CN101247378B - 高吞吐量的n点正向和反向快速傅立叶的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高吞吐量的N点正向和反向快速傅立叶的方法和装置，属于通信技术领域。本发明提供了3780点正向和反向快速傅立叶变换的体系结构，它用于TDS-OFDM系统中。3780分解为3*3*...*3*M，其中M是一个自然数，不能是3的因数。本发明能够达到高吞吐量处理，具有低复杂性。

Description

高吞吐量的N点正向和反向快速傅立叶的方法和装置

相关申请引用

本申请主张的发明公开于2006年7月25日，临时申请号为60/820,319，名称为“基于LDPC码的TDS-OFDM通信系统中的接收机”。要求美国临时专利申请中35USC§119(e)的权利并入上述申请，以作参考。

技术领域

本发明涉及通信技术领域，更特别地，本发明涉及高吞吐量的N点正向和反向快速傅立叶的方法和装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是已公开的技术。授予Chang等人的、美国专利号为3,488,445的专利描述了一个正交频分复用的设备和方法，它在大量相互正交的载波上实现大量数据信号的频分复用，因此，子载波之间存在重叠，但频带受限，产生的频谱不存在信道间干扰(ICI，Interchannel Interference)和符号间干扰(ISI，IntersymbolInterference)。每个信道的窄带滤波器幅频特性和相频特性由它们各自的对称性所规定。为每个信号提供相同的抵抗信道噪声的保护能力，仿佛每个信道中的信号通过不相关的媒介传输，并且通过降低数据率去除符号间干扰。随着信道数目的增加，总的数据率接近最大理论值。

OFDM收发信机是已公开的技术。授予Fattouche等人的、美国专利号为5,282,222的专利描述了一种允许多个无线收发信机相互交换信息(数据、语音或视频)的方法。在第一个收发信机中，信息的第一个帧复用到一个宽频带上，传送给第二个收发信机。第二个收发信机接收和处理信息。信息采用相移键控的差分编码。另外，经过预先选择的时间间隔后，第一个收发信机可以再次传送信息。在预先选择的时间间隔期间，第二个收发信机可以用时分双工方式和另外的收发信机交换信息。第二个收发信机的信号处理包括消估计发送信号的相位差和对发送信号进行预失真处理。收发信机包括一个用于信息编码的编码器、用于把信息复用到宽带语音信道上的宽带频分复用器，和用于复用信息上变换的本地振荡器。设备包括一个处理器，它对复用信息进行傅立叶变换，把信息变换到时间域进行传输。

在OFDM中采用伪噪声(PN，Pseudo-Noise)作为保护间隔(GI，GuardInterval)是已公开的技术。授予杨林等人的、美国专利号为7,072,289的专利描述了在信号传输信道中存在时延的情况下，一种估计传输信号帧开始和/或结束定时的方法。每个信号帧都有一个伪随机(PN)m序列，其中PN序列满足选择的正交性和非相关(closures relation)。接收到的信号和PN序列进行卷积，并从接收信号中减去PN序列，从而确定接收信号中PN序列的开始和/或结束。PN序列用于定时恢复、载波恢复、信道传输特性估计、接收信号帧同步，以及代替OFDM的保护间隔。

傅立叶变换是已知的技术，在电子通信中，离散傅立叶变换(DFT，Discrete Fourier transform)技术已经得到了广泛的应用。对于N点采样的信号x(n)(n＝0，1，…，N-1)，它的离散傅立叶变换X(k)(k＝0，1，…，N-1)是如下的表示

$X\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}}---\left(1\right)$

直接计算上述等式，其运算量为O(N²)。当N变大时，就变得非常复杂。在1965年，Cooley和Tukey提出了一个算法，其计算X(k)的运算量仅为O(NlogN)[1]。这个算法和其它一些更加有效计算DFT的算法，称做快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)。总体来讲，这类算法依靠的是N的分解。例如，如果N能够表达为N₁、N₂、N₃和N₄的乘积，那就是N＝N₁·N₂·N₃·N₄。在这个例子中，若使用快速傅立叶变换(FFT)算法，N点离散傅立叶变换(DFT)可分为四级，在第一级有多个N₁点离散傅立叶变换(DFT)运算，第二级有多个N₂点离散傅立叶变换(DFT)运算等。因为2点离散傅立叶变换(DFT)是最容易实现的，大多数应用选择了整数N是2的整数次幂[2]。

