상이한 균일하게 이격된 주파수로 변조된 다수의 부반송파를 포함한다. OFDM 변조는 다양한 타입의 다중 경로 및 선형 왜곡을 경험하는 채널에 걸쳐서 데이터를 전송하기 위한 효과적인 수단으로 판명되었다. 이 OFDM 변조 기술에서는 상이한 부반송파들이 정상적인 채널 상태 하에서는 서로 간섭하지 않는다.

(OFDM이 아닌) 통상적인 직렬 변조에서는, 다수(가령, 100 개)의 QPSK 심볼(200 비트)이 총 기간 T에 걸쳐서 100 개의 복소수 심볼의 시퀀스로 변조된다. 이와 대조적으로, OFDM 변조는 이들 심볼을 벡터로서 그룹화하여 이들 QPSK 심볼을 각각이 단일 QPSK 심볼을 변조하는 100 개의 부반송파들로서 병렬로 전송한다. 이러한 실례에서 병렬 OFDM 부반송파 각각은 직렬 QPSK 대역폭의 대략 1/100을 차지 하며 동일한 시간 T에 걸쳐있다. 직렬 전송과 OFDM 전송의 대역폭 및 처리량 모두는 대략적으로 동일하다. 시간 및 대역폭에서의 작은 차이는 대부분 직렬 전송에 대해서는 채널 필터링의 결과이며 OFDM의 경우에는 (존재한다면) 가드 시간(guard time)의 결과이다.

필터링되지 않은 QPSK 변조는 오직 위상만이 변조되는 일정한 신호 크기를 산출한다. 그러므로, 그의 피크 대 평균 전력 비율(PAR)은 1이며, 송신기의 고전력 증폭기(HPA)의 전력 효율은 높다. 보다 통상적인 필터링된 QPSK 변조(즉, 제곱근 Nyquist 필터링)은 그의 PAR이 작은(통상적으로 약 1 또는 2 dB) 변조된 신호의 작은 진폭 변조 성분을 산출하며 HPA 효율은 높지만 필터링되지 않은 QPSK 만큼은 높지 않다.

OFDM 변조를 갖는 이러한 시스템에서 전송된 신호의 크기는 때때로 매우 높은 피크를 갖는다. 그러므로, 이들 송신기에서 사용되는 선형 전력 증폭기는 대역 외 방출 전력이 부여된 마스크 한계치 이하에 놓이도록 큰 전력 백 오프로 동작해야 한다. 이로써, 증폭기의 값은 높아지지만 비효율적이 된다. 많은 개수의 부반송파에 대해서, OFDM 신호의 각 복소수 크기(동일 위상 및 직교 위상)는 Gaussian 분포에 근사한다. 이로써, 신호 크기(전력의 제곱근) 확률 밀도 함수(PDF)는 Rayleigh 분포에 근사한다.

Rayleigh 분포가 이론적으로 무한한 피크를 가지지만, OFDM 피크는 병렬 부반송파의 개수에 의해서 한정되거나(가령, 100 개 혹은 20 dB), 보다 실제적으로는 통상적인 피크는 Rayleigh PDF의 (가령, 12 dB PAR 이상의) 확율이 작은 테일을 클 립핑(clipping)할 시에 거의 왜곡이 발생하지 않기 때문에 약 12 dB로 한정될 수 있다. 큰 전력 백 오프가 피크 왜곡을 최소화하기 위해서 동작 시에 요구되기 때문에 HPA 전력 효율은 영향을 받게 된다. 이러한 피크 왜곡은 부반송파 변조를 왜곡(잡음 부가)시킬 뿐만 아니라 원하지 않은 대역 외 방출이 변조 간 왜곡에 의해서 발생한다. 의도된 스펙트럼 점유 위치 바로 외측에서 가장 높은 이러한 누설은 HPA 출력 뒤에 있는 필터로 억제하기는 특히 곤란한다. 그러므로, OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율(PAR)을 감소시킬 필요가 있다.

여러 상이한 타입의 PAR 감소 기술이 제안되었다. 몇몇 타입은 부반송파의 추가적인 코딩 또는 위상 회전을 요구한다. 그러나, 이러한 PAR 감소 기술은 복조 시에 그 코딩을 원상태로 복구하기 위해서 신뢰할만한 부가 정보를 요구하기 때문에 좋은 기술은 아니다. 다른 타입의 PAR 감소 기술은 PAR 감소를 성취하고 대역 외 방출을 억제하기 위해서 신호를 클립핑 및 사전왜곡하기 위한 반복 알고리즘에 의존하는데, 이는 어떠한 추가적인 정보를 요구하지 않는다. 이러한 기술은 A. Shastri 및 B.Kroeger에 의해서 2000년 10월 3일에 출원된 미국 특허 제 6128350 호 "Method and Apparatus for Reducing Peak to Average Power Ratio in Digital Broadcasting Systems" 및 B.Krongold 및 D.Jones에 의한, 2003년 9월의 IEEE Trans. Broadcasting, Vol.49. No.3,pp.258-268의 "PAR Reduction In OFDM Via Active Constellation Extension"에 개시되어 있다.

본 발명은 FM HD Radio^TM 시스템에서 사용될 수 있는, OFDM을 사용하는 전자 신호의 PAR을 감소시키는 방법을 제공한다.

발명의 개요

본 발명은 OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법을 제공하며, 이 방법은 데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 단계와, 상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하는 단계와, 사전결정된 마스크 내에 놓이도록 대역 외 스펙트럼 성분을 제약하는 단계와, 상기 제약된 데이터 심볼 벡터를 재변조하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에서, 본 발명은 OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 송신기를 제공한다. 이 송신기는 데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 변조기와, 상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 리미터와, 상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 복조기와, 상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하고, 사전결정된 마스크 내에 놓이도록 대역 외 스펙트럼 성분을 제약하는 처리기와, 상기 제약된 데이터 심볼 벡터를 재변조하는 재변조기를 포함한다.

도 1은 HD Radio^TM FM 혼성 모드의 이상적 신호 및 스펙트럼 마스크의 개략도,

도 2는 HD Radio^TM FM 전 디지털 모드(All-Digital Mode)의 이상적 신호 및 스펙트럼 마스크의 개략도,

도 3은 PAR 감소 알고리즘을 포함하는 송신기 시스템의 간소화된 기능적 블록도,

도 4는 PAR 감소 알고리즘의 상부 레벨 흐름도,

도 5는 PAR 감소 알고리즘 반복 블록의 흐름도,

도 6은 크기 클립핑 비선형 함수를 도시하는 그래프,

도 7은 PAR 감소 알고리즘의 8 반복 후의 한 OFDM 심볼에 걸쳐 (제곱된 크기인) 신호 샘플 에너지에 대한 클립핑 처리 결과를 도시한 그래프,

도 8은 PAR 감소 알고리즘 후의 QPSK 집합체에서의 제약된 왜곡을 도시하는 플롯도,

도 9는 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP1에 대한 대역 외 방출에 대해 부여된 스펙트럼 마스크에 따른 PAR 감소 후의 신호 스펙트럼을 도시하는 플롯도,

도 10은 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP1에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 평균 PAR 결과를 도시 하는 그래프,

도 11은 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP1에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 피크 PAR 결과를 도시하는 그래프,

도 12는 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP3에 대한 대역 외 방출에 대해 부여된 스펙트럼 마스크에 따른 PAR 감소 후의 신호 스펙트럼을 도시하는 플롯도,

도 13은 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP3에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 평균 PAR 결과를 도시하는 그래프,

도 14는 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP3에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 피크 PAR 결과를 도시하는 그래프,

도 15는 HD Radio^TM FM 전 디지털 모드 MP4에 대한 대역 외 방출에 대해 부여된 스펙트럼 마스크에 따른 PAR 감소 후의 신호 스펙트럼을 도시하는 플롯도,

도 16은 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 전 디지털 모드 MP4에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 평균 PAR 결과를 도시하는 그래프,

도 17은 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 전 디지털 모드 MP4에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 피크 PAR 결과를 도시하는 그래프,

도 18은 AM/PM 변환 특성의 실례를 나타내는 그래프.

