JP4744452B2 - Ｆｍｏｆｄｍ送信のためのピーク対平均電力比の減少方法及び送信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線周波数信号の信号処理に係り、さらに詳細には、直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）無線周波数信号におけるピーク対平均電力比（ＰＡＲ）を減少させる信号処理に係る。

ＨＤラジオ（登録商標）によるデジタル放送は既存のアナログ放送フォーマットより優れたデジタル品質の音声を提供するメディアである。ＡＭとＦＭの両方のＨＤラジオ（登録商標）信号を、デジタル変調信号が現在放送中のＡＭまたはＦＭ信号と共存するハイブリッドフォーマットかまたはアナログ信号が存在しない全デジタルフォーマットで送信することが可能である。インバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）ＨＤラジオ（登録商標）方式は、各ＨＤラジオ（登録商標）信号が既存の割当てＡＭまたはＦＭチャンネルの同一スペクトルマスク内で同時に送信されるため、新しいスペクトルの割当てを必要としない。ＩＢＯＣ ＨＤラジオ（登録商標）は、放送事業者がデジタル品質の音声をそれらの現在の視聴者ベースに提供できるようにしながらスペクトル経済性を改善するものである。ＨＤラジオ（登録商標）デジタル放送方式は、本願の一部として引用する米国特許第６，５４９，５４４号に記載されている。

１つの提案方式であるＦＭ ＨＤラジオ（登録商標）放送方式は、一組の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）サブキャリアによりデジタル信号を送信する。ＯＦＤＭ変調は、多数の個々の直交離隔サブキャリアにわたって情報記号のベクトルを並列変調する周知の変調技術である。ＯＦＤＭ信号は等間隔の種々の周波数で変調される多数のサブキャリアを含み、それらは互いに直交関係にある。ＯＦＤＭ変調は、種々のタイプのマルチパス及び線形歪みを経験するチャンネルを介して送信を行うための有効な手段であることが判明している。この方式によると、通常のチャンネル条件の下では種々のサブキャリアは互いに干渉しない。

従来の直列変調（ＯＦＤＭでない）では、多数（例えば、１００個）のＱＰＳＫ記号（２００ビット）が全時間インターバルＴにわたり１００個の複素ＱＰＳＫ記号の時系列に変調される。これとは対照的に、ＯＦＤＭでは、これらの記号を１つのベクトルにグループ化し、ＱＰＳＫ記号を各々が単一ＱＰＳＫ記号を変調する１００個のサブキャリアとして並列に送信する。この例の並列ＯＦＤＭサブキャリアはそれぞれ、直列ＱＰＳＫ帯域幅のほぼ１００分の１を占有し、ほぼ同じ時間Ｔにまたがる。直列及びＯＦＤＭ送信の帯域幅及びスループットはほぼ同じである。時間及び帯域幅に小さな相違があるのは、大抵直列送信のためのチャンネルフィルタリング及びＯＦＤＭの場合のガード時間（存在すれば）の結果である。

フィルタリングのないＱＰＳＫ変調では、信号の大きさは一定で位相だけが変調される。そのため、ピーク対平均電力比（ＰＡＲ）は１であり、送信機の高電力増幅器（ＨＰＡ）の電力効率が高い。より一般的なフィルタリング付きＱＰＳＫ（即ち、平方根ナイキストフィルタリング）では、変調済み信号の小振幅の変調成分が発生するが、ＰＡＲは小さく（典型的には１または２ｄＢ）、ＨＰＡ効率は高いがフィルタリングのないＱＰＳＫほどではない。

ＯＦＤＭ変調を行うかかるシステムの送信信号の大きさには時として非常に高いピークが存在することがある。従って、これらの送信機に使用される線形電力増幅器は、帯域外放射電力が適用されるマスクの限界値以下になるように大きな電力バックオフで動作させる必要がある。このため増幅器が高価で非効率なものとなる。多数のサブキャリアについては、ＯＦＤＭ信号の各複素次元（同相及び直角位相）はガウス分布に近づく。その結果、信号の大きさ（電力の平方根）確率密度関数（ＰＤＦ）がレイリーの分布に近づく。

レイリーの分布は理論的には無限のピークを有するが、ＯＦＤＭのピークは並列サブキャリアの数により制限される（例えば、１００個では２０ｄＢ）。より実際的には、典型的なピークを約１２ｄＢに制限することができるが、それはレイリーのＰＤＦのありそうもないテール部（例えば、１２ｄＢ ＰＡＲより大きい）のクリッピングにあたり歪みがほとんど発生しないからである。ＨＰＡの出力効率はピーク歪みを最小限に抑えるために大きな出力バックオフが必要なため影響を受ける。このピーク歪みはサブキャリア変調波を歪ませる（ノイズを加える）だけでなく、相互変調歪みによる望ましくない帯域外放射が起こる。この漏洩は所期の占有スペクトルのすぐ外側で最も大きいため、ＨＰＡ出力の後でフィルタにより抑制するのが特に困難である。従って、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比（ＰＡＲ）を減少する必要がある。

いくつかの異なるタイプのＰＡＲ減少方式が提案されている。一部の方式ではサブキャリアのさらなる符号化または位相回転が必要である。しかしながら、これらのＰＡＲ減少方式では、行った操作を復調時に元に戻すための信頼性の高いサイド情報が必要であり、そのためそれほど魅力的とはいえない。別のタイプのＰＡＲ減少方式として、ＰＡＲを減少させ、帯域外放射を抑制するために信号をクリッピングし予め歪ませる（即ち、限定する）ための反復的アルゴリズムに頼るものがあるが、これは付加的なサイド情報を必要としない。これらの方式は、２０００年１０月３日付け米国特許６，１２８，３５０号（発明者：A. Shastri & B. Kroefer；発明の名称：”Method and Apparatus for Reducing Peak to Average Power Ratio in Digital Broadcasting Systems”）及びB. Krongold & D. Jonesの論文”PAR Reduction In OFDM Via Active Constellation Extension”, IEEE Trans. Broadcasting, Vol. 49, No. 3, pp.258-268, Sept. 2003に記載されている。

本発明は、ＦＭ ＨＤラジオ（登録商標）方式において使用されるようにＯＦＤＭを用いて電子信号のＰＡＲを減少する方法を提供する。

発明の概要

本発明は、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比を減少させる方法であって、一組のサブキャリアを一組のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調済み信号を発生させ、第１の変調済み信号の大きさを制限して第１の制限された変調済み信号を発生させ、第１の制限された変調済み信号を復調して歪みのある入力記号ベクトルを復元し、歪みのある入力記号ベクトルを最小しきい値より大きいかそれに等しい値に限定して限定済みデータ記号ベクトルを発生させ、帯域外スペクトル成分を所定のマスク内に収まるように限定し、限定済みデータ記号ベクトルを再変調するステップより成るＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比の減少方法を提供する。

