CN1159911C - 低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种具有低峰值平均功率比时域同步正交频分复用调制方法，属于数字信息传输技术领域。本发明方法包括：在发端中，将要发送的调制符号经过离散傅立叶变换得到离散数值；该离散数值经过频率域整形，使之符合奈奎斯特准则；所述的发端离散傅立叶变换和频率整形构成低峰值平均功率比前处理；频率整形后信号进行离散傅立叶反变换，得到低峰值平均功率比的多载波调制输出信号，再经过成帧、上变换等处理后发射出去。同时，接收端可以采用不同的均衡方法。本发明克服了多载波调制方法时峰值平均功率比高的缺点，并且灵活的采用频域或/和时域信道均衡方法。
Description
技术领域
本发明属于数字信息传输技术领域，涉及一种具有低峰值平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)的多载波调制技术，更具体地涉及数字电视广播系统(地面、有线)中的一种时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous，Orthogonal Frequency Division Multiplexing，TDS-OFDM)调制方法。
背景技术
一个典型的数字通信系统的构成如图1所示，调制方式是通信系统的一项核心技术。数字调制是数字符号转换为与信道特性相匹配波形的过程。从传输信道的频率特性来看，有的信道是低通型的，如双绞电缆、同轴电缆等；而有的信道则是带通型的，如各种无线信道、光纤信道等。显然，低通型信道适合于传输数字基带信号，而带通型信道必须对数字基带信号进行必要的调制后才能传输。在基带调制的情况下，这些波形是脉冲。带通调制则是把数据信号调制到某一固定频率的载波上(通常为正弦波)。其实，广义上来说调制就是从信源消息到信道波形或矢量之间的映射和频谱搬移，通过调制方式将数字信息传输到相应的媒介上。
对应于不同的传输媒介，发射系统的结构相同，但调制方式不同。调制方式根据所需提供的业务的速度、所需线路的质量、抗噪声能力和复杂性加以区别，目前存在着多种调制方式，这些调制方式大致属于两类：单载波调制技术和多载波调制技术。
在单载波调制中，单一信道占用所有带宽。单载波调制技术改变了模拟波形的所有三个特征：振幅、频率和相位。定义于1988年ANSI T1.601的2B1Q(2比特1组4电平码)调制载波振幅；正交调幅(QAM)在一个载波上同时调制振幅和和相位，表示为mQAM，常用的QAM有4QAM、16QAM、64QAM、256QAM等；正交相位键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)是QAM调制的一个特殊情况，它等用于4QAM；振幅和相位调制的另一个变化是无载波调幅/调相(Carrierless AmplitudeModulation/Phase Modulation，CAP)。这些单载波调制方式是比较成熟的、得到广泛应用的，例如卫星通信中已使用QPSK多年了。
随着数字信号处理的发展，现在多载波调制技术越来越得到广泛的应用。多载波技术使用大量带宽的集合，并将其分为子信道，因此，产生了多个平行的、窄一些的子信道。每一个子信道使用单载波调制技术，例如QPSK或者mQAM调制方式，各子信道的码流在接收器处被组合在一起。多载波技术的重要例子是正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)和离散多音频(DiscreteMulti-tone，DMT)技术。
在OFDM中，为提高频带利用率，使各载波上的信号频谱互相重叠，但载波间隔的选择使这些载波在整个符号周期上是正交的，即在符号周期上的任何两个载波的乘积都为零。这样，即使各载波上的信号频谱间存在重叠，也能无失真地复原。
由于OFDM系统中的子载波数量常达几百乃至几千，所以实际应用中不可能象传统的FDM那样使用几百乃至几千个振荡器或锁相环，而是采用IFFT变换得到OFDM信号，在经D/A变换后，就得到了OFDM信号波形。此信号乘以实际载波就可将OFDM信号搬移到所需的频道上。
当符号由矩形时间脉冲组成时，每个载波信号的频谱为sinx/x形状，其峰值对应于所有其它载波频谱的零点，见图2，频谱的边界非常陡峭，虚外框是OFDM频谱实际测试的曲线。
OFDM系统一个众所周知的问题是其可能输出一个极大的幅度峰值，即极大的峰值平均功率比(PAPR)，例如美国数字电视ATSC采用了单载波调制8-VSB，其PAPR为7.0dB，而欧洲数字视频广播DVB-T采用了多载波调制COFDM，其PAPR为9.5dB，比美国的PAPR高2.5dB。这是由于信号是N个独立(不一定同分布)的复随机变量之和，每个复随机变量可以看作不同载波频率上的QAM信号。在最极端的情况下，在某一瞬时，不同的载波同相迭加起来，因此产生一个幅度峰值，等于不同载波的幅度和。