不幸的是，在时域同步正交频分复用(TDS-OFDM，Time DomainSynchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统中，因为在一帧中共存有时域和频域信息，从而选择了3780(不是2的幂次或是2的因子)的值。因此，如何有效地在TDS-OFDM系统中的发射机和接收机中实现3780点的DFT变成了一个关键问题。

像是看到的一样，当一个数不能分解为一系列2的因子时，渴望有一种新的算法，完成非2因子的FFT计算。

发明内容

N点离散傅立叶变换(DFT)，其中N是自然数，能够分解为N＝3*3*…*3*M的因数，提供了一种离散傅立叶变换(DFT)的方案和它的相关结构。M是一个自然数，能够分解为非3的因数。

在一个接收机中包括了N点离散傅立叶变换(DFT)，其中N是自然数，能够分解为N＝3*3*…*3*M的因数，提供了一种离散傅立叶变换(DFT)的方案和它的相关结构。M是一个自然数，能够分解为非3的因数。

提供了3780点DFT的方案，把3780分解为3780＝3*3*3*2*2*5*7。另外提供了相关的结构去实现这个3780点正向和反向快速傅立叶变换(FFT)，在TDS-OFDM发射机和接收机中需要正向和反向FFT。

附图说明

附图中的参考数字指相同或功能相似的基本单元，附图和下面的详细描述一起构成了一个整体，成为说明书的要素，并用于进一步图示各种具体实施例和解释本发明的各种原理与优点。

图1是符合本发明具体实施例的接收机示意图；

图2是本发明具体实施例的第一状态中第一级电路结构的示意图；

图2A是本发明具体实施例的第二状态中第一级电路结构的示意图；

图2B是本发明具体实施例的最后的一个状态中第一级电路结构的示意图；

图3是与图2中第一级电路结构相关的时间线示意图；

图4是本发明具体实施例的第二级电路结构的示意图；

图5是与图4中的第二级电路结构相关的时间线；

图6是高吞吐量的3780点正向和反向快速傅立叶变换的第一张图表；

图6A是高吞吐量的3780点正向和反向快速傅立叶变换的第二张图表；

图6B是高吞吐量的3780点正向和反向快速傅立叶变换的第三张图表；

图7是与电路结构中所有级相关的时间线示意图。

专业人士需要的是将图中的基本单元简单明了地表示出来，是否按比例描绘并不是必要的。例如，为了更好地帮助理解本发明的具体实施例，图中某些基本单元的尺寸大小相对于其它单元可能被夸大。

具体实施方式

在详细描述本发明实施例之前，应当注意，本实施例存在于方法步骤和装置部件的组合之中，它涉及到唯一的因数分解方案和相关的结构。因此，图例中使用常规的符号来描述这些装置部件和方法步骤，仅详细说明了与本发明具体实施例相关的关键细节，帮助大家清晰地、充分地理解本发明实施例，以免对这些细节产生误解，使本领域的普通技术人员容易明白，并从中收益。

在本说明书中，相关的术语，例如第一和第二、顶部和底部，以及相似的术语，可能会单独使用，以区别不同的实体或处理，并不表示必须需要或暗示这些实体或处理之间的关系或顺序。术语“包括”、“由…..组成”，或是任何与之相关的其他变形，意指包含非排它的结果。所以，由一系列基本单元组成的处理、方法、文章或装置不仅仅包含那些已经指明了的基本单元，也可能包含其它的基本单元，虽然这些单元没有明确列在或属于上述的处理、方法、文章或装置。被“包括”所引述的基本单元，在没有更多限制的情况下，不排除在由基本单元构成的处理、方法、文字或装置中存在另外相同的基本单元。