本発明は、別の局面において、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比を減少する送信機を提供する。この送信機は、一組のサブキャリアを一組のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調済み信号を発生させる変調器と、第１の変調済み信号の大きさを制限して第１の制限された変調済み信号を発生させる制限器と、第１の制限された変調済み信号を復調して歪みのある入力記号ベクトルを復元する復調器と、歪みのある入力記号ベクトルを最小しきい値より大きいかそれに等しい値に限定して限定済みデータ記号ベクトルを発生させ、帯域外スペクトル成分を所定のマスク内に収まるように限定するプロセッサと、限定済みデータ記号ベクトルを再変調する再変調器とより成る。

図面を参照して、図１はハイブリッドＦＭ ＩＢＯＣ ＨＤラジオ（登録商標）信号１０の信号成分の周波数割当て及び相対的電力スペクトル密度を示す概略図である。このハイブリッドフォーマットは、電力スペクトル密度がチャンネルの中心周波数帯域部分１６の三角形１４により表される従来のＦＭステレオアナログ信号１２を含む。典型的なアナログＦＭ放送信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）は中心周波数からの勾配が約０．３５ｄＢ（ｋＨｚ）のほぼ三角形の形状である。アナログＦＭ信号の両側の上側波帯１８及び下側波帯２０には複数の等間隔デジタル変調サブキャリアが位置し、アナログＦＭ信号と同時に送信される。全てのキャリアは米国連邦通信委員会のチャンネルマスク２２内に収まる電力レベルで送信される。図１の垂直軸は、より一般的な平均電力スペクトル密度でなくてピーク電力スペクトル密度を示す。

提案された１つのＦＭハイブリッドＨＤラジオ（登録商標）変調フォーマットでは、図１の上側波帯及び下側波帯に示すように、ホストＦＭ中心周波数から離れる方向に約１２９ｋＨｚ乃至約１９９ｋＨｚのスペクトルを占有する一群の等間隔直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）サブキャリアがホストアナログＦＭ信号の両側に配置されている。このハイブリッド方式では、各側波帯におけるＯＦＤＭ変調サブキャリアの全デジタル信号電力は約−２３ｄＢｃ（ホストアナログＦＭ電力に対して）に設定される。デジタル信号はアナログスペクトルの両側に位置するＯＦＤＭサブキャリア上で送信される。このデジタルＯＦＤＭ信号は、ホストＦＭスペクトルの上方の１９１個のサブキャリアと、下方の１９１個のサブキャリアとを含む。各サブキャリアは３４４．５３１２５Ｈｚの記号レートでＱＰＳＫ変調される。スペクトルのサイドローブを抑制するために、同相及び直角位相のパルスの形状は端縁部においてroot raised cosine状にテーパーしている（過剰時間＝７／１２８）。このパルス形状により直交サブキャリア周波数の間隔は３６３．３７２８Ｈｚとなる。

ハイブリッド信号のデジタル変調部分は、全デジタルＩＢＯＣ ＤＡＢフォーマットで送信される全デジタルＤＡＢ信号の部分集合である。図２は、提案された全デジタルＦＭ ＤＡＢフォーマット（番号２４で示す）におけるＯＦＤＭデジタルサブキャリアのスペクトル配置及び相対的信号電力密度レベルを示す。図１のアナログＦＭ信号は、中心周波数帯域２８に位置する拡張全デジタル信号２６と呼ぶ、オプションとしての別の群のＯＦＤＭサブキャリアにより置換されている。再言するが、等間隔のＯＦＤＭサブキャリアは上側波帯３０と下側波帯３２にある。図２の全デジタルフォーマットの側波帯は図１の側波帯よりも広い。さらに、全デジタルＩＢＯＣ信号の側波帯の電力スペクトル密度レベルは、ハイブリッドＩＢＯＣ側波帯で許容されるよりも約１０ｄＢ高い値に設定される。これにより全デジタルＩＢＯＣ信号に性能上の有意な利点が得られる。さらに、拡張全デジタル信号の電力スペクトル密度はハイブリッドＩＢＯＣ側波帯の電力密度よりも約１５ｄＢ低い。これにより、隣接するハイブリッドまたは全デジタルＩＢＯＣ信号の干渉問題が最小限に抑えられるか解消されると共に他のデジタルサービスのための別の能力が提供される。

図２の全デジタルモードはハイブリッドモードの論理的延長であり、以前中央の±１００ｋＨｚ領域を占有していたアナログ信号が低レベルのデジタルサブキャリアにより置換されている。低レベルキャリアの両側には２つのデジタル側波帯があるが、これらの側波帯はハイブリッドモードとは帯域幅が約１００ｋＨｚに増加し電力が約１０ｄＢだけ増加する点で異なる。提案された全デジタル方式は各側波帯の２６７個のキャリアと、中心の５５９個のキャリアとを含む。各デジタルサブキャリアはＱＰＳＫ変調される。同相及び直角位相のパルスの形状はスペクトルのサイドロープを抑制するために端縁部においてroot raised cosine状にテーパーしている（過剰時間＝７／１２８）。このパルス形状により直交サブキャリア周波数間隔が３６３．３７２８Ｈｚとなる。送信される信号の電力スペクトル密度は全デジタルＦＭ ＩＢＯＣマスク内に十分に収まる必要がある。

図１及び２は、ＦＭ ＨＤラジオ（登録商標）方式のハイブリッド及び全デジタル信号を帯域外の放射を規制するそれらの提案されたスペクトルマスクと共に示す。理想的な信号はこれらのマスク内に閉じ込められるが、高電力増幅器（ＨＰＡ）の圧縮またはピーククリッピングのような非線形歪みが帯域外の放射を発生させるため、ＨＰＡの効率的な動作のためにはそれを制御する必要がある。

図３は、ＯＦＤＭ変調器とＨＰＡとの間に挿入されるＰＡＲ減少アルゴリズムを含む送信機システムの単純化された機能ブロック図である。この送信機４０はＯＦＤＭ記号データベクトルを発生する記号発生器４２を有し、これらのベクトルは作用中の各サブキャリア上で送信される情報を含む一群の直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）データ記号より成る。これらの記号は変調器４４へ送られるが、そこで各ＯＦＤＭ記号データベクトルが変調されて、デジタル時間領域信号サンプル（規準化済み）が発生する。この変調はデータ記号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＰ）に通してＯＦＤＭ変調を実現することを含む。変調済み信号には、巡回プレフィックスがroot raised cosine窓関数と共に適用される（過剰時間＝７／１２８）。このＩＦＦＴと窓関数適用動作の組み合わせを、以下においてＯＦＤＭ変調器と呼ぶ。ＯＦＤＭ変調器の変調済み出力はＰＡＲ減少アルゴリズム４６へ入力として送られる。このブロックの出力４８は、高出力増幅器５０により増幅されると、ＰＡＲが減少した形でアンテナ５２により送信される信号を形成する。