도 1은 혼성 FM IBOC HD Radio^TM 신호(10)에 대한 신호 성분들의 주파수 할당 및 상대 전력 스펙트럼 밀도의 개략도이다. 이 혼성 포맷은 채널의 중심 주파수 대역(16) 부분 내에 위치한 삼각형(14)에 의해 표현되는 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 통상적인 FM 스테레오 아날로그 신호(12)를 포함한다. 통상적인 아날로그 FM 방송 신호의 PSD(전력 스펙트럼 밀도)는 중심 주파수로부터 약 -0.35 dB/kHz의 기울기를 갖는 대략 삼각형이다. 다수의 디지털적으로 변조된 균일하게 이격된 부반송파들이 아날로그 FM 신호의 어느 한 측 상, 상부 측 대역(18) 내 및 하부 측 대역(20) 내에 위치하고 아날로그 FM 신호와 동시에 전송된다. 모든 반송파는 United States Federal Communications Commission 채널 마스크(22)에서 전송된다. 도 1에서 수직 축은 보다 통상적인 평균 전력 스펙트럼 밀도 특성화에 대하여 반대되는 피크 전력 스펙트럼 밀도를 도시한다.

한 제안된 FM 혼성 HD Radio^TM 변조 포맷에서, 균일하게 이격된 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)된 부반송파의 그룹이 도 1에서 상부 측 대역 및 하부 측 대역으로 도시된 바와 같이 호스트 FM 중심 주파수로부터 약 129 kHz 내지 약 199 kHz 떨어진 스펙트럼을 점유하는 호스트 아날로그 FM 신호의 각 측 상에 위치한다. 이러한 혼성 시스템에서 각 측 대역에서 OFDM 변조된 부반송파에서의 총 디지털 신호 전력은 (그의 호스트 FM 전력에 대해서) 약 -23 dBc로 설정된다. 이 디지털 신호는 상기 아날로그 스펙트럼의 각 측 상에 위치한 OFDM 부반송파 상으로 전송된다. 디지털 OFDM 신호는 호스트 FM 스펙트럼 이상의 191 개의 부반송파 및 호스트 FM 스펙트럼 이하의 191 개의 부반송파를 포함한다. 각 부반송파는 344.53125 Hz의 심볼 레이트로 QPSK 변조된다. 동 위상 펄스 형상 및 직교 위상 펄스 형상은 에지에서 제곱 근 코사인 테이퍼링되어(root raised cosine tapered)(초과 시간 = 7/128) 스펙트럼 측 로브(spectral side lobe)를 억제한다. 이러한 펄스 형상으로 인해서 직교 부반송파 주파수 이격 정도는 363.3728 Hz가 된다.

혼성 신호 중 디지털적으로 변조된 부분은 전 디지털 IBOC DAB 포맷으로 전송될 전 디지털 DAB 신호의 서브세트이다. 참조 부호(24)로 표시된 제안된 전 디지털 FM DAB 포맷에서의 OFDM 디지털 부반송파의 스펙트럼 배치 및 상대적 신호 전력 밀도 레벨이 도 2에 도시되어 있다. 도 1의 아날로그 FM 신호는 중심 주파수 대역(28) 내에 위치한, 확장된 전 디지털 신호(26)로서 지칭되는, OFDM 부반송파의 선택사양적 추가 그룹에 의해서 대체되었다. 여기에서도, 균일하게 이격된 OFDM 부반송파들이 상부 측 대역(30) 및 하부 측 대역(32) 내에 위치한다. 도 2의 전 디지털 포맷의 측 대역은 도 1의 측 대역보다 넓다. 또한, 전 디지털 IBOC 신호 측 대역의 전력 스펙트럼 밀도 레벨은 혼성 IBOC 측 대역에서 허용된 레벨보다 약 10 dB 높게 설정된다. 이는 전 디지털 IBOC 신호에 상당한 성능 장점을 부여한다. 또한, 확장된 전 디지털 신호의 전력 스펙트럼 밀도는 혼성 IBOC 측 대역의 밀도보다 약 15 dB 아래에 있다. 이는 인접하는 혼성 또는 전 디지털 IBOC 신호들에 대한 간섭 문제를 최소화하거나 제거하며 다른 디지털 서비스를 위한 추가적 용량을 제공한다.

도 2의 전 디지털 모드는 중심 ±100 kHz 영역을 이전에 점유한 아날로그 신호가 저 레벨 디지털 부반송파로 대체된 혼성 모드의 논리적 확장 모드이다. 대역폭을 약 100 kHz 까지 증가시키고 전력을 약 10 dB 까지 증가시킴으로써 혼성 모드와 상이한 2 개의 디지털 측 대역이 저 레벨 반송파의 각 측 상에 위치한다. 제안된 전 디지털 시스템은 각 측 대역에서 267 개의 반송파를 포함하고 중심 대역에서 559 개의 반송파를 포함한다. 각 디지털 부반송파는 QPSK 변조된다. 동위상 펄스 형상 및 직교 위상 펄스 형상은 에지에서 제곱 근 코사인 테이퍼링되어(초과 시간 = 7/128) 스펙트럼 측 로브를 억제한다. 이러한 펄스 형상으로 인해서 직교 부반송파 주파수는 363.3728 Hz로 이격된다. 전송된 신호에 대한 전력 스펙트럼 밀도 플롯은 전 디지털 FM IBOC 마스크 내에서 양호해질 것이다.

도 1 및 도 2는 대역 외 방출을 지배하는 제안된 스펙트럼 마스크에 따른, FM HD Radio^TM 시스템 혼성 신호 및 전 디지털 신호의 이상적인 스펙트럼을 도시한다. 이상적인 신호가 이들의 마스크 내에 포함되지만, HPA 압축 또는 피크 클립핑과 같은 비선형 왜곡은 대역 외 방출을 초래하며 효율적인 HPA 동작을 위해서 제어되어야 한다.