这里所描述的本发明的具体实施例由一个或多个通常的处理器和唯一的存储程序指令构成，程序指令控制一个或多个处理器，配合一定的非处理器电路，去实现某些、大部分或全部的所述的唯一的因数分解方案和相应的结构。非处理器电路可能包括但不限于无线接收机、无线发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路和用户输入设备。同样的，这些功能可以解释为完成上述因数分解的方法步骤。作为替换选择，某些或所有功能可以用没有储存程序指令的状态机实现，或者使用一个或多个专用集成电路(ASIC，Application SpecificIntegrated Circuit)，在这些ASIC中一个功能或一些功能的某种组合作为定制逻辑来实现。当然，这两种方法也可以组合使用。因此，这里描述了实现这些功能的方法和手段。更进一步，期望普通的技术人员经过努力和许多设计选择后，例如有效的开发时间、当前的技术和经济方面的考虑，在这里所揭示的概念和原理指导下，能够容易通过最少的实验得到所述的软件指令、程序和集成电路(IC，Integrated Circuit)。注意这里描述了独有的因数分解方案和相关的结构，其他的合适的因数分解方案也是本发明所预期的。

参考图1，它描述了实现以时域同步正交频分复用(TDS-OFDM，TimeDomain Synchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)为基础的低密度奇偶校验(LDPC，Low Density Parity Check)系统接收机10。换句话说，图1是以框图来说明基于TDS-OFDM的LDPC接收机10的功能模块图。这里的解调遵循TDS-OFDM调制原理。误码纠错机制基于LDPC。接收机10的首要目的是在有噪声系统中的信号检测，发射机发送波形的有限集合，而接收机用信号处理技术再生发射机发送的离散信号的有限集合。

图1中的方框图阐述了接收机10的信号及关键的处理步骤。这里假设接收机10的输入信号12是下变换的数字信号，输出信号14是运动图像专家组标准(MPEG-2)格式的传送流。更具体的说，射频(RF，Radio Frequency)调谐器18接收RF输入信号16，并且将其下变换到低中频或零中频信号12，作为模拟信号或数字信号(通过可选的模数转换器20)提供给接收机10。

在接收机10中，中频信号转换到基带信号22。然后，根据TDS-OFDM调制方案中LDPC的参数完成TDS-OFDM解调。信道估计24和相关模块26的输出送到时域解交织器28，然后送到前向纠错模块。接收机10的输出信号14是包括了有效数据、同步信号、时钟信号的并行或串行MPEG-2传送流。接收机10的配置参数可以自动探测或者自动编程控制或者手动设置。接收机10主要的配置参数包括：(1)子载波调制方式：四相移键控(QPSK，QuadPhase Shift Keying)、16正交幅度调制(QAM，Quadrature AmplitudeModulation)和64QAM；(2)前向纠错码率：0.4、0.6和0.8；(3)保护间隔：420或945个符号；(4)时域解交织模式：0、240或720个符号；(5)控制帧探测；和(6)信道带宽：6、7或8MHz。

下面描述接收机10的各个功能模块。

自动增益控制(AGC，Automatic Gain Control)模块30将输入的数字化信号强度与参考进行比较，把得到的差值进行滤波，滤波器值32用于控制调谐器18的放大增益。调谐器提供的模拟信号12通过模数转换器20采样，产生的信号中心频率位于更低的中频IF上。例如，使用30.4MHz采样频率对36MHz中频信号采样，得到的信号的中心频率是5.6MHz。中频到基带模块22把这个更低的中频信号转换为基带复数信号。模数转换器20使用固定采样率。使用模块22中的内插器完成从这个固定采样率到OFDM采样率的转换。时钟恢复模块33计算时钟误差，并对误差滤波后驱动数字控制振荡器(NCO，Numerically Controlled Oscillator)(图中未示出)，NCO控制采样率转换内插器中的采样定时校正。