図４は、ＰＡＲ減少アルゴリズムの主要ステップを示すトップレベルのフローチャートである。このフローチャートはブロック６０でスタートするが、ＯＦＤＭ記号データの入力動作から各ＯＦＤＭ記号について変調済みでＰＡＲが減少した時間領域信号サンプルを出力する動作までを示す。記号データベクトル入力ブロック６２は、入力がＯＦＤＭ記号につき作用中の各ＱＰＳＫサブキャリアのビット対より成るデータベクトルであることを示す。これはＯＦＤＭ変調の前の各ＦＦＴがビン（サブキャリア）の周波数領域の表示とみることができるが、ＦＦＴは複素時間領域信号ブロックをサンプルレート帯域幅にわたり均等に離隔する複素周波数成分ビンに変換する。作用中の各ビンはそのビン（サブキャリア）上のＱＰＳＫ変調の複素二進数で表される。信号レベルを意図的に減少させた作用中のビンは他の二進セットのレベルにスケーリングすることが可能である。作用中でないビンは０に設定される。

等化補償ブロック６４はオプションとしての等化補償ステップを示す。線形歪み（フィルタリング）が送信機の出力回路網（ＨＰＡ出力）において有意な要因であれば、等化補償によりＨＰＡへの入力を予め訂正することが可能である。等化補償は各サブキャリアの複素出力利得の逆数（線形歪み）を含むベクトル（入力ベクトルと同じサイズ）を用いる。各ビンに関連する複素利得は複素数であり、これは事実上、元の複素周波数サンプル（ビン）を逓倍した（歪ませた）ものである。入力ベクトルの各要素は等化ベクトルの対応する各要素を乗算して等化済み入力記号データベクトルを与える。

ＯＦＤＭ記号変調ブロック６６は、入力記号データベクトルが各ＯＦＤＭ記号について時間領域信号に変換されることを示す。この変換は逆複素高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）のより実行されるが、その後、記号の端部をルートナイキスト(root-Nyquist)パルス状でテーパーする前に出力ベクトルの端部に所定のガード時間を有する循環プレフィックスが付加される。このガード時間、巡回プレフィックスの延長及び窓関数の適用は、マルチパス干渉が存在する際の信号性能を改善するだけでなく、サブキャリアの周波数サイドローブを抑制して帯域外放射を減少させる。

ＰＡＲ減少アルゴリズムの反復ブロック６８は変調済みＯＦＤＭ記号のＰＡＲの減少に使用されるアルゴリズムを表す。これらのアルゴリズムの詳細については後で説明するが、図５のフローチャートに示されている。

ＯＦＤＭ記号出力ブロック７０はＰＡＲが減少されたＯＦＤＭ信号の時間領域サンプルを出力する。その後、このプロセスはそれに続くＯＦＤＭ記号について継続される。

図５は、図４のＰＡＲ減少アルゴリズムの反復ブロック６８をさらに詳細に示すフローチャートである。このフローチャートの入力７２は変調済みＯＦＤＭ記号の時系列であるが、出力７４はこれらの記号のＰＡＲが減少されたバージョンである。この反復アルゴリズムは、周波数領域（記号ベクトル）の歪み及び帯域外放射を受け入れ可能なレベルに限定しながら記号のＰＡＲを減少するように継続する。何回か反復した後、アルゴリズムは受け入れ可能なＰＡＲの妥協レベルに収束し、それと共に歪が受け入れ可能なレベルに限定される。

ブロック７６はオプションとしてのＡＭ／ＰＭ補償を表す。この機能を用いてＨＰＡにより導入されるＡＭ／ＰＭ歪みを部分的に補償することができる。ＡＭ／ＰＭは、一般的に、ＨＰＡの信号が飽和状態に近づく時の時間領域信号ピークのわずかな遅れにより特徴付けられる。この効果をＰＡＲ減少反復プロセス内でモデル化することにより、ＡＭ／ＰＭの劣化を減少することができる。

信号大きさクリッピングブロック７８は、複素時間領域ＯＦＤＭ記号サンプルの大きさを所定の値（例えば、ｒｍｓレベルの１．５倍または３．５２ｄＢ ＰＡＲ）にクリッピング（制限）する機能を表す。ピーク対平均電力の減少はピークの大きさをクリッピングまたは制限することにより達成される。各サンプルの位相は保持される。このクリッピングプロセスにより歪み及び帯域外放射が導入されるが、これらは反復内の周波数領域処理において後で補正される。

ＯＦＤＭ信号復調ブロック８０は上述したＯＦＤＭ記号変調プロセスの逆である復調プロセスを示す。復調ステップは重み付けと、記号時間の端部（前の変調ステップにおいて巡回プレフィックスが付加された所）の折り畳みと、ＦＦＴを計算して入力記号データベ
クトルの幾分か歪んだバージョンを与えるその後のステップを含む。

等化（等化・補償が作用中であれば）除去ブロック８２は、図４のオプションとして周波数領域等化補償が実行されている場合に、この等化をこの反復されるアルゴリズムの次のステップの一部のために一時的に除去する必要があることを示す。等化除去に用いるベクトルは元の等化ベクトルと同様であるが、全ての要素は元の等化ベクトルの逆である。

ＱＰＳＫコンスタレーション限定・マスク適用ブロック８４は前の信号クリッピングプロセスにより導入される有意な歪みの除去を示す。クリッピングにより生じる相互変調歪みが記号ベクトルの全ての周波数ビン内にノイズ（歪み）を導入する。この機能は歪み成分を受け入れ可能なレベルに限定するものである。この歪みは完全になくすることはできないが、それはピークが時間領域信号に復元されるという望ましくない効果が生じるからである。その代わりに、歪みは、ＱＰＳＫ復調性能の劣化を最小限に抑え且つ帯域外放射を予め規定された帯域外放射マスクベクトルに基づく受け入れ可能なレベルに抑制するように調整される。このプロセスについては後でさらに詳説する。このプロセスにより時間領域信号のピークが再び部分的に増加する。ＰＡＲアルゴリズムを多数回反復すると、相互変調積を受け入れ可能なレベルに限定しながらピークを最小限に抑えるように収束する傾向がある。

等化復活（等化・圧縮が作用中であれば）ブロック８６は、前のステップにおいてオプションとしての周波数領域等化補償が実行された場合に、このステップの前の中間ステップに除去されているため等化を復活する必要があることを示す。

ＯＦＤＭ記号変調ブロック８８は入力記号データベクトルの各ＯＦＤＭ記号についての時間領域信号への変換を示す。このステップは図４の同じブロックにおいて説明されている。

最後の反復？ボックス９０は、ＰＡＲが減少されたこのＯＦＤＭ記号について反復アルゴリズムが最後の反復（例えば、所定数が４）で終了することを示す。

変調及び復調ステップは下記のアルゴリズムの説明により示される。

ＯＦＤＭ記号の変調
OFDM_symbol_vector=次のＯＦＤＭ記号ベクトル（例えば、２０４８個の複素要素）を入力；
sig=IFFT(OFDM_symbol_vector)
sigext=sig+append cyclic extension; sigのスタートから１１２個のサンプルを付加（長さ２１６０）
；これはＯＦＤＭ記号の時間領域信号であり、ｗはroot raised cosine窓関数。

ＯＦＤＭ記号の復調
sigout=次のＯＦＤＭ記号ベクトル（例えば、２１６０個の複素要素）を入力；
; これはＯＦＤＭ記号の時間領域信号であり、ｗはroot raised cosine窓関数；
sig=sigのスタートへこれらのサンプルを付加することにより（長さ２０４８）sigの端部から巡回プレフィックス延長部を畳み込む；
OFDM_symbol_vector=FFT(sig).