도 3은 OFDM 변조기 및 HPA 간에 삽입된 PAR 감소 알고리즘을 포함하는 송신기 시스템의 간략한 기능 블록도이다. 송신기(40)는 각 활성 부반송파 상으로 전송될 정보를 포함하는 QPSK(직교 위상 시프트 키잉) 데이터 심볼의 그룹으로 구성된 OFDM 심볼 데이터 벡터를 생성하는 심볼 생성기(42)를 포함한다. 이 심볼은 변조기(44)로 제공되고 여기서 각 OFDM 데이터 벡터가 변조되어 디지털 시간 영역 신호 샘플이 생성된다(정규화된다). 이러한 변조 단계는 OFDM 변조를 실현하도록 데이터 심볼이 역 고속 푸리에 변환(IFFT)을 받게 한다. 주기적 프리픽스 및 제곱 근 코사인 윈도우가 변조된 신호에 인가된다(초과 시간 = 7/128). IFFT 및 윈도윙 동작의 결합은 이후부터 OFDM 변조기로 지칭된다. OFDM 변조기의 출력은 PAR 감소 알고리즘(46)에 입력으로서 제공된다. 이 블록의 출력(48)은 고 전력 증폭기(50)에 의해서 증폭되며 안테나(52)에서 감소된 PAR로 전송될 신호를 형성한다.

주요한 PAR 감소 알고리즘 단계의 상부 레벨 흐름도가 도 4에 도시되어 있다. 이 흐름도는 블록(60)에서 시작하며 각 OFDM 심볼에 대해 변조 및 PAR 감소된 시간 영역 신호 샘플을 출력함으로써 OFDM 심볼 데이터를 입력하는 동작을 나타낸다. 심볼 데이터 벡터 입력 블록(62)은 입력이 OFDM 심볼을 위한 각 활성 QPSK 부반송파에 대해 비트 쌍을 포함하는 데이터 벡터임을 나타낸다. 이는 OFDM 변조 이전에 각 FFT 빈(bin)(부반송파)에 대한 주파수 영역 표현으로서 보여질 수 있으며, 여기서 상기 FFT는 복소수 시간 영역 신호 블록을 샘플 레이트 대역폭에 걸쳐서 균일하게 이격된 복소수 주파수 성분 빈들로 변환한다. 각 활성 빈은 해당 빈(하위 반송파) 상에서의 QPSK 변조에 대해서 복소수 이진수로 표현된다. 의도적으로 감소된 신호 레벨을 갖는 활성 빈은 다른 이진 레벨 세트로 스케일링될 수 있다. 비활성 빈은 제로로 설정된다.

등화 보상 블록(64)은 선택사양적 등화 보상 단계를 나타낸다. 선형 왜곡(필터링)이 송신기의 출력 네트워크(HAP 출력)에서 중요한 요인일 때, 등화 보상이 사용되어 HPA로의 입력을 사전보정할 수 있게 된다. 이 등화 보상 단계는 각 부반송파에 대한 복소수 출력 이득(선형 왜곡)의 역수를 포함하는 (입력 벡터와 동일한 크기를 갖는) 벡터를 사용한다. 각 빈과 연관된 복소수 이득은 최초의 복소수 주파수 샘플(빈)을 승산하는(왜곡하는) 복소수이다. 입력 벡터의 각 원소는 등화 벡터의 각 대응하는 원소에 의해서 승산되어 등화된 입력 심볼 데이터 벡터를 산출한다.

OFDM 심볼 변조 블록(66)에서는 입력 심볼 데이터 벡터가 각 OFDM 심볼에 대해서 시간 영역 신호로 변환된다. 이러한 변환은 역 복소수 고속 푸리에 변환(IFFT)에 의해서 수행되며, 이어서 소정의 가드 시간을 갖는 주기적 프리픽스가 근 Nyquist 펄스 형상을 갖는 심볼의 단부를 테이퍼링하기 이전에 출력 벡터의 단부에 부가된다. 이 가드 시간, 주기적 프리픽스 확장 및 윈도윙(windowing)은 다중 경로 간섭의 존재 시에 신호의 성능을 개선할 뿐만 아니라 부반송파의 주파수 측 로브를 억제하여 감소된 대역 외 방출을 산출하는데에도 사용된다.

PAR 감소 알고리즘 반복 블록(68)은 변조된 OFDM 심볼의 PAR을 감소시키는데 사용된 알고리즘을 나타낸다. 이들 알고리즘의 세부 사항은 도 5의 흐름도에 나타나 있으며 이후에 기술될 것이다.

OFDM 심볼 출력 블록(70)은 PAR 감소된 OFDM 신호의 시간 영역 샘플을 출력한다. 이어서, 이 과정은 후속하는 OFDM 심볼에 대해서 계속 진행된다.

도 4의 PAR 감소 알고리즘 반복 블록(68)의 보다 세부 사항을 나타내는 흐름도는 도 5이다. 이 흐름도에서 입력(72)은 변조된 OFDM 심볼의 시퀀스이며, 출력(74)은 이 심볼의 PAR 감소된 시퀀스이다. 이러한 반복 알고리즘은 주파수 영역(심볼 벡터) 왜곡 및 대역 외 방출을 허용가능한 레벨로 제약하면서 심볼의 PAR을 계속 감소시킨다. 어느 정도의 반복 후에, 이 알고리즘은 왜곡 정도를 허용가능한 레벨로 제약하면서 허용가능한 절충치 PAR으로 수렴한다.

블록(76)은 선택사양적인 AM/PM 보상을 나타낸다. 이 기능은 HPA에 의해 도입된 AM/PM 왜곡을 부분적으로 보상하는데 사용된다. AM/PM은 일반적으로 HPA 내의 신호가 포화 상태로 접근할 때에 시간 영역 신호 피크에서의 근소한 지연에 의해서 특성화된다. PAR 감소 반복 과정에서 이러한 효과를 모델링함으로써, AM/PM 열화가 감소될 수 있다.

신호 크기 클립핑 블록(78)은 복소수 시간 영역 OFDM 심볼 샘플의 크기를 소정의 값으로(가령, rms 레벨의 1.5 배 또는 3.52 dB PAR) 클립핑하는(한정하는) 기능을 나타낸다. 피크 대 평균 전력 감소는 피크 크기를 클립핑 또는 한정함으로써 성취된다. 각 샘플의 위상은 보존된다. 이러한 클립핑 단계는 나중에 반복 단계 내의 주파수 영역 처리 시에 보정되는 왜곡 및 대역 외 방출을 도입시킨다.

OFDM 신호 복조 블록(80)은 이전에 기술된 OFDM 심볼 변조 과정을 역으로 하는 복조 과정을 말한다. 이 복조 과정은 심볼 시간의 (주기적 프리픽스가 이전의 변조 단계에서 부가된) 단부의 가중치 부여 및 폴딩 단계와, FFT를 계산하여 입력 심볼 데이터 벡터의 어느 정도 왜곡된 버전을 산출하는 단계를 포함한다.

등화 제거 블록(82)(만일 등화 보상이 활성인 경우)은 도 4의 선택사양적 주파수 영역 등화 보상이 수행되었다면, 이러한 등화가 이 반복 단계 시에 이 알고리즘의 몇몇 다음 단계 동안에는 임시적으로 제거되어야 함을 나타낸다. 등화를 제거하는데 사용되는 벡터는 최초의 등화 벡터와 유사하지만, 모든 원소들은 최초의 등화 벡터의 역수이다.