在发射器输出端出现大幅度峰值的情况是非常严重的，它使得信号受到了限幅，限幅所产生的噪声是是加性白高斯噪声或脉冲噪声。另外，瞬时被限幅的信号存在基带频率的谐波能量泄漏到带外，从而降低了带内信号的能量。限幅产生的带外泄漏提高了滤波器的性能要求，并且导致邻频干扰，需要使用适当的滤波器消除，滤除谐波后将导致带内信号起伏更高，因此导致接收到的信号峰值平均功率比很高。。包络被限幅(剪切)不会产生谐波成分，但泄漏到相邻的其它频率上的能量更高。
为了在传输中不对峰值限幅，不仅D/A变换器需要足够的比特，而且功率放大器在包括此峰值在内的放大区间内要保持线性性。这导致了高成本和高功率损耗。
为消除幅度峰值，很多研究者提出了一些方法，通常是通过在发射的符号集中引入冗余性消除导致大峰值出现的可能信号组合或在发端对信号预校正。很明显，降低大峰值幅度将要求增加冗余性。这种冗余性再加上为改善性能而采用的一些编码技术，导致了实际传输的比特率的下降。
总之，正交频分复用(OFDM)调制的问题之一就是峰值平均功率比(PAPR)高于单载波调制。因此，如何降低多载波调制OFDM的PAPR就成为一个重要需求。
另一方面，在信号传输过程中，由于回波干扰和信道的非线性失真，造成频率选择性衰落，会在接收符号间产生符号间干扰(ISI)，使得正确解调变得很困难。当这种干扰严重时，单靠增加发射机功率来提高接收时的信噪比并不能降低误码率。目前有效消除ISI的技术有两种：自适应均衡技术和正交频分复用(OFDM)技术。
自适应均衡技术是对抗码间干扰的一种常用的传统方法，它有时域均衡和频域均衡之分。时域均衡器利用它所产生的响应去补偿已畸变地信号波形，最终能有效地消除抽样判决时刻上的码间干扰，它在数字通信的各个领域中得到广泛的应用。
时域均衡一般是在匹配滤波器后插入一个横向滤波器(也称横截滤波器)，它由一条带抽头的延时线构成，抽头间隔等于符号周期。每个抽头的延时信号经加权后送到一个相加电路输出，其形式与有限冲激响应滤波器(FIR)相同，相加后的信号经抽样送往判决电路。每个抽头的加权系数是可调的，通过调整加权系数可以消除ISI。理论分析表明，只有使用无限长横向滤波器时才能完全消除码间干扰，通常使用的有限抽头横向滤波器最后会留下某些剩余误差。均衡器的均衡效果主要由抽头数和均衡算法决定，均衡算法常用的有迫零算法、峰值畸变算法和最小均方畸变算法(LMS)等。均衡器分预置式和自适应式两种。在实际信道中还存在噪声干扰，它会对均衡器的收敛产生影响。为了进一步改善性能，实际应用中常采用判决反馈式均衡器，反馈均衡器的抽头系数由前向均衡器所造成的信道冲激响应拖尾所决定。
为了说明不同调制系统中的调制方式和均衡方式，下面以QAM调制方式为例加以说明。
在单载波调制系统中，如图3所示，QAM调制后的信号经过信道传输后，采用了时域均衡技术来校正传输产生的失真，然后送给后面的QAM解调。美国的数字电视ATSC就属于图3所示的单载波调制系统，其均衡器就采用了时域判决反馈式均衡器(DFE)。
时域均衡器技术比较成熟，被广泛应用于各种通信领域，但它仅对时延较短的ISI效果比较好，对时延较长的ISI效果比较差，结构复杂，成本较高。此时，采用正交频分复用(OFDM)技术更好。
在如图4所示的多载波调制系统中，在发端，所传输信号经过QAM调制后送给后面的IFFT傅立叶反变换，实现正交频分复用(OFDM)多载波调制，此时调制信号由频域变到时域。经过信道传输后，接收端首先进行FFT傅立叶变换，信号从时域变到频域，然后采用均衡器来校正传输产生的失真，最后送给后面的QAM解调，完成OFDM的解调。因此，在图4所示的多载波系统中，均衡器是在频域完成的。欧洲的DVB-T系统中采用编码的正交频分复用COFDM传输，属于多载波调制技术。DVB-T在OFDM频谱中随机插入了一些“导频”信号，用作传输模式识别、相位跟踪、同步、信道均衡等。
从前面的分析可知，图4所示的多载波调制系统和单载波调制系统相比，其缺点之一是发端PAPR很高。因此，现在有的系统把图4中发端的FFT变换从信道传输之前搬移到信道传输以后，变成如图5所示的单载波系统，但和图3所示的单载波系统的区别是其均衡器是在频域实现的，是一个单载波频域均衡(SC-FDE)系统。目前的IEEE 802.11b就是采用这种方式。
清华数字电视传输系统DMB-T的核心采用了mQAM/QPSK的时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous Orthogonal-Frequency-Division-Multiplex，TDS-OFDM)调制技术(见清华大学以前申请的专利：地面数字多媒体电视广播系统，申请号：00123597.4)，也属于多载波调制技术，其系统框图如图6所示。
TDS-OFDM的基本单元是信号帧。一个信号帧由帧同步(时域)和帧体(频域)两部分组成，如图7所示，帧同步和帧体的基带符号率相同，规定为7.56MSps。