输入信号12可能有频率偏移。自动频率控制模块34计算频率偏移，并调整中频到基带的参考中频频率。为了提高捕获范围和跟踪性能，频率控制由两个步骤完成的：粗调和细调。因为发射信号是由平方根升余弦滤波器成形，所以接收信号要进行相同的成形49处理。众所周知，在TDS-OFDM系统中离散傅立叶逆变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)符号之前包括一个PN序列。通过把本地产生的PN序列和输入信号做相关运算，很容易找到相关峰(由此就可以确定帧头)及频率偏置和时间误差等同步信息。信道时域响应基于已经获得的信号相关。频率响应由时域响应经过快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)变换得到。

在TDS-OFDM系统中，PN序列取代了传统的循环前缀填充。这样就需要删除PN序列，并恢复被信道扩展的OFDM符号。模块36恢复了传统的OFDM符号，它使用了一个抽头的均衡器。FFT模块38实现了3780点的FFT。对基于信道频率响应的FFT 38变换数据进行信道均衡40。去旋转后的数据和信道状态信息送给前向纠错(FEC，Forward Error Correction)，做进一步处理。注意，本发明使用了授予杨林等人的、美国第7,072,289号专利中所描述的PN序列，在此合并为一体作为参考。

在TDS-OFDM接收机10中，时域解交织器28用于提高对脉冲噪声的抵抗性，它是卷积解交织器，需要一个B*(B-1)*M/2大小的存储器，这里B是交织宽度，M是交织深度。对于TDS-OFDM接收机10的具体实施例，有两种时域解交织模式：模式1，B＝52，M＝240；模式2，B＝52，M＝720。

对于解码来说，LDPC解码器42是软判决迭代解码器，例如，由发射机提供的准循环低密度奇偶校验码(QC-LDPC，Quasi-Cyclic Low Density ParityCheck)(图中未示出)。LDPC解码器42配置为3种不同的QC-LDPC码率(即码率0.4、码率0.6和码率0.8)，三种码率共享相同的硬件电路。当迭代过程达到了规定的最大迭代次数(完迭代)时，或当在错误检测和错误纠正处理中没有了误码(部分迭代)时，迭代过程就会结束。

TDS-OFDM调制/解调制系统是基于多种调制方案(QPSK、16QAM、64QAM)和多种编码码率(0.4、0.6和0.8)的多码率系统，其中QPSK代表四相移键控，QAM代表正交幅度调制。博斯-乔赫里-霍克文黑姆码(BCH，Bose，Chaudhuri & Hocquenghem Type of Code)解码器46是按比特输出。根据不同的调制方案和编码码率，速率转换模块把BCH解码器46的比特输出组合为字节(byte)，同时调整字节输出时钟的速率，使接收机10的MPEG-2包输出在整个解调制/解码过程中保持均匀的分配。

BCH解码器46设计用来进行BCH(762，752)码解码。此BCH码是BCH(1023，1013)码的截短二进制BCH码，其生成多项式为x¹⁰+x³+1。

因为发射机中的数据在BCH编码器(图中未示出)之前已经使用伪随机(PN，Pseudo-Random)序列进行了随机化，所以，由LDPC/BCH解码器46产生的纠错数据必须要去随机化。PN序列的生成多项式为1+x¹⁴+x¹⁵，其初始条件为100101010000000。解扰器48会在每个信号帧时复位到初始状态。另外，解扰器48会一直自由运行，直到下一次复位。最低的8位要和输入字节流作异或运算。

下面描述数据流通过解调器不同模块的情况。

接收的RF信息16由数字地面调谐器18进行处理，调谐器选择需要解调信号的带宽及频率，并把信号16下变换到基带或低中频信号。然后下变换得到的信息12通过模数转换器20变换到数字域。

基带信号经过采样率转换器50的处理后转换为符号。保护间隔中的PN信息与本地产生的PN序列作相关运算，得到时域冲击响应。时域冲击响应的FFT变换提供了信道响应的估计。相关器26还用于时钟恢复33、频率估计和接收信号的校正。提取接收数据中的OFDM符号，并通过3780点的FFT变换38，得到了频域里的符号信息。使用前面所得到的信道估计信息，对OFDM符号进行均衡处理，然后送到FEC解码器。