QPSK 집합체 제약 및 마스크 적용 블록(84)은 이전의 신호 클립핑 단계에 의해 도입된 상당한 왜곡을 제거한다. 클립핑함으로써 도입된 변조 간 왜곡은 잡음을 심볼 벡터의 모든 주파수 빈으로 도입시킨다. 본 기능은 왜곡 성분을 허용가능한 레벨로 제약한다. 이 왜곡은 완벽하게는 제거되지 않는데, 그 이유는 만일 완벽하게 제거되어 버리면 피크를 시간 영역 신호로 복구하는데 바람직하지 않는 효과를 낳기 때문이다. 대신에, 이 왜곡은 QPSK 복조 성능의 열화를 최소화하고, 대역 외 방출을 사전규정된 대역 외 방출 마스크 벡터를 기초로 하여서 허용가능한 레벨로 억제하도록 수정된다. 이러한 과정의 세부 사항은 이후에 설명될 것이다. 이러한 과정으로 인해서 시간 영역 신호의 부분적 피크 재성장이 이루어진다. PAR 알고리즘을 여러 번 반복하면 변조 간 왜곡을 허용가능한 레벨로 제약하면서 피크를 최소화시킬 수 있다.

등화 복구 블록(86)(등화 보상이 활성인 경우)은 선택사양적 주파수 영역 등화 보상이 이전 단계에서 수행되었다면, 이 등화는 이 단계 이전의 중간 단계에서 제거되었기 때문에 복구되어야 함을 나타낸다.

OFDM 심볼 변조 블록(88)은 각 OFDM 심볼에 대해 입력 심볼 데이터 벡터를 시간 영역 신호로 변환하는 것을 나타낸다. 이 단계는 도 4의 동일한 블록에서 기술되었다.

최종 반복 여부 블록(90)은 반복적 알고리즘이 이 PAR 감소된 OFDM 심볼에 대해서 최종 반복 단계에서 종료하는지를 나타낸다(가령, 소정의 최종 반복 회수는 4 회임).

상기의 변조 및 복조 단계가 다음의 알고리즘 설명에 있어서 예를 들어 기술될 것이다.

OFDM 심볼 변조 단계

OFDM_symbol_vector = 입력된 다음 OFDM 심볼 벡터(가령, 2048 개의 복소수 원소들)

sig = IFFT(OFDM_symbol_vector)

sigext = sig + 주기적 확장 부가 ; sig의 시작으로부터의 112 개의 샘플을 부가(현재, 길이는 2160임)

OFDM 심볼 복조 단계

sigout = 입력된 다음 OFDM 심볼 시간 샘플(가령, 2160 개의 복소수 원소들)

sig = 상기 샘플을 sig(2048)의 시작점에 부가함으로써 sig의 단부로부터의 주기적 프리픽스 확장을 폴딩함

OFDM_symbol_vector = FFT(sig)

상기 클립핑 단계는 복소수 OFDM 심볼 샘플의 크기를 대상으로 한다. 설명의 편리를 위해서, 입력 복소수 OFDM 시간 영역 신호 샘플의 공칭 RMS 값이 1 로 스케일링된다. 클립 크기 레벨의 실효 값은 실험적으로 약 1.5 (3.5 dB PAR) 로 결정되었다. 이 단위는 1의 rms 크기에 대해 이전에 정규화된 복소수 시간 영역 샘플의 크기(전압)이다. 1.5 이하의 크기를 갖는 샘플들은 영향을 받지 않는다. 그러나, 1.5 이상의 크기를 갖는 샘플들은 1.5로 설정되되 입력 샘플의 위상은 보존된다. 클립 레벨 이상의 크기를 갖는 샘플들을 검출하는 것은 제곱 근의 계산을 최소화하게 크기 제곱된 샘플을 사용하여 수행될 수 있다. 다음의 알고리즘이 한 실례로서 사용될 수 있다.

; 다음 복소수 신호 샘플을 입력

; 제곱된 크기 계산

소프트 한정 함수 및 하드 한정 함수 모두가 클립핑을 위해서 사용될 수 있지만, 도 6의 플롯에서 도시된 하드 한정 함수가 본 실례에서는 간단하고 효과적이었다고 보인다. HPA에 인가된 최종 PAR 감소된 시간 영역 신호가 여전히 이 감소된 피크에서도 어느 정도의 압축을 경험하고 있다면, HPA의 소프트 클립핑 또는 압축 모델링이 이 클립핑 과정에 포함될 수 있다. 추가 HPA 압축을 포함시킴으로써, PAR 반복은 이러한 왜곡의 효과를 감소시킨다.

소프트 클립핑은 하드 클립핑보다 점진적인 한정 함수이다. 몇몇 HPA는 신호가 한정 값까지 선형인 하드 한정에 반대되게 높은 값에 근사하면서 피크를 점진적으로 압축하는 경향이 있다. HPA의 압축이 정확하게 모델링될 수 있다면, 이러한 타입의 클립핑이 몇몇 경우에서는 보다 효과적일 수 있다.

PAR 감소 알고리즘의 8 회 반복 후의 클립핑 단계의 결과가 도 7의 플롯에 도시되어 있다. (크기 대신에) PAR를 나타내는 신호 에너지는 PAR 감소 알고리즘 후의 약 4 dB의 PAR을 표시한다. OFDM 심볼은 (2048로부터의 주기적 프리픽스 확장 후에) 2160 개의 샘플로 구성된다. 세 플롯은 처리되지 않은 OFDM 신호(100), PAR 감소된 신호(102) 및 평균 신호 전력(104)을 포함한다. 평균 신호 전력은 1과 동일하다.

신호 클립핑 단계에서 도입된 상당한 왜곡은 QPSK 집합체를 제약하고 마스크를 적용함으로써 제거된다. 클립핑에 의해 유도된 변조 간 왜곡은 잡음을 심볼 벡터의 모든 주파수 빈에 도입한다. 본 기능은 왜곡 성분을 허용가능한 레벨로 제약한다. 이 왜곡은 완벽하게는 제거되지 않는데, 그 이유는 만일 완벽하게 제거되어 버리면 피크를 시간 영역 신호로 복구하는데 바람직하지 않은 효과가 발생하기 때문이다. 대신에, 이 왜곡은 QPSK 복조 성능의 열화를 최소화하고, 대역 외 방출을 사전규정된 대역 외 방출 마스크 벡터를 기초로 하여서 허용가능한 레벨로 억제하도록 수정된다. 이러한 과정의 세부 사항은 이후에 설명될 것이다. 이러한 과정으로 인해서 시간 영역 신호의 부분적 피크 재성장이 이루어진다. PAR 알고리즘을 여러 번 반복하면 변조 간 왜곡을 허용가능한 레벨로 제약하면서 피크를 최소화시킬 수 있다.