基带帧同步信号由一个前同步、一个PN序列和一个后同步构成。前同步定义为0、24和25个符号，后同步定义为1、25和104个符号，PN序列有255个符号。前同步和后同步定义为PN序列的循环扩展。帧同步采用BPSK调制以得到稳定的同步。一个帧体的基带信号是一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个DFT块，如图7所示。由于选择不同的保护间隔，时域中OFDM块有不同的样值数。DFT块在其时域中有3780个样值，它们是频域中3780个子载波的逆离散傅氏变换。DFT块时域信号持续500us，它对应于频域中相邻子载波间隔为2kHz。有6种可选的保护间隔大小，即DFT块大小的0、1/6、1/9、1/12、1/20、1/30。保护间隔中的信号与DFT块时域信号的最后一段样值相同(循环扩展)。一个信号帧将有不同的符号数(样值数)，取决于所选用的帧同步和OFDM保护间隔。
因此，清华数字电视中采用的时域同步正交频分复用TDS-OFDM的技术，是一种时域频域混合的方案。在TDS-OFDM中没有插入欧洲DMB-T COFDM调制中的导频信号，而是利用了扩频通信中扩频技术，在时域上插入了PN扩频信号作为时域同步，用于帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计和均衡等。这样它既具有OFDM多载波调制的优点，又避免了DVT-T COFDM的一些缺点。但是TDS-OFDM还存在多载波调制方式中共有的峰值平均功率比很高的缺点。
发明内容
本发明的目的是针对上述的多载波调制的数字通信系统中存在的峰值平均功率比高和码间干扰问题，而提供一种低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)调制方法，使其降低了发射机的峰值平均功率比，改善了码间干扰性能。本发明也可应用于地面和有线、卫星等数字电视广播中。
本发明提供的一种低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
将要发送的调制符号形成离散数据块，进行离散傅立叶变换，得到频域离散样值；
将离散傅立叶变换后的离散数值经过频率域整形，使之符合奈奎斯特准则；
频率整形后信号进行离散傅立叶反变换，得到时域离散样值块；
在时域离散样值块中插入保护间隔形成帧体，将帧头和帧体组合为信号帧，以预定的频道带宽发送上述步骤形成的信号帧；
在接收端，将接收的信号帧进行可选的短时时域信道均衡或滤波(CSF)；
将滤波后的信号进行离散傅立叶变换，得到频域离散数值；
对离散傅立叶变换后的离散数值进行频域信道均衡；
对频域均衡后的信号进行离散傅立叶反变换，得到调制符号，经过预定的调制方式解调后，恢复发端发送的离散数据。
所述的符号的调制方式可为QPSK、64QAM和256QAM。
所述的多载波调制可为正交频分复用(OFDM)和离散多音频(DMT)。
本发明的特点：
本发明根据数字通信传输和数字电视广播的特性，提出了具体的一种低峰值功率比的时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)调制方法，从而克服了多载波调制方法时峰值平均功率比(PAPR)高的缺点，并且灵活的采用频域或/和时域信道均衡方法。
附图说明
图1为一个典型的数字通信系统构成图。
图2为OFDM调制的频谱。
图3为已有的单载波调制系统的构成框图。
图4为已有的多载波调制系统的构成图。
图5为已有的采用频域均衡的单载波调制系统的构成图。
图6为已有的TDS-OFDM多载波调制系统的简化框图。
图7为已有的DMB-T信号帧结构示意图。
图8为本发明的具有低峰值平均功率比的TDS-OFDM调制系统实施例1构成框图。
图9为本发明的具有低峰值平均功率比的TDS-OFDM调制系统的等效图。
图10为本发明的带CSF的低峰值平均功率比的TDS-OFDM调制系统实施例2构成框图。
图11为本发明的只有时域均衡的低PAPR的TDS-OFDM调制系统实施例3构成框图。
图12、13为采用本发明的地面数字多媒体电视广播系统的发射端和接收端框图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的具体实施例进行详细描述。
TDS-OFDM是一种多载波调制技术，和单载波相比，存在着峰值平均功率比很高的缺点。因此，为了克服这个问题，在本发明中提出了一种PAPR处理的方法，该方法把降低PAPR和信道均衡结合到一起，通称为PAPR处理模块。采用本发明方法的一种具有低峰值平均功率比PAPR的TDS-OFDM系统实施例1构成如图8所示。本实施例中的PAPR前处理模块由FFT变换和频率整形组成，调制后的信号首先经过FFT离散傅立叶变换，然后再进行频率整形，使之满足奈奎斯特准则；PAPR后处理模块由均衡器和IFFT离散傅立叶反变换组成。从其构成看，图8所示的系统还是一个OFDM多载波调制系统，只是增加了PAPR前后处理模块。