クリッピングプロセスは複素ＯＦＤＭ記号サンプルの大きさに作用する。便宜的に、入力複素ＯＦＤＭ時間領域信号の公称ＲＭＳ値が１にスケーリングされる。クリッピングの大きさレベルの実効値は実験的に約１．５（３．５ｄＢ ＰＡＲ）に決定された。単位はＲＭＳの大きさ１に前に規準化された複素時間領域サンプルの大きさ（電圧）である。大きさが１．５より小さいサンプルは影響を受けない。しかしながら、大きさが１．５を超えるサンプルは入力サンプルの位相は保持しながら１．５に設定される。クリッピングレベルを超えるサンプルの検出は、平方根の計算を最小限に抑えるために大きさを自乗したサンプルを用いて行うことができる。以下のアルゴリズムを一例として用いることが可能である。

S_n=Re{s_n}+j・Im{s_n} ；次の複素信号サンプルを入力
magsq_n= Re{s_n}²+Im{s_n}² ；大きさの自乗を計算
magsq_n>2.25であれば、s_n= s_n/√magsq_n ；mag>1.5（等価）であればクリップする。

クリッピングのためにソフトとハードな両方の制限関数を用いることができるが、図６のグラフに示すハードな制限関数はこの例では簡単で有効であることが判明している。ＨＰＡに印加されるＰＡＲが減少した最終的な時間領域信号がこれらの減少したピークにおいて依然としてある圧縮を経験すると予想される場合、このクリッピングプロセスにソフ
トなクリッピングまたはＨＰＡの圧縮のモデル化を含める必要がある。ＨＰＡの圧縮を含めることにより、ＰＡＲの反復を行うとこの歪みの影響が減少する。

ソフトクリッピングはハードクリッピングと比べて緩やかな制限関数である。一部のＨＰＡは、信号が制限値まで線形であるハードな制限関数に対して高い値に接近するに従って徐々にピークを圧縮する傾向がある。ＨＰＡの圧縮を正確にモデリングすることが可能であれば、このタイプのクリッピングの方が場合によってはより有効であろう。

図７のグラフは、ＰＡＲ減少アルゴリズムの８回目の反復後のクリッピングプロセスの結果を示す。ＰＡＲ（大きさではない）を示す信号エネルギーは、ＰＡＲ減少アルゴリズムの後のＰＡＲが約４ｄＢであることを示す。ＯＦＤＭ記号は（２０４８からの巡回プレフィックス延長の後）２１６０個のサンプルより成る。３つのプロットは、未処理のＯＦＤＭ信号１００、ＰＡＲが減少した信号１０２及び平均信号電力１０４を含む。平均信号電力は１に等しい。

信号クリッピングプロセスにより導入される有意な歪みは、ＱＰＳＫコンスタレーションを限定しマスクを適用することにより除去される。クリッピングにより生じる相互変調歪みにより、記号ベクトルの全ての周波数ビンにノイズ（歪み）が導入される。この機能は歪み成分を受け入れ可能なレベルに限定する。この歪みを完全になくすことはできないが、これはピークを時間領域信号に復元するという望ましくない効果を有するからである。その代わり、歪みは、ＱＰＳＫ復調性能の劣化を最小限に抑え且つ帯域外放射を予め規定される帯域外放射マスクベクトルに基づく受け入れ可能なレベルに抑制するように修正される。このプロセスにより時間領域信号のピークが再び部分的に増加する。反復を多数回行うと、相互変調積を受け入れ可能なレベルに限定しながらピークを最小限に抑える収束に向かう傾向がある。

作用中のサブキャリアのＱＰＳＫコンスタレーションはＢＥＲ（ビットエラーレート）性能の劣化を最小限に抑えるように限定される。ノイズ及び歪みが存在しない場合、理想的なＱＰＳＫコンスタレーションは各記号が運ぶ２ビットに応じて（＋１，＋１）、（＋１，−１）、（−１，−１）及び（−１，−１）のところに複素コンスタレーションポイント（便宜上規準化されている）を有する。ＱＰＳＫはまた、各ＢＰＳＫ成分が１ビットを運ぶ一対の直交ＢＰＳＫ信号とみることが可能である。ＰＡＲ減少アルゴリズム、特にクリッピングによりコンスタレーションポイントにノイズが付加される。付加されるノイズが１つのビットの極性を変化させる時、例えば、＋１．０が−０．１に毀損されている時（ノイズ成分はこの場合−１．１である）ビットエラーが生じる。チャンネルは受信信号にさらにノイズを付加し、ＢＥＲ性能は送信信号のマージンの関数である。換言すると、理想の送信信号成分＋１．０がＰＡＲアルゴリズムにより毀損されて＋０．５を出力する場合、システムはその特定のビットについて６ｄＢのマージンを失う。しかしながら、ＰＡＲ減少プロセスの他のビットは歪み成分の一部が＋１．０の値を増加させるため実際には改善可能である（例えば＋１．２または３．５ｄＢの改善）。前方誤り訂正（ＦＥＣ）により受信機の出力ＢＥＲが改善する場合でも、性能はマージンを減少させる符号ビットにより劣化する。従って、ＰＡＲ減少アルゴリズムは、マージンのロスを１．０に関して受け入れ可能なレベル（０．８５）に限定する。そのため、前のクリッピングプロセスによりビット成分が所定のしきい値より小さい値（例えば、＋０．８５または負の極性では−０．８５）に歪む時は、そのベクトルはそのしきい値（＋０．８５または負の極性では−０．８５）に適宜限定される。大きさが０．８５以上のビットは不変である。この限定は、任意特定のビットにつき最悪の場合のマージンのロスを最小限に抑えると共に時間領域信号のピークの増加を控えめする効果がある。図８はＱＰＳＫコンスタレーションポイントの限定プロセスを示すが、この図ではこの例のしきい値は０．８５に設定され、数百個のＱＰＳＫ記号のポイントが重畳している。一部のビットは実際に信号マージンの増加を経験するが、ＢＥＲ性能の全体的なロスは最小である。

適当なしきい値はＢＥＲマージンのロスとピークの再増加との間の妥協である。例えば、しきい値が０．９５に設定されるとすると、ＢＥＲマージンのロスは小さくなるがピークの再増加は大きい。クリッピング及び限定プロセスを逐次的に反復すると、ＰＡＲが連続的に増加すると共に、ある最小のＰＡＲ値に収束するにつれてコンスタレーションの限定が満足される。ＱＰＳＫ限定アルゴリズムの一例は下記の通りである。