활성 부반송파의 QPSK 집합체는 BER(비트 에러 레이트) 성능의 저하를 최소화시키도록 제약된다. 잡음 및 왜곡의 부재 시에 이상적인 QPSK 집합체는 각 심볼이 운반하는 2 비트에 따라서 (+1,+1), (+1,-1),(-1,+1) 및 (-1,-1)에서 (편의상 정규화된) 복소수 집합체 지점으로 구성된다. 또한, QPSK는 한 쌍의 직교 BPSK 신호로서 보여질 수 있으며, 여기서 상기 각 BPSK 성분은 1 비트를 반송한다. PAR 감소 알고리즘, 특히 클립핑 단계는 잡음을 집합체 지점에 부가한다. 추가적인 잡음이 비트 중 하나의 극성을 변경시키면, 가령 +1.0이 -0.1로 왜곡되면(이 경우는 잡음 성분이 -1.1임), 비트 에러가 발생한다. 채널은 보다 많은 잡음을 수신된 신호에 부가하며 BER 성능은 전송된 신호의 마진(margin)의 함수이다. 달리 말하면, 이상적인 전송된 신호 성분 +1.0이 PAR 알고리즘에 의해서 +0.5로 왜곡되면, 이 시스템은 이 특정 비트에 대해서 6 dB의 마진을 손실한다. 그러나, PAR 감소 과정에서 다른 비트들은 실제적으로 개선되는데, 그 이유는 왜곡 성분 중 몇몇이 +1.0 값을 증가시킬 것이기 때문이다(가령, +1.2 또는 3.5 dB 상승). 심지어 수신기에서 출력 BER을 개선하는 FEC(Forward Error Correction)의 경우에도, 그 성능은 마진을 감소시키는 코드 비트에 의해서 저하된다. 그러므로, PAR 감소 알고리즘은 마진 손실을 1.0에 대해서 허용가능한 레벨(가령, 0.85)로 제약한다. 그래서, 이전의 클립핑 단계가 비트 성분을 소정의 임계값(가령, +0.85 또는 -0.85 음의 극성)보다 작은 값으로 왜곡할 때에, 이 벡터는 대략적으로 상기 임계값(가령, +0.85 또는 -0.85 음의 극성)으로 제약된다. 0.85보다 큰 크기를 갖는 비트는 변경되지 않은 상태로 유지된다. 이러한 제약은 시간 영역 신호에서 오직 적합한 피크 신호 재성장만을 유발시키면서 임의의 특정 비트에 대한 최악의 마진 손실 정도를 최소화시킬 수 있다. QPSK 집합체 지점을 제약하는 단계는 도 8에 도시되어 있으며, 여기서 본 실례에서 임계값은 0.85로 설정되며, 수백 개의 QPSK 심볼에 대한 지점들과 중첩한다. 이 비트 중 몇몇이 실제적으로 신호 마진의 증가를 경험하지만, BER 성능에서의 전체적인 손실은 최소치가 된다.

임계치에 대한 적합한 값은 BER 마진 손실과 피크 재성장 정도 간의 절충값이다. 가령, 임계치가 0.95로 설정되면, BER 마진 손실은 매우 작아지지만, 피크 재성장은 보다 커진다. 클립핑 및 제약 단계를 연속적으로 반복하면 어느 정도의 최소 PAR 값으로 수렴할 때에 집합체 제약 사항 요건이 만족되면서 PAR 값은 감소된다. QPSK 제약 알고리즘의 실례는 다음과 같다.

이와 다르면, QPSK_n 을 변경되지 않은 상태로 유지하라.

상기 알고리즘에서, d_n 은 입력된 OFDM 심볼 데이터 벡터의 적합한 복소수 원소이며, 대응하는 QPSK 심볼에 대한 복소수 (가능하게는 스케일링된) 이진 데이터이다. 복소수 QPSK_n은 클립핑 및 제약 반복 후의 그 원소의 PAR 감소된 버전이다. d_n의 스케일링으로 인해서 이후에서 설명될 전 디지털 선택 사양에서 사용되는 상이한 레벨로 활성 부반송파가 존재한다.

몇몇 방송 시스템은 일관적 신호 추적을 돕고 후속하는 FEC 소프트 디코딩을 위한 채널 상태 정보(CSI)를 추정하기 위해서 기준 부반송파를 사용할 수 있다. 이들 부반송파들은 PAR 감소 알고리즘으로부터 어떠한 왜곡도 가지지 않는 것이 바람직하다. 이러한 부반송파의 경우 제약 단계는 이들 QPSK 집합체를 최초의 OFDM 심볼 데이터 벡터 값으로 정확하게 보정할 것이다. 기준 부반송파의 개수가 데이터 보유 부반송파의 개수보다 통상적으로 작기 때문에, 변조된 신호에서 시간 영역 피크의 재성장은 최소가 된다.

또한, 비활성 부반송파는 허용가능한 소정의 마스크 레벨 내부에서 대역 외 방출을 억제하기 위해서 제약된다. 대역 외 방출 마스크는 OFDM 심볼 벡터와 동일한 크기를 갖는 벡터이며, 이 벡터에서는 비활성 부반송파가 각 비활성 부반송파에 대해 규정된 최대 마스크 크기와 연관된다. 각 OFDM 심볼 벡터의 비활성 부반송파는 마스크 크기 (또는 계산적 효율성을 위해 제곱된 크기) 값을 초과하지 않도록 제약된다. 각 부반송파(FFT 빈)는 그 값이 마스크 값 이하일 때에는 영향을 받지 않는다. 빈이 이 마스크를 초과할 때, 크기는 마스크 레벨로 제약되지만 빈의 위상은 보존된다. 다음의 알고리즘은 이러한 마스크 제약을 성취한다.

그렇지 않다면, X_n 은 변경되지 않은 상태로 유지하라.

PAR 감소 알고리즘 후의 변조된 신호의 스펙트럼 플롯이 도 9에 도시되어 있다. HD Radio^TM 시스템은 이전에 언급된 미국 특허 제 6,549,544 호에서 개시된 바와 같이 다양한 모드로 방송할 수 있다. 도 9의 신호는 중심 FM 주파수의 각 측 상에서 대략 129 kHz 내지 199 kHz의 주파수 범위에 있는 활성 부반송파를 사용하는 FM 혼성 모드(MP1)를 나타낸다. 매 19 번째의 부반송파가 기준 부반송파가 되는 각 측 대역 상의 191 개의 부반송파가 존재한다(총 382 개). FM 아날로그 스펙트럼은 신호 스펙트럼의 오직 디지털 부분(110)만이 도시된 이 플롯에서는 생략된다. 활성 부반송파 외측의 잡음은 마스크(112) 하에서 제약되었음을 주목하라.

바로 위에서 언급된 알고리즘을 사용하는 PAR 성능이 도 10 및 도 11에서 제안된 결과로 시뮬레이션되었다. 도 10은 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP1에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 평균 PAR 결과를 도시하는 그래프이다. 도 11은 제약된 값의 범위(0.825 내지 0.9 간의 한계치)에 걸친 HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP1에 대한 PAR 감소 알고리즘의 시뮬레이션된 피크 PAR 결과를 도시하는 그래프이다.

이 시뮬레이션은 64 개의 OFDM 심볼에 걸쳐 있는데, 즉 결과적으로 생성된 PAR 값이 2 개의 플롯에서 64 개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 피크 또는 평균으로서 도시되어 있다. PAR 알고리즘은 8 회 반복 후에 PAR 개선을 나타낸다. QPSK 제약에 대한 양호한 값은 약 0.85로 보인다. 이 경우에, 성취된 평균 PAR은 4 번의 알고리즘 반복 내에서는 5 dB보다 작다. 이는 대략 10 dB의 초기 PAR와 비교된다. 4 dB보다 작은 평균 PAR은 본 실례에서는 6 dB보다 큰 잠재적 평균 PAR 감소를 낳는 다수의 반복에 의해서 성취될 수 있다.