从另一方面讲，图8所示的低PAPR TDS-OFDM调制系统又可以看作是一个单载波调制系统，但不完全一样，现分析如下。
从图8中可以看到，信道传输后接收端方框图与图5所示的频域均衡多载波调制系统的组成框图一样，只是在本发明中把均衡器和IFFT变换组成为PAPR后处理模块。
再看图8的发端组成，假设此系统是线性时不变的，则PAPR前处理模块中的FFT变换和频率整形部分可以交换位置，而且理论上DFT变换是完全可逆的运算，信号经过FFT和IFFT两个相邻环节后理论上没有变化。因此，图8所示的发端可以等效为去掉FFT和IFFT两个模块，于是图8的发端等效为图9所示，从中看出，低PAPR的TDS-OFDM调制系统可以看作是一个单载波调制系统。但是两者不完全一样，单载波调制后的符号符合均匀分布，经过FFT变换后，其分布变为高斯分布，再经过IFFT变换后，其分布又变为均匀分布，但是两者只是在取样点是完全一致的，在取样点之间是内插得到的，在非理想情况下，两者会有误差存在。
从前面的分析中知道，单载波调制系统的峰值平均功率比PAPR要远低于多载波调制系统。因此，增加了本发明的PAPR前后处理模块的TDS-OFDM多载波调制系统具有较低的峰值平均功率比PAPR，克服了多载波调制系统的缺点。
本发明的实施例2是在图8所示系统的基础上，在接收端输入增加短的时域信道均衡或滤波器(Channel Shorten Filter，CSF)，其结构如图10所示，该实施例进一步提高信道均衡的性能。
本发明的只有时域均衡的低PAPR的TDS-OFDM调制系统实施例3，其系统结构如图11所示，与实施例1和2相比，不同之处在于去掉了CSF滤波器和PAPR后处理模块，因为在实际应用中，可能不需要如此复杂的信道均衡，例如在数字有线电视广播中，那么接收端可以只采用时域均衡器。
综上所述，对于采用本发明所述的低峰值平均功率比PAPR的TDS-OFDM调制系统实施例的发端实现方法步骤如下：
1.将输入的数字信号进行QAM调制；
2.将QAM调制信号形成DFT数据块，进行FFT变换，得到离散样值；
3.对FFT后的数字样值进行频率整形，使之符合奈奎斯特准则；
4.采用IDFT将整形后的FFT数据块变换为时域的离散样值；
5.将保护间隔插入DFT时域块形成帧体；
6.将帧头和帧体组合为信号帧；
7.将最后的复合信号进行成形滤波、基带信号帧上变换等处理后送给信道传输。
本发明所述的低峰值平均功率比PAPR的TDS-OFDM调制系统实施例的收端实现方法步骤如下：
1.将接收的基带信号进行CSF滤波或时域均衡(可选用)；
2.将接收到的基带信号进行FFT离散傅立叶变换，得到离散数值；
3.进行信道均衡；
4.对均衡后的信号进行离散傅立叶反变换，得到调制的符号；
5.进行QAM解调，解调后的信号送给后面的处理模块。
一个采用本发明所述方法的地面数字多媒体电视广播发射系统实施例如图12所示。输入的MPEG TS码流可以是视频、音频、图形、数据等多媒体信息，为了抵抗传输过程中产生的误码，TS流首先经过前向纠错编码(FEC)，送给调制器成为数字QAM调制信号，然后经过本发明所述的低PAPRTDS-OFDM调制处理后，再送给数模转换模块，转换为合适的模拟信号，射频RF模块接收此模拟信号，处理后的结果送给发射天线或其它信号发射机。
一个采用本发明所述方法的地面数字多媒体电视广播接收系统实施例如图13所示。天线或其它信号接收机接收调制信号，送给下变频模块进行频率变换后，送给模数转换变为数字信号。此数字信号经过本发明所述的低PAPR TDS-OFDM方法处理后，送给后面的QAM解调，得到解调后的比特码流，然后送给相应的前向纠错解码(FEC)，恢复MPEG TS码流。
上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细的说明，但本发明并不限制于上述那些实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型，例如系统收端只采用时域均衡，而去掉FFT和IFFT变换，或者把其中的QAM改为QPSK调制等。
Claims (3)
1、一种低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
将要发送的调制符号形成离散数据块，进行离散傅立叶变换，得到频域离散样值；
将离散傅立叶变换后的离散数值经过频率域整形，使之符合奈奎斯特准则；
频率整形后信号进行离散傅立叶反变换，得到时域离散样值块；
在时域离散样值块中插入保护间隔形成帧体，将帧头和帧体组合为信号帧，以预定的频道带宽发送上述步骤形成的信号帧；
在接收端，将接收的信号帧进行可选的短时时域信道均衡或滤波(CSF)；
将滤波后的信号进行离散傅立叶变换，得到频域离散数值；