(Re{QPSK_n)<thres.Re{d_n} AND (Re{d_n}>0であれば、x=thres.Re{d_n}にする、
(Im{QPSK_n)>thres.Im{d_n} AND (Im{d_n}<0であれば、x=thres.Im{d_n}にする,
そうでなければQPSK_nを変化させないておく。

上述のアルゴリズムにおいて、ｄ_nは入力ＯＦＤＭ記号データベクトルの適当な複素要素であり、ｄ_nは対応するＱＰＳＫ記号の複素（恐らくスケーリングを施した）二進データである。複素ＱＰＳＫ_n値はクリッピング及び限定反復操作後のその要素のＰＡＲが減少されたバージョンである。ｄ_nのスケーリングにより作用中のサブキャリアは後で説明する全デジタルのオプションに使用される種々の値をとることができる。

一部の放送システムは、コヒーレント信号トラッキングを支援し後続のＦＥＣ軟復号のためのチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を予測するために基準サブキャリアを用いる。これらのサブキャリアはＰＡＲ減少アルゴリズムからの歪みがないのが望ましい。これらのサブキャリアにとって、限定により、これらのＱＰＳＫコンスタレーションを元のＯＦＤＭ記号データベクトル値に正確に訂正することができる。基準サブキャリアの数はデータを有するサブキャリアに比べて小さいのが普通であるため、変調済み信号における時間領域のピークの再増加は最小である。

作用中でないサブキャリアはまた、帯域外放射を受け入れ可能な所定のマスクレベル内に抑制するために限定される。帯域外放射マスクはＯＦＤＭ記号ベクトルと同じサイズのベクトルであり、作用中でないサブキャリアにはそれぞれのサブキャリアに関連する規定されたマスクの最大の大きさがある。各ＯＦＤＭ記号ベクトルの作用中でないサブキャリアはマスクの大きさ（または計算効率のために二乗した大きさ）を超えないように限定される。各サブキャリア（ＦＦＴビン）はその値がマスクより小さい時は影響を受けない。ビンがこのマスクを超えると、その大きさはマスクレベルに限定されるがビンの位相は保持される。以下のアルゴリズムはこのマスクの限定を行う。

magsq_n=Re{X_n}²+Im{X_n}²;ここでX_n＝ＯＦＤＭ記号ベクトルの作用中でないビンの値。
magsq_n<mask_n ²であれば、X_n=X_n・mask_n/√maqsq_n
そうでなければX_n を変化させないておく。

図９はＰＡＲ減少アルゴリズムの後の変調済み信号のスペクトルをグラフ表示したものである。ＨＤラジオ（登録商標）システムは上述の米国特許第６，５４９，５４４号において述べたように種々のモードで放送を行うことができる。図９の信号は、中心ＦＭ周波数の両側の約１２９ｋＨｚ乃至１９９ｋＨｚの周波数範囲内の作用中のサブキャリアを用いるＦＭハイブリッドモード（ＭＰ１）を表す。各側波帯には１９１個のサブキャリアがあり（合計で３８２個）、１９番目毎のサブキャリアが基準サブキャリアである。ＦＭアナログ信号のスペクトルは、信号スペクトルのデジタル部分１１０のみを示すこのグラフでは省略されている。作用中のサブキャリアの外側のノイズはマスク１１２の下方に限定されることに注意されたい。

上述のアルゴリズムを用いるＰＡＲ性能は図１０及び１１に示す結果でシミュレーションされた。図１０は、限定値の範囲（限界が０．８２５と０．９の間）にわたるＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ１のためのＰＡＲ減少アルゴリズムにつきシミュレーションにより得られた平均ＰＡＲの結果を示すグラフである。図１１は、限定値の範囲（限界が０．８２５と０．９の間）にわたるＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ１のためのＰＡＲ減少アルゴリズムにつきシミュレーションにより得られた平均ＰＡＲの結果を示すグラフである。

これらのシミュレーションは６４個のＯＦＤＭ記号にまたがるが、その結果得られるＰＡＲ値は２つのグラフにおける６４個のＯＦＤＭ記号にわたる平均値またはピーク値として示されている。ＰＡＲの減少は８回の反復にわたって収束する傾向にあるため改善を示す。ＱＰＳＫ限定（制限）のための良好な値は約０．８５であるように思える。この場合、得られた平均ＰＡＲはアルゴリズムの４回の反復内で５ｄＢ未満である。これはほぼ１０ｄＢの初期ＰＡＲに匹敵する。４ｄＢ未満の平均ＰＡＲは、この例では６ｄＢより大きい平均ＰＡＲの減少をもたらす多数回の反復により得ることが可能である。

比較のための、図１２、１３及び１４は、各側波帯で２６７個のサブキャリア（合計で５３４個）が作用するＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモード（ＭＰ３）のＰＡＲ性能を示す。ここで示す結果はＭＰ１モードと同様であるが、ＰＡＲの減少はサブキャリアの数の増加に比例してより多くの限定が加わるためわずかに小さい。図１２においてデジタル部分を１１４、マスクを１１６で示す。

全デジタルモードにおけるＱＰＳＫコンスタレーションの限定について以下に述べる。ＨＤラジオ（登録商標）全デジタルＦＭモード（ＭＰ４）は、全体で±２００ｋＨｚの帯域幅をＦＭアナログ信号のない作用中のサブキャリアで充填する。±１００ｋＨｚ内の新しい二次サブキャリアは±１００ｋＨｚを超える一次サブキャリアより公称で２０ｄＢ低い減少レベルで送信される。これはＯＦＤＭデータベクトルの二次サブキャリア（ビン）のスケーリングが二進データで使用されるところである。上述した同じＰＡＲ減少アルゴリズムを適用可能であるが、大部分は外側の二次サブキャリアにおける相対的な歪みが増加する。相対的な歪みのこの増加はレベルが２０ｄＢ高い近傍の一次サブキャリアの相互変調積に起因する。この増加した相対的な歪みをさらに減少させるためにこれらの二次サブキャリアにさらに限定が加えられる。

二次サブキャリアを入力ＯＦＤＭ記号データベクトルに限定することによりこれらのサブキャリアの歪みを阻止することが可能であるが、これは過度に制限的であり時間領域信号のピークが再び増加する。しかしながら、上述した限定により、例えしきい値（例えば、０．８５）におけるマージンの限定が加えられても歪みの値は比較的大きなものとなる。この歪みにより、歪み成分が公称１．０値よりも大きいためサブキャリアの電力が有意に増加する。この問題に対する１つの解決法は一次サブキャリアについて上述したようにコンスタレーションをまず限定することである。そして、二次サブキャリアに別の限定を加えるが、限定済みの新しいコンスタレーション値は新しく限定した出力と入力ＯＦＤＭ記号データベクトルの平均である。この平均化により大きな歪み値が減少するため、その結果得られる歪みが一次サブキャリアと同じ（比例する）ものとなる。重み付け平均をさらに用いて歪みの減少度を調整することが可能である。シミュレーションによるとこれは有効であることが判明している。シミュレーション結果を図１５、１６及び１７に示す。図１５において、デジタル変調済み信号を１１８、またマスクを１２０で示す。二次サブキャリアＳのＱＰＳＫコンスタレーションを限定するアルゴリズムは下記の通りである。