비교를 위해서, 도 12, 도 13 및 도 14는 267 개의 부반송파가 각 측 대역 상에서 활성 상태인(총 534 개) HD Radio^TM FM 혼성 모드 MP3에 대한 PAR 성능을 도시한다. 이 결과는 MP1 모드와 유사하지만, PAR 감소가 부반송파의 증가된 개수와 비례하는 보다 큰 제약으로 인해서 근소하게 작아졌다. 도 12에서, 디지털 부분은 114로 표시되고, 마스크는 116으로 표시된다.

전 디지털 모드에서 QPSK 집합체를 제약하는 것이 이제 기술될 것이다. HD Radio^TM 전 디지털 FM 모드(MP4)는 어떠한 FM 아날로그 신호도 존재하지 않는 활성 부반송파를 갖는 전체 ±200 kHz의 대역폭을 채운다. ±100 kHz 내의 새로운 2 차 부반송파는 ±100 kHz 이하의 1 차 부반송파의 공칭적으로 20 dB로 감소된 레벨에서 전송된다. 이는 OFDM 데이터 벡터의 제 2 차 부반송파 (빈)의 스케일링이 2 진 데이터에 대해서 사용된 경우이다. 이전에 개시된 바와 동일한 PAR 감소 알고리즘이 적용될 수 있지만, 대부분 외부 2 차 부반송파에서의 상대적 왜곡은 증가된다. 이러한 상대적 왜곡의 증가는 레벨이 20 dB 만큼 높은 근처의 1 차 부반송파의 변조 간 왜곡 때문이다. 추가적 제약이 이 2 차 부반송파에 적용되어 이러한 증가된 상대 왜곡을 더 감소시킨다.

2 차 부반송파를 입력 OFDM 심볼 데이터 벡터로 제약함으로써 2 차 부반송파에서의 임의의 왜곡을 억제할 수 있지만, 이는 매우 제약성이 강하여 시간 영역 신호에서 피크 재성장을 증가시킬 수 있다. 그러나, 이전에 언급된 제약은 왜곡 값들이 임계치(가령, 0.85)에서의 마진에 대한 제약이 부여될지라도 상대적으로 큰 값이 될 수 있게 한다. 이러한 왜곡으로 인해서 공칭 1.0 값보다 큰 왜곡 성분에 의해서 부반송파 전력이 크게 증가한다. 이러한 문제의 해법은 1 차 부반송파에 대해 이전에 기술된 바와 같이 집합체를 먼저 제약하는 것이다. 추가적 제약이 제약된 새로운 집합체 값이 새롭게 제약된 출력과 입력 OFDM 심볼 데이터 벡터의 평균이 되는 2 차 부반송파에 대해서 부여된다. 이러한 평균화는 큰 왜곡 값을 감소시키며 이로써 생성되는 왜곡은 1 차 부반송파에 유사(비례)하게 된다. 가중치 부여된 평균이 사용되어 왜곡 감소의 정도를 조절할 수 있다. 시뮬레이션은 이러한 처리가 효과적임을 보였다. 시뮬레이션의 결과는 도 15, 도 16 및 도 17에 도시되어 있다. 도 15에서, 디지털적으로 변조된 신호는 참조 부호 118로 표시되고, 마스크는 120 으로 표시된다. 2 차 부반송파에 대한 QPSK 집합체 S을 제약하는 알고리즘은 다음과 같다.

2 차 부반송파에 대한 QPSK 집합체의 제약

이와 다르면, QPSK_n 을 변경되지 않은 상태로 유지하라.

전 디지털 모드에 대한 PAR 감소 성능은 2 차 부반송파에 대한 추가 제약으로 인해서 혼성 모드의 경우보다 작다. 그러나, 4 회 반복 후의 6 dB보다 작은 평균 PAR은 최초의 신호에 비해서 4 dB 이상 개선된 것이다.

선택사양적 등화 보상 단계는 HPA 출력 필터링을 위해서 사용될 수 있다. 송신기 출력에서의 선형 왜곡은 대역 외 방출의 감소 또는 안테나 결합에 의한 출력 네트워크에서의 추가 필터링 및 한정된 HPA 대역폭으로부터 기인될 수 있다. 선형 등화기가 HPA 앞에 배치되어서 이러한 효과를 보상할 수 있다. 그러나, PAR 감소 알고리즘을 사용하는 송신 시스템에서, 이러한 보상은 신호의 피크 재성장을 낳는다. 이러한 신호의 피크 재성장은 신호의 진폭 및 위상이 PAR 알고리즘에서 근소하게 수정되어 피크에서 실제로 소거되어버리기 때문에 발생한다. PAR 알고리즘 외측에 적용된 등화 단계는 상기 위상 및 진폭 관계를 변화시킬 것이며, 이 단계에서는 피크가 동일한 방식으로 소거되지 않는다. 이러한 등화 단계를 이전에 기술한 PAR 알고리즘 이전에 배치하는 것은 비효율적인데, 그 이유는 PAR 알고리즘이 등화 상태를 원상태로 복구시킬 것이기 때문이다. 그러나, 등화를 포함하는 PAR 알고리즘에 대한 수정은 효과적일 수 있다.

등화 보상은 각 부반송파(활성 또는 비활성)에 대한 복소수 출력 이득(선형 왜곡) 값의 역수를 포함하는 (OFDM 심볼 입력 벡터와 동일한 크기를 갖는) 벡터를 사용한다. 이 입력 벡터의 각 원소는 등화 벡터의 각 대응하는 원소에 의해서 승산되어서 등화된 입력 OFDM 심볼 데이터 벡터가 산출된다. 상술한 알고리즘에서 OFDM 변조 및 복조 단계는 그대로 유지되지만, 결과적으로 생성되는 OFDM 심볼 시간 영역 샘플들은 등화로 인해서 다소 상이해진다. PAR 알고리즘 내의 등화 단계는 이 알고리즘 단계의 몇 단계에서 제거 또는 복구되며 이로써 OFDM 심볼 벡터 상에 부여된 QPSK 제약이 등화 상태를 원상태로 복구하지 않도록 된다. 이러한 등화 보상 및 제거 알고리즘의 실례는 다음과 같다.

등화 보상 단계

등화 보상 제거 단계

EQ_OFDM_symbol_vector = 입력된 다음 OFDM 심볼 벡터(가령, 2048 개의 복소수 원소들)

이 알고리즘은 등화 단계 없이도 PAR 알고리즘과 동일한 방식으로 각 반복 단계에서 피크를 계속적으로 감소시킬 수 있다는 효과가 있다. 그러나, 등화 단계는 PAR 감소 과정을 통해서 보존된다. 시뮬레이션 결과는 위상 등화 단계를 갖는 PAR 감소 성능은 등화 보상이 없는 성능과 통계적으로 동일함을 확증하였다. 이는 왜곡 및 피크가 반복적으로 보정되고 동일한 방식으로 수렴하기 때문으로 예상된다. 그러나, 큰 진폭 등화를 갖는 PAR 감소는 다소 영향을 받을 수 있는데 그 이유는 이러한 경우로 인해서 후속하는 필터링 효과의 강도에 따라서 등화된 출력의 실효 전력을 변경될 수 있기 때문이다. 가령, 큰 개수의 부반송파가 HPA 출력에서 20 dB 만큼 감쇄된다면, 이 등화는 이들 부반송파를 보상하기 위해서 그에 비례하게 보다 많은 전력을 요구할 것이다. 상이한 등화된 레벨을 갖는 모든 부반송파에 걸친 변조 간 왜곡의 상호작용은 잠재적 PAR 감소에 다소 영향을 줄 것이다. 또한, 강한 선형 왜곡은 이러한 알고리즘에서 보상되지 않는 심볼간 간섭 및 OFDM 반송파 간 간섭을 낳을 수 있다. 그러나, 강하게 필터링된 HPA 출력 신호에 대한 등화는 주의를 기울이면 사용될 수 있어야 한다.