在FEC解码器部分，时域解交织模块28实现了传输符号序列的去卷积交织，接着把这3780个点的块送到内码LDPC解码器42。LDPC解码器42和BCH解码器46以串联工作方式接收精确的3780个符号，去掉36个传输参数信令(TPS，Transmission Parameter Signaling)符号后，处理剩下的3744个符号，并恢复发射的传输流信息。速率转换器44调整输出数据速率，解扰器48重建发射的码流信息。连接到接收机10的外部存储器52为这部分预先设定的功能或需求提供了存储空间。

下列图描述了3780点DFT的详细FFT，它把3780分解为3780＝3*3*3*2*2*5*7。

参考图2和图3，描述了多种状态下第一级电路的结构和相关的时间线(time-line)。提供了一对先进先出(FIFO，First Input First Output)缓存器，分别是FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62和FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64，用于由下到上从B₂ ⁽¹⁾寄存器64接收数据，然后通过FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62。

从中可以看到，FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62收到了一系列容元素，送给FFT 66计算，其大小与接收实体0-1259相适应。换言之，在图3所示的时间2520处，FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62填满了0-1259，0位置的元素已经准备好送给FFT 66进行计算。类似的，在时间2520处，FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64填满了1260-2519，而第1260个元素已经准备好送给FFT 66进行计算。同时，2520已经准备好从外部存储器(图中未示出)进入到FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64。但是代替2520进入FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64，直接把2520送给FFT 66。如上所述定义为状态一。在状态一，元素0、元素1260和元素2520输入到快速傅立叶变换(FFT)66，它的输出1返回到FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62，而输出2返回到FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64。

相似地，在时间2520或是状态II，元素1、元素1261和元素2521输入到FFT 66，它的输出1返回到FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62，输出2返回到FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64(参看图2A)。

在最后状态中，仅仅一个(在此时，是时间3779或是状态1259)，元素1259、元素2519和元素3779输入到FFT 66，它的输出1返回到FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62，输出2返回到FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器64(参看图2B)。

在时间3780，FFT 66计算停止，结果已经存储在一对FIFO缓存器FIFOB₁ ⁽¹⁾寄存器62和FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64中。因此，FIFO缓存器FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62和FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64依次输出FFT 66的输出。换言之，FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62和FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64分别输出1260-2519和2520-3779，替代FFT 66的输出。FIFO B₁ ⁽¹⁾寄存器62和FIFO B₂ ⁽¹⁾寄存器64可能大小相同。

参考图4和图5，描述了第二级电路结构70和相关的时间线。需要第二级是因为本发明把整个因数分解为多个3，而不是2。换言之，因为在N中有第二个因子3，因此，就需要有第二级。第二级两段寄存器的长度仅是第一级的1/3。换言之，第一级的一段在第二级中分成了三段。相似地，描述了具有多种状态(图中仅示出一种)的第二级电路的结构和相关的时间线。

提供了一对FIFO缓存器，分别是FIFO B₁ ⁽²⁾寄存器72和FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器74，用于由下到上从FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器74接收数据，然后通过FIFO B₁ ⁽²⁾寄存器72。FIFO B₁ ⁽²⁾寄存器72和FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器74可能大小相同。在第二级，缓冲器的大小减少到420。参见特定的图5，在时间840，FIFO B₁ ⁽²⁾寄存器72填满0-419，而且第0元素准备好进行FFT 76计算。在同一时间，FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器74填满420-839，而且第420元素准备好进行FFT 76计算。这个状态之后，840就准备好了从外面的存储器(图中未示出)进入到FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器。然而，代替外部的840进入到FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器74，840直接送给FFT76。上述过程定义为第二级的状态一。在状态一，元素0、元素420和元素840输入到FFT 76，它的输出1返回到FIFO B₁ ⁽¹²⁾寄存器72，输出2返回到FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器74。这个循环从这里进行直到在时间1260获得FFT 76的输出419。注意，在这个时间内FIFO缓存区FIFO B₁ ⁽²⁾寄存器72和FIFO B₂ ⁽²⁾寄存器74用于存储FFT 76的输出。从1260-2099开始的时间周期内，FFT 76没有进行计算。然而，输出从420-1259的输出结果。近似地，在不同的时间段内计算从1260-2519和2520-3779的元素，并输出(图中未示出)。