(Re{QPSK_n)<thres.Re{d_n} AND (Re{d_n}>0であれば、x=thres.Re{d_n}にする、
(Im{QPSK_n)>thres.Im{d_n} AND (Im{d_n}<0であれば、x=thres.Im{d_n}にする,
そうでなければQPSK_nを変化させないておく。
QPSK_n=(1-weight)・QPSK_n+weight・d_n;重みが通常０．５の場合（シミュレーションで０．４５）二次サブキャリアにさらなる限定を施す。

全デジタルモードのＰＡＲ減少性能は、二次サブキャリアにさらに限定を加えるためハイブリッドモード以下である。しかしながら、４回の反復後における６ｄＢ未満の平均ＰＡＲは元の信号に比べて依然として４ｄＢを超える改善である。

オプションとしての等化補償をＨＰＡ出力のフィルタリングに用いることが可能である。送信機出力における線形歪みは、ＨＰＡの狭い帯域幅及びアンテナの結合によるまたは帯域外放射を減少する出力回路網のためのさらなるフィルタリングにより発生することがある。これらの効果を補償するためにＨＰＡの前に線形等化器を配置することができる。しかしながら、ＰＡＲ減少アルゴリズムを用いる送信システムでは、この補償により信号ピークが再び増加する。このピーク再増加は、信号の位相及び振幅がＰＡＲアルゴリズムにおいてわずかに修正されて事実上ピークにおいて相殺されていることにより起こる。ＰＡＲアルゴリズムの外側で適用される等化により位相と振幅の関係が変化するが、ピークは同じように相殺されない。上述したＰＡＲアルゴリズムの前にこの等化を行うのは、ＰＡＲアルゴリズムが等化を解除するため有効でない。しかしながら、ＰＡＲアルゴリズムを等化を含めるように改変するのは有効な場合がある。

等化補償は、各サブキャリア（作用中または非作用中）の複素出力利得（線形歪み）値の逆数を含むベクトル（ＯＦＤＭ記号入力ベクトルと同じサイズ）を使用する。入力ベクトルの各要素は、等化済み入力ＯＦＤＭ記号データベクトルを得るために等化ベクトルの各対応要素により乗算される。上述のアルゴリズムにおけるＯＦＤＭ変調及び復調ステップは不変であるが、その結果得られるＯＦＤＭ記号時間領域サンプルは等化により幾分相違する。ＰＡＲ減少アルゴリズム内の等化は、ＯＦＤＭ記号ベクトルに加えられるＱＰＳＫの限定が等化を解除しないように、幾つかのステップにおいて解除する。等化補償及びその解除アルゴリズムの例を以下に示す。

等化補償
OFDM_symbol_vector=次のＯＦＤＭ記号ベクトル（例えば、２０４８個の複素要素）を入力、

等化補償の解除
EQ_OFDM_symbol_vector=次のＯＦＤＭ記号ベクトル（例えば、２０４８個の複素要素）を入力、

その結果、アルゴリズムは等化なしのＰＡＲアルゴリズムと同じ態様で反復毎にピークを減少させる。しかしながら、等化はＰＡＲ減少プロセスを介して保持される。シミュレーションの結果は、位相の等化を伴うＰＡＲの減少性能が等化のない性能と統計的に同じであること確認するものである。これは、歪み及びピークは同じ態様で反復的に訂正され収束するため予想される。しかしながら、厳しい振幅の等化を伴うＰＡＲの減少は、これが後続のフィルタリング効果の大きさに依存して等化済み出力における有効電力を変化させる可能性があるため多少の影響をうけるかもしれない。例えば、有意な数のサブキャリアがＨＰＡ出力において２０ｄＢ減衰される場合、これらのサブキャリアを補償するために等化はそれに比例してより多くの電力を必要とする。種々の等化レベルを有する全てのサブキャリアにわたる相互変調歪みの相互作用は、ＰＡＲの減少にある影響を与える可能性がある。さらに、線形歪みが大きいと、ＯＦＤＭのキャリア間の干渉と共にこのアルゴリズムでは補償されない記号間の干渉が発生する可能性がある。しかしながら、フィルタリングをきつくしたＨＰＡ出力信号の等化は注意深く行う必要がある。

用途によっては、所望の等化は所定の決まったベクトルでないかもしれない。フィルタリング及びアンテナ／ＨＰＡ出力回路網のインピーダンスマッチングは温度、雪、経年変化のような要因により変化する可能性がある。フィードバック信号を用いてフィルタリング特性を更新し、これによりＰＡＲ減少アルゴリズムに使用される等化ベクトルを適応的に更新することが可能である。フィードバック信号は、マルチパス歪みによる影響を受けない励磁機近くの場所に配置される受信機（アンテナ）から取り出すことにより、受信機がフィルタリング及び送信信号の線形歪みの影響を測定できるようにすることが可能である。この線形歪みの測定値はＰＡＲアルゴリズムに使用される等化ベクトルに変換可能である。

ＡＭ／ＰＭ補償機能を用いてＨＰＡにより導入されるＡＭ／ＰＭ変換を部分的に補償することが可能である．ＡＭ／ＰＭは、一般的に、ＨＰＡの信号が飽和状態に近づく時の時間領域信号のピークのわずかな遅延により特徴付けられる。ＰＡＲ減少反復プロセス内のこの効果をモデル化することにより、ＡＭ／ＰＭの劣化を減少することができる。ＡＭ／ＰＭの補償は上述した線形歪みの補償（等化）よりもわずかに複雑である。これは、ＡＭ／ＰＭ変換の影響がＯＦＤＭ記号時間領域サンプルの瞬時的大きさに依存するからである。しかしながら、ＡＭ／ＰＭをＰＡＲ減少アルゴリズムに導入して、その結果得られるコンスタレーションを通常の態様で限定する反復プロセスにおいて補償することが可能である。ＡＭ／ＰＭ変換はそのアルゴリズムのＯＦＤＭ変調ステップの直後に導入される。しかしながら、この場合、ピークが反復毎に減少するため対処しなければならない収束の問題がある。ピークはＡＭ／ＰＭ変換による影響を最も受けるためこれらの影響は反復毎に変化する。アルゴリズムには考慮しなければならない２つの局面があるが、その第１はＡＭ／ＰＭ変換が時間領域サンプルに影響を与えることによるＡＭ／ＰＭ変換のモデル化と、第２は反復毎にピークが変化する状況での補償の収束の改善方法である。