몇몇 애플리케이션에서, 원하는 등화는 소정의 고정 벡터이지 않을 수 있다. 필터링 및 안테나/HPA 출력 네트워크 임피던스 정합은 온도, 눈(snow) 및 시간 경과(aging)에 의해서 변화될 수 있다. 피드백 신호가 사용되어서 PAR 감소 알고리즘에서 사용되는 등화 벡터를 적응적으로 갱신할 수 있는 필터링의 특성을 갱신할 수 있다. 이 피드백 신호는 이 신호가 다중 경로 왜곡에 의해 영향을 받지 않게 되는 여기자 근방의 위치에 존재하는 수신기(안테나)로부터 유도되고, 이로써 수신기는 전송된 신호의 선형 왜곡 및 필터링의 효과를 측정할 수 있다. 이 측정된 선형 왜곡은 PAR 알고리즘에서 사용될 등화 벡터로 변환될 수 있다.

AM/PM 보상 기능은 HPA에 의해 유도된 AM/PM을 부분적으로 보상하기 위해서 사용된다. AM/PM은 일반적으로 HPA 내의 신호가 포화 상태로 근접할 때에 시간 영역 신호 피크에서의 근소한 지연에 의해서 특성화된다. PAR 감소 반복 과정 내에서 이러한 효과를 모델링함으로써, AM/PM 저하는 감소될 수 있다. AM/PM 보상은 이전에 기술된 선형 왜곡에 대한 등화 보상보다 약간 더 복잡하다. 이는 AM/PM 변환의 효과가 OFDM 심볼 시간 영역 샘플의 순간적 크기에 의존하기 때문이다. 그러나, AM/PM은 PAR 감소 알고리즘에서 유도될 수 있으며 최종 생성된 집합체를 정상적인 방식으로 제약하는 반복 과정을 통해서 보상될 수 있다. AM/PM 변환은 알고리즘에서 OFDM 변조 단계 바로 이후에 도입될 수 있다. 공교롭게도 피크가 각 반복 단계에서 감소되기 때문에 이러한 경우에서는 다루어야 하는 수렴 문제가 존재하게 된다. 피크가 AM/PM 변환에 의해서 가장 영향을 많이 받기 때문에, 이러한 효과는 각 반복 시에 변경될 것이다. 고려해야 하는 2 가지 측면이 있는데, 첫째는 AM/PM 변환이 시간 영역 샘플에 영향을 줄 때에 AM/PM 변환의 모델링이며, 둘째는 각 반복 동안 피크의 변화에 있어서 보상의 수렴 정도를 개선하는 방법이다.

특정 HPA에 대한 AM/PM 변환은 보상 시에 장점을 달성하기 위해서 정확하게 특성화되어야 한다. 이러한 특성화는 순간적 크기의 함수로서 시간 지연의 단위로 변환될 수 있어야 한다. 이러한 특성화의 실례가 도 18에 도시되어 있다. AM/PM 변환의 편리성을 위해서, 시간 단위는 크기의 함수로서 지연의 샘플의 측면에서 특성화될 수 있으며 보상될 최대 지연은 1 신호 샘플로 한정된다(HD Radio^TMFM 시스템에 대한 2160 개의 샘플/OFDM 심볼). 이러한 AM/PM 변환의 효과는 각 복소수 OFDM 심볼 시간 영역 샘플을 다음 샘플로 "스미어링(smearing)"하는 것이며, 이 스미어링은 샘플 크기의 함수이다. AM/PM 변환의 실례가 도 18에 도시되어 있으며, 신호에 대하여 AM/PM 변환을 부여하는데 사용되는 알고리즘의 실례는 다음과 같다.

수렴 기준이 없는 AM / PM 변환 알고리즘

; 이 샘플에 대한 스미어링 값을 결정함

; ampm의 함수로서 샘플을 스미어링함

이러한 알고리즘은 각 샘플에 대한 AM/PM 변환의 동적 함수인 계수를 갖는 비선형 FIR 필터로서 동작한다. 그러나, 필요하다면 원하는 효과를 달성하기 위해서 보다 복잡하고 정교한 모델이 생성될 수 있다. 이러한 간단한 알고리즘에 있어서 주요한 쟁점은 알고리즘의 각 반복 시에 변하는 피크 문제 및 이의 허용가능한 PAR 감소로의 수렴에 대한 영향이다. 수렴 문제를 개선하기 위해서, 완벽한 효과가 부여되는 최종 반복 단계까지 각 반복과 함께 AM/PM 변환의 효과를 점진적으로 증가시키도록 알고리즘이 수정된다. 이는 변환의 실제 값을 현재의 반복 회수 및 최종 반복 회수로 승산함으로써 달성될 수 있다. 시뮬레이션 결과는 이렇게 하면 수렴 문제가 크게 개선되어서 보다 낮은 PAR을 달성할 수 있음을 드러내었다. 수정된 AM/PM 알고리즘의 실례는 다음과 같으며, 이 실례에서는 도 18의 세 제곱된 크기에 비례하는 AM/PM 변환이 사용된다.

수렴 기준이 없는 AM / PM 변환 알고리즘

; 이 샘플에 대한 스미어링 값을 결정함

; ampm의 함수로서 샘플을 스미어링함

몇몇 애플리케이션에서, 원하는 AM/PM 변환 보상은 소정의 고정된 함수가 아닐 수 있다. 피드백 신호는 AM/PM 함수 또는 이 함수에서의 파라미터를 갱신하는데 사용될 수 있다. 시뮬레이션 결과가 이 실례에 있어서 합리적으로 양호한 성능을 보였지만, 실제적 특성은 특정 HPA에 있어서 양호한 결과를 산출하기 위한 다른 수정을 필요로 할 수 있다. 이는 AM/PM 변환이 양호한 성능을 달성하도록 충분하게 안정되거나 정확하게 특성화되지 않는 경우이다. 그러므로, 이는 임의의 특정 HPA 타입에 대해서 테스트되어야 한다.

본 발명은 OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법을 제공한다. 이 방법은 데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터(집합체 지점)를 복구하는 단계와, 상기 새로운 입력 데이터 심볼 벡터를 상기 한정의 부의 효과를 최소화하도록 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하는 단계와, 대역 외 누설을 억제하는 단계와, 제약된 OFDM 심볼 데이터 벡터를 재변조하는 단계를 포함한다. 이러한 과정이 상술한 알고리즘의 후속하는 반복에 의해서 수행되어서 PAR 비율을 더 감소시킨다. 다양한 방법이 제안되었지만, 이 방법은 원하지 않는 대역 외 방출을 제어하면서 PAR을 감소시키는 개선된 성능을 제공한다. 또한, 이 방법은 HPA 출력 네트워크에 의해서 유발된 선형 필터형 왜곡의 효과를 보상하고 비선형 신호 압축에 대해서는 부분적으로 보상하는 등화 단계 및 PAR 감소된 신호의 피크 아래의 AM/PM 변환 단계를 PAR 감소 알고리즘 내부에 포함한다.