注意，FFT 76和FFT 66可能是一个，至少在本发明的计算处理过程中是相同的。

参看图6，描述了高吞吐量3780点的正向和反向快速傅立叶变换的体系结构。首先，表示了缓存器的数量所对应的因数值，例如，因数3需要两个缓存器；第二，也表示了每级上段的大小，例如，在第一级，段最大，随着级数的增加，段的大小减少；第三，随着级数增加，缓存器大小减少，例如，在第一级，缓存器的大小是1260，在第三级，缓存器的大小就减少到了140，等等。可以看到，从这个方案中得益最多的是第一级。

因为选择了3780点DFT，它可以分解为3780＝3*3*3*2*2*5*7。考虑到在TDS-OFDM发射机和接收机中需要实现这个3780点正向和反向FFT的体系结构，本发明提供了一种新颖的体系结构完成3780点的正向和反向FFT。本发明能够达到高吞吐量，同时具有低复杂性。换言之，因为3780能够分解为3780＝3*3*3*2*2*5*7，所以3780点FFT能够在7级中实现。

参考图7，描述了与电路结构中所有级相关的时间线。注意，从第二个3780输入开始，第一个3780的输出就已经准备着手进行下一步的处理。换言之，在第二段输入开始的时间，第一段的输出就已经提供了。显然，多数应用都希望采用这种流水线处理方式。

作为替换的具体实施例，3780点DFT可分解为3780＝3*3*3*4*5*7。参考图6A-6B，可以看到，图6所示的仅仅需要6级，代替了原来的7级。此外，3780点DFT可分解为3780＝7*5*3*3*3*2*2，如图6B所示。可替代的，3780点DFT可分解为图6A所示的3780＝7*3*3*3*4*5。可以看到，所有的具体实施的输出延时是相同的。换言之，对所有的具体实施，有如下输出延时：

输出延时
	2520
840
	280
105
	28
6

图6中，总和＝3779

输出延时
	2520
840

280
	70
35
	28
6

图6A中，总和＝3779

输出延时
	3240
432
	72
24
	8
2
	1

图6B中，总和＝3779

分解的选择取决于实际的电路结构，比如FIFO寄存器的大小，等等。可以看到，对于图6-6A，寄存器最大是1260，但是在图6B中寄存器最大是540。

在TDS-OFDM通讯设备中，提供了N点正向和/或反向快速傅立叶变换的方法。方法包括了以下步骤：把N分解为3*3*…*3*M的组合，其中M是一个自然数，能够分解为非3的因数，并且在一系列级中每一个因数对应一级；提供了至少一个FFT计算器，用于计算3点FFT；为了顺序地存储元素序列，以及以预定的定时方式存储3点FFT的计算结果，提供至少两个寄存器。

在TDS-OFDM通信系统中，提供了一种用于N点正向和/或反向快速傅立叶变换(FFT)的装置。为了计算3点FFT，装置包括至少一个FFT计算器，和至少2个寄存器，用于顺序地存储元素序列，以及以预定的定时方式存储3点FFT的计算结果。N能够分解为3*3*…*3*M的组合，其中M是一个自然数，能够分解为非3的因数，并且每一个因数对应一系列级中的一个级。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本发明的权利要求的精神和范围情况下，本领域的普通技术人员可作出各种修改或改变。因此，本说明书和框图是说明性而非限制性的，同时，所有修改都包含在本发明的范围中。好处、优点、问题的解决方案以及可能产生好处、优点或产生解决方案或者变得更明确的解决方案的任何基本单元，都不会作为任何或全部权利要求中重要的、必需的或者本质的特性或原理来加以解释。后面的权利要求，包括本申请未定期间的任何改正以及颁布的那些权利要求的所有的等同权利，单独地定义了本发明。