对离散傅立叶变换后的离散数值进行频域信道均衡；
对频域均衡后的信号进行离散傅立叶反变换，得到调制符号，经过预定的调制方式解调后，恢复发端发送的离散数据。
2、如权利要求1所述的低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法，其特征在于，所述的符号的调制方式可为QPSK、64QAM和256QAM。
3、如权利要求1所述的低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法，其特征在于，所述的多载波调制可为正交频分复用和离散多音频。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB021004579A CN1159911C (zh) | 2002-02-01 | 2002-02-01 | 低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB021004579A CN1159911C (zh) | 2002-02-01 | 2002-02-01 | 低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1367615A CN1367615A (zh) | 2002-09-04 |
| CN1159911C true CN1159911C (zh) | 2004-07-28 |
Family
ID=4739374
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB021004579A Expired - Fee Related CN1159911C (zh) | 2002-02-01 | 2002-02-01 | 低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN1159911C (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP1760977B1 (en) * | 2004-08-05 | 2016-03-16 | Panasonic Intellectual Property Corporation of America | Radio transmission device and method |
| KR100810290B1 (ko) * | 2004-12-14 | 2008-03-07 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신 시스템에서 데이터 버스트 할당 방법 및 시스템 |
| KR100724949B1 (ko) * | 2005-05-03 | 2007-06-04 | 삼성전자주식회사 | 주파수 분할 다중접속 기반 무선통신 시스템에서 데이터와제어 정보의 다중화 방법 및 장치 |
| KR101119351B1 (ko) * | 2005-05-04 | 2012-03-06 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 정보의 송수신 방법 및 장치와 그 시스템 |
| KR101004974B1 (ko) | 2006-02-08 | 2011-01-04 | 퀄컴 인코포레이티드 | 무선 통신에 있어서 피크-대-평균비를 감소시키는 스펙트럼정형 |
| CN101247378B (zh) * | 2006-10-17 | 2010-12-15 | 清华大学 | 高吞吐量的n点正向和反向快速傅立叶的方法和装置 |
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| CN101771643B (zh) * | 2008-12-29 | 2012-10-03 | 中国移动通信集团公司 | 一种信号处理的方法和设备 |
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-
2002
- 2002-02-01 CN CNB021004579A patent/CN1159911C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1367615A (zh) | 2002-09-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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Granted publication date: 20040728 Termination date: 20140201 |