본 발명은 FM HD Radio^TM 시스템에서 사용될 수 있는 바와 같은 OFDM 신호를 사용하는 전자 신호의 PAR을 감소시키는 분야에 적용될 수 있다. 또한, 본 발명은 PAR 감소 알고리즘 내부에 신호를 등화하여 HPA 출력 네트워크(필터)에 의해 유발된 선형 왜곡을 보상하는 수단을 제공한다. AM/PM 변환과 같은 비선형 왜곡에 대한 다른 보상 기술이 또한 언급될 수 있다. iBiquity Digital Corporation's HD Radio^TM 시스템에 대한 PAR 감소 성능의 최적화가 본 기술의 실례 및 애플리케이션으로서 언급될 수 있다.

이 알고리즘은 시뮬레이션되어서 양호한 성능을 보였다. 개선된 특징은 대역 외 스펙트럼 마스크, 상이한 부반송파 레벨을 갖는 전 디지털 시스템에서의 2 차 부반송파에 대해 개선된 성능, HPA 출력 네트워크의 등화에 대한 선택 사양 및 AM/PM 변환 보상을 제공한다.

본 발명은 스펙트럼 마스크를 사용하여 대역 외 방출을 제어한다. 일 실시예에서, 개선된 알고리즘 파라미터는 보다 양호한 성능을 산출한다. 기준 부반송파 집합체는 무시할만한 피크 재성장으로 복구될 수 있다. 선형 왜곡의 등화는 HPA 출력 네트워크에 의해서 도입될 수 있다. 수렴 기준이 사용되어서 하부 레벨 2 차 부반송파의 왜곡을 감소시킬 수 있다. AM/PM 왜곡의 효과는 억제될 수 있다. 이러한 모든 개선 사항은 피크 재성장을 유발할 수 있는 PAR 알고리즘 후에 수행되는 대신에 PAR 보정 반복 과정 내에 수행될 수 있다.

본 발명은 몇 개의 실시예로 기술되었지만, 본 기술 분야의 당업자에게는 다양한 변경이 다음의 청구 범위에서 제안된 바와 같은 본 발명의 범위 내에서 개시된 실시예들에 대해서 가해질 수 있음이 자명할 것이다.

Claims

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법으로서,

데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 단계와,

상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 단계와,

상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 단계와,

상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하는 단계와,

사전결정된 마스크 내에 놓이도록 대역 외 스펙트럼 성분을 제약하는 단계와,

상기 제약된 데이터 심볼 벡터를 재변조하는 단계를 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 항의 단계들이 반복되어 상기 OFDM 신호의 피크 대 평균 전력 비율을 더 감소시키는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하는 단계는,

상기 임계치를 상기 임계치보다 작은 값을 갖는 상기 왜곡된 입력 벡터의 비트로 할당하는 단계를 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

사전결정된 마스크 내에 놓이도록 대역 외 스펙트럼 성분을 제약하는 단계는,

상기 마스크를 비활성 부반송파에 적용하는 단계를 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호 를 생성하는 단계 이전에, 상기 데이터 심볼 벡터의 세트를 등화하는 단계와,

상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 단계 이후에, 상기 데이터 심볼 벡터의 세트의 등화를 제거하는 단계와,

상기 제약된 데이터 심볼 벡터를 재변조하는 단계 이전에, 상기 데이터 심볼 벡터의 세트의 등화를 복구하는 단계를 더 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 등화 단계는 각 부반송파에 대한 복소수 출력 이득의 역수를 포함하는 벡터를 사용하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 벡터를 적응적으로 갱신하는 단계를 더 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

진폭 및 위상 변조 왜곡에 대해서 상기 제 1 변조 신호를 보상하는 단계를 더 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 단계는,

역 고속 푸리에 변환을 상기 데이터 심볼 벡터에 대해서 수행하는 단계와,

주기적 프리픽스(cyclic prefix), 가드 대역(guard band) 및 제곱 근 코사인 윈도우(a raised root cosine window)를 상기 변조 신호에 인가하는 단계를 포함하는,

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제 9 항에 있어서,

상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 단계는,

상기 주기적 프리픽스에 가중치를 부여하고 폴딩하는(folding) 단계와,

상기 데이터 심볼 벡터의 고속 푸리에 변환(FFT)을 계산하는 단계를 포함하 는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 단계는,

소프트 클립핑 또는 압축 모델링을 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하는 단계는,

상기 데이터 심볼 벡터의 실제 성분 및 가상 성분에 대해 최소치를 부여하는 단계를 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 부반송파 세트는 데이터 부반송파 및 기준 부반송파를 포함하며,

상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하는 단계는,

상기 데이터 부반송파 상으로 반송된 상기 데이터 심볼 벡터의 실제 성분 및 가상 성분에 대해 최소치를 부여하는 단계와,

상기 기준 부반송파 상으로 반송된 상기 데이터 심볼 벡터의 실제 성분과 가상 성분을 보정하는 단계를 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제약된 데이터 심볼 벡터 및 상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 평균화하는 단계를 더 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 14 항에 있어서,

평균은 가중치 부여된 평균인,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 OFDM 신호는 기준 부반송파를 포함하며,

상기 기준 부반송파 상의 기준 신호를 상기 기준 신호의 최초 신호로 복구하는 단계를 더 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 방법.
OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 송신기로서,

데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 변조기와,

상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 리미터와,

상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 복조기와,

상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하고, 사전결정된 마스크 내에 놓이도록 대역 외 스펙트럼 성분을 제약하는 처리기와,

상기 제약된 데이터 심볼 벡터를 재변조하는 재변조기를 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 송신기.
제 17 항에 있어서,

상기 변조기에 선행하여, 상기 데이터 심볼 벡터의 세트를 등화하는 등화기를 더 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 송신기.
제 17 항에 있어서,

진폭 및 위상 변조 왜곡에 대해서 상기 제 1 변조 신호를 보상하는 보상기를 더 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 송신기.
OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 송신기로서,

데이터 심볼 벡터의 세트로 부반송파 세트를 변조하여 제 1 변조 신호를 생성하는 수단과,

상기 제 1 변조된 신호의 크기를 한정하여 제 1 한정된 변조 신호를 생성하는 수단과,

상기 제 1 한정된 변조 신호를 복조하여 왜곡된 입력 심볼 벡터를 복구하는 수단과,

상기 왜곡된 입력 심볼 벡터를 최소 임계치보다 큰 값 또는 동일한 값으로 제약하여 제약된 데이터 심볼 벡터를 생성하고, 사전결정된 마스크 내에 놓이도록 대역 외 스펙트럼 성분을 제약하는 수단과,

상기 제약된 데이터 심볼 벡터를 재변조하는 수단을 포함하는,

OFDM 신호에서 피크 대 평균 전력 비율을 감소시는 송신기.