特定のＨＰＡについてのＡＭ／ＰＭ変換は補償の利益を確実にするため正確に特徴付ける必要がある。この特性は瞬時的大きさの関数としての時間遅延の単位に変換する必要がある。図１８はこの特性の一例を示す。便宜的に、ＡＭ／ＰＭ変換時間の単位は大きさの関数としての遅延のサンプルについて特性化することが可能であり、補償すべき最大遅延は１個の信号サンプル（ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭシステムでは２１６０個のサンプル／ＯＦＤＭ記号）に制限される。ＡＭ／ＰＭ変換の影響によりそれぞれの複素ＯＦＤＭ記号時間領域サンプルが次のサンプル「にじむ」が、このにじみはサンプルの大きさの関数である。図１８はＡＭ／ＰＭ変換の一例を示すが、ＡＭ／ＰＭ変換をその信号に対して行うためのアルゴリズムの一例は下記の通りである。

収束基準のないＡＭ／ＰＭ変換アルゴリズム
ampm=ampmconv(|s_n|);このサンプルのにじみ値を測定する。
s_n=(1-ampm_n)・s_n + ampm_n-1・s_n-1;サンプルをampmの関数としてにじませる。

このアルゴリズムは、係数が各サンプルについてのＡＭ／ＰＭ変換の動的関数である非線形ＦＩＲフィルタとして働く。しかしながら、所望の効果を得るために必要な場合はより複雑で正確なモデルを作成することが可能である。この簡単なアルゴリズムにかかわる主要な問題は、アルゴリズムが反復される毎にピークが変化することと、このことの受け入れ可能なＰＡＲ減少への収束に与える影響である。収束を改善するために、最大の効果が適用される最終的な反復まで反復毎にＡＭ／ＰＭ変換の効果が徐々に増加するようにアルゴリズムを改変する。これは、現在の反復数による実際の変換値に最終的な反復数による値を乗算することにより得ることができる。シミュレーション結果によると、これが収束を有意に改善して低いＰＡＲが得られることを示している。改変したＡＭ／ＰＭ変換アルゴリズムの一例を以下に示すが、そこでは図１８の三乗した大きさに比例するＡＭ／ＰＭ変換の例が使用される。

ampm_n=iteration/final_iter・| s_n|³・0.037; このサンプルのにじみ値を測定する。
s_n=(1-ampm_n)・s_n + ampm_n-1・s_n-1;サンプルをampmの関数としてにじませる。

場合によっては、所望のＡＭ／ＰＭ変換補償は所定の固定関数でないかもしれない。フィードバック信号を用いてＡＭ／ＰＭ関数またはその関数におけるパラメータを更新することが可能である。シミュレーション結果はこの例ではかなり良好な性能を示したが、特定のＨＰＡによって良好な結果を得るために実際の特性をさらに改善する必要があるかもしれない。ＡＭ／ＰＭ変換が良好な性能を得るに十分な安定性を持たないかまたは正確に特性化されない場合があるかもしれない。従って、任意特定のＨＰＡのタイプについてテストを行う必要がある。

本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）記号により変調される無線周波数信号におけるピーク対平均電力比（ＰＡＲ）を減少する方法を提供する。この方法は、一組のサブキャリアを一組の記号ベクトルにより変調（ＯＦＤＭ変調）して変調済み信号を発生させ、第１の変調済み信号の大きさを制限して第１の制限された変調済み信号を発生させ、第１の制限された変調済み信号を復調して歪みのある入力記号（コンスタレーションポイント）を復元し、新しい入力データ記号ベクトルを制限の負の効果が最小限に抑えられるように限定して限定済みデータ記号ベクトルを発生させ、帯域外の漏洩を抑制し、限定済みＯＦＤＭ記号データベクトルを再変調するステップを含む反復プロセスより成る。このプロセスはＰＡＲ比をさらに減少すべく上述したアルゴリズムを引き続き反復することにより達成される。種々の方法が提案されているが、この方法は望ましくない帯域外の放射を制御しながらＰＡＲを減少させる優れた性能を与える。この方法はまた、ＨＰＡ出力回路網により生ずる線形フィルタ歪みの影響を補償するためのＰＡＲ減少アルゴリズム内での等化ステップと共にＰＡＲ減少信号のピークより低い非線形信号の圧縮及びＡＭ／ＰＭ変換の部分的な補償ステップを含む。

本発明は、ＦＭ ＨＤラジオ（登録商標）システムに使用されるようなＯＦＤＭを用いる電子信号のＰＡＲの減少に利用可能である。本発明はまた、ＨＰＡ出力回路網（フィルタ）により生じる線形歪みを補償するためにＰＡＲ減少アルゴリズム内で信号を等化する手段を提供する。ＡＭ／ＰＭ変換のような非線形歪みのためのさらなる補償技術についても説明した。アイビキュイティ・デジタル・コーポレイションのＨＤラジオ（登録商標）システムのＰＡＲ減少性能の最適化をその技術の一例及び用途として述べた。

これらのアルゴリズムはシミュレーションした結果良好な性能を示した。改善した特徴部分には、帯域外スペクトルマスクの提供、ＨＰＡ出力回路網等化のためのオプションとしての種々のサブキャリアレベルを有する全デジタルシステムにおける二次サブキャリアの性能の改善及びＡＭ／ＰＭ変換補償が含まれる。

本発明はスペクトルマスクの使用により帯域外スペクトル放射を制御する。一実施例において、アルゴリズムのパラメータの改善によりより良い性能が得られる。基準サブキャリアのコンスタレーションはピークの再増加を無視できるレベルで復元可能である。線形歪みの等化はＨＰＡ出力回路網により導入することができる。収束規準を用いて低レベルの二次サブキャリアの歪みを減少することができる。ＡＭ／ＰＭ歪みの影響を抑制することが可能である。これら全ての改良はピークの再増加をもたらす今までのＰＡＲアルゴリズムの後でなくてＰＡＲを訂正する反復内で実行可能である。

本発明を幾つかの実施例に関連して説明したが、当業者には図示説明した実施例に対する種々の変形が頭書の特許請求の範囲に示す本発明の範囲から逸脱することなく可能であることが明らかであろう

ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードの理想的な信号及びスペクトルマスクを示す概略図である。 ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭ全デジタルモードの理想的な信号及びスペクトルマスクを示す概略図である。 ＰＡＲ減少アルゴリズムを含む送信機システムの単純化した機能ブロック図である。 ＰＡＲ減少アルゴリズムのトップレベルフローチャートである。 ＰＡＲ減少アルゴリズムの反復ブロックのフローチャートである。 大きさをクリッピングする非線形機能を示すグラフである。 ＰＡＲ減少アルゴリズムを８回反復した後の１つのＯＦＤＭ記号にわたる信号サンプルエネルギー（大きさの自乗）に対するクリッピングプロセスの結果を示すグラフである。 ＰＡＲ減少アルゴリズム後のＱＰＳＫコンスタレーションの限定された歪みを示すグラフである。 ＰＡＲ減少後の信号スペクトルをＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ１の帯域外放射につき適用されるスペクトルマスクと共に示す図である。 ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ１のための限定された値の範囲（０．８２５と０．９の間の限界値）にわたるＰＡＲ減少アルゴリズムの平均ＰＡＲのシミュレーション結果を示すグラフである。 ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ１のための限定された値の範囲（０．８２５と０．９の間の限界値）にわたるＰＡＲ減少アルゴリズムのピークＰＡＲのシミュレーション結果を示すグラフである。 ＰＡＲ減少後の信号スペクトルをＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドＭＰ３の帯域外放射に適用されるスペクトルマスクと共に示す図である。 ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ３のための限定された値の範囲（０．８２５と０．９の間の限界値）にわたるＰＡＲ減少アルゴリズムの平均ＰＡＲのシミュレーション結果を示すグラフである。 ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ３のための限定された値の範囲（０．８２５と０．９の間の限界値）にわたるＰＡＲ減少アルゴリズムのピークＰＡＲのシミュレーション結果を示すグラフである。 ＰＡＲ減少後の信号スペクトルをＨＤラジオ（登録商標）ＦＭ全デジタルＭＰ４の帯域外放射に適用されるスペクトルマスクと共に示す図である。 ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ４のための限定された値の範囲（０．８２５と０．９の間の限界値）にわたるＰＡＲ減少アルゴリズムの平均ＰＡＲのシミュレーション結果を示すグラフである。 ＨＤラジオ（登録商標）ＦＭハイブリッドモードＭＰ４のための限定された値の範囲（０．８２５と０．９の間の限界値）にわたるＰＡＲ減少アルゴリズムのピークＰＡＲのシミュレーション結果を示すグラフである。 ＡＭ／ＰＭ変換特性の一例を示す。

Claims (20)

1. ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比を減少させる方法であって、
   一組のサブキャリアを一組のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調済み信号を発生させ、
   第１の変調済み信号の大きさを制限して第１の制限された変調済み信号を発生させ、
   第１の制限された変調済み信号を復調して歪みのある入力記号ベクトルを復元し、
   歪みのある入力記号ベクトルを最小しきい値より大きいかそれに等しい値に限定して限定済みデータ記号ベクトルを発生させ、
   帯域外スペクトル成分を、大きさを抑制し位相を保持することにより、データ記号ベクトルと同一サイズのベクトルである所定のマスク内に収まるように限定し、
   限定済みデータ記号ベクトルを再変調するステップより成り、
   作用中でないサブキャリアはそれぞれにつき規定されたマスクの最大の大きさと関連があることを特徴とするＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比の減少方法。
2. ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比をさらに減少するために請求項１のステップを反復する請求項１の方法。
3. 歪みのある入力記号ベクトルを限定するステップは、
   前記最小しきい値をそのしきい値よりも小さい値を有する歪みのある入力記号ベクトルのビットに割り当てるステップより成る請求項１の方法。
4. 帯域外スペクトル成分を限定するステップは、
   マスクを非作用中のサブキャリアに適用するステップをさらに含む請求項１の方法。
5. 変調ステップの前に一組のデータ記号ベクトルを等化し、
   復調ステップの後で一組のデータ記号ベクトルの等化を解除し、
   再変調ステップの前に一組のデータ記号ベクトルの等化を復活させるステップをさらに含む請求項１の方法。
6. 等化ステップは各サブキャリアにつき複素出力利得の逆数を含むベクトルを使用する請求項５の方法。
7. 等化ベクトルを適応的に更新するステップをさらに含む請求項６の方法。
8. 第１の変調済み信号を振幅と位相の変調歪みについて補償するステップをさらに含む請求項１の方法。
9. 一組のサブキャリアを一組のデータ記号ベクトルで変調するステップは、
   データ記号ベクトルに逆高速フーリエ変換を施し、
   変調済み信号に巡回プレフィックス、ガードバンド及びroot raised cosine窓関数を適用するステップより成る請求項１の方法。
10. 復調ステップは、
    巡回プレフィックスに重み付けしそして折り畳み、
    データ記号ベクトルの高速フーリエ変換を計算するステップより成る請求項９の方法。
11. 制限ステップはソフトクリッピングまたは圧縮モデリングより成る請求項１の方法。
12. 歪みのある入力記号ベクトルを限定するステップは、
    記号シンボルの実数及び虚数成分に最小値を設定するステップより成る請求項１の方法。
13. 一組のサブキャリアはデータサブキャリア及び基準サブキャリアを含み、歪みのある入力記号ベクトルの限定ステップは、
    データサブキャリアで運ばれる記号ベクトルの実数及び虚数成分に最小値を設定し、
    基準サブキャリアのコンスタレーションを元の記号データベクトル値に訂正するステップより成る請求項１の方法。
14. 限定済みデータ記号ベクトル及び歪みのある入力記号ベクトルを平均化するステップをさらに含む請求項１の方法。
15. 平均は平均の重み付け平均である請求項１４の方法。
16. ＯＦＤＭ信号は基準サブキャリアを含み、さらに、基準サブキャリアのコンスタレーションを復元するステップを含む請求項１の方法。
17. ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比を減少させる送信機であって、
    一組のサブキャリアを一組のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調済み信号を発生させる変調器と、
    第１の変調済み信号の大きさを制限して第１の制限された変調済み信号を発生させる制限器と、
    第１の制限された変調済み信号を復調して歪みのある入力記号ベクトルを復元する復調器と、
    歪みのある入力記号ベクトルを最小しきい値より大きいかそれに等しい値に限定して限定済みデータ記号ベクトルを発生させ、帯域外スペクトル成分を、大きさを抑制し位相を保持することにより、データ記号ベクトルと同一サイズのベクトルである所定のマスク内に収まるように限定し、作用中でないサブキャリアはそれぞれにつき規定されたマスクの最大の大きさと関連があるプロセッサと、
    限定済みデータ記号ベクトルを再変調する再変調器とより成る送信機。
18. 変調ステップの前に一組のデータ記号ベクトルを等化する等化器をさらに備えた請求項
    １７の送信機。
19. 第１の変調済み信号を振幅と位相の変調歪みについて補償する補償器をさらに備えた請求項１７の送信機。
20. ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比を減少させる送信機であって、
    一組のサブキャリアを一組のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調済み信号を発生させる手段と、
    第１の変調済み信号の大きさを制限して第１の制限された変調済み信号を発生させる手段と、
    第１の制限された変調済み信号を復調して歪みのある入力記号ベクトルを復元させる手段と、
    歪みのある入力記号ベクトルを最小しきい値より大きいかそれに等しい値に限定して限定済みデータ記号ベクトルを発生させ、帯域外スペクトル成分を、大きさを抑制し位相を保持することにより、データ記号ベクトルと同一サイズのベクトルである所定のマスク内に収まるように限定し、作用中でないサブキャリアはそれぞれにつき規定されたマスクの最大の大きさと関連がある発生及び限定手段と、
    限定済みデータ記号ベクトルを再変調する手段とより成る送信機。