Claims (14)

1.一种N点正向和/或反向的快速傅立叶变换方法，其特征在于，在TDS-OFDM通信装置中，方法包括以下步骤：

1)分解N为3*3*…*3*M的组合，并且每一个因数对应一系列级中的一级，每一级计算所采用的缓存器大小、段长度、段的重复数量各不相同，其中随着级数的增加，各级的缓存器的大小以及段的长度减少，各级之间采用流水线处理方式，其中M是一个自然数，能够分解为非3的因数；

2)提供至少一个快速傅立叶变换FFT变换计算器，用于计算3点FFT；

3)对于所述一系列级中因数为3的每一级，提供两个缓存器，用于顺序地存储元素序列，以及以预定的定时方式存储3点FFT的计算结果，其中从所述两个缓存器和外部存储器中读取相应位置的3个数据，送给所述FFT变换计算器，而FFT变换计算器的输出返回到所述两个缓存器存储起来。

2.如权利要求1所述的N点正向和/或反向的快速傅立叶变换方法，其特征在于，所述TDS-OFDM通信装置包括接收机。

3.如权利要求1所述的N点正向和/或反向的快速傅立叶变换方法，其特征在于，所述TDS-OFDM通信装置包括发射机。

4.如权利要求1所述的N点正向和/或反向的快速傅立叶变换方法，其特征在于，所述一系列级中的第一级对应于第一个因数，它为3。

5.如权利要求1所述的N点正向和/或反向的快速傅立叶变换方法，其特征在于，所述一系列级中的第二级对应于第二个因数，它为3。

6.如权利要求1所述的N点正向和/或反向的快速傅立叶变换方法，其特征在于，所述N等于3780。

7.如权利要求1所述的N点正向和/或反向的快速傅立叶变换方法，其特征在于，所述N还可以分解为M*3*3*…*3的组合。

8.一种用于N点正向和/或反向的快速傅立叶变换的装置，其特征在于，在TDS-OFDM通信系统中，该装置包括：

1)至少一个快速傅立叶变换FFT变换计算器，用于计算3点FFT；

2)N分解为3*3*…*3*M的组合，并且每一个因数对应一系列级中的一级，每一级计算所采用的缓存器大小、段长度、段的重复数量各不相同，其中随着级数的增加，各级的缓存器的大小以及段的长度减少，各级之间采用流水线处理方式，其中M是一个自然数，能够分解为非3的因数；

3)对于所述一系列级中因数为3的每一级，提供两个缓存器，用于顺序地存储元素序列，以及以预定的定时方式存储3点FFT的计算结果，其中从所述两个缓存器和外部存储器中读取相应位置的3个数据，送给所述FFT变换计算器，而FFT变换计算器的输出返回到所述两个缓存器存储起来。

9.如权利要求8所述的用于N点正向和/或反向的快速傅立叶变换的装置，其特征在于，所述装置包括一个接收机。

10.如权利要求8所述的用于N点正向和/或反向的快速傅立叶变换的装置，其特征在于，所述装置包括一个发射机。

11.如权利要求8所述的用于N点正向和/或反向的快速傅立叶变换的装置，其特征在于，所述一系列级中的第一级对应于第一个因数，它为3。

12.如权利要求8所述的用于N点正向和/或反向的快速傅立叶变换的装置，其特征在于，所述一系列级中的第二级对应于第二个因数，它为3。

13.如权利要求8所述的用于N点正向和/或反向的快速傅立叶变换的装置，其特征在于，所述N等于3780。

14.如权利要求8所述的用于N点正向和/或反向的快速傅立叶变换的装置，其特征在于，所述N还可以分解为M*3*3*…*3的组合。

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