CN101345730A - Tds-ofdm接收机中频域判决反馈均衡器的方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及TDS－OFDM接收机中频域判决反馈均衡器的方法和装置，属于通信技术领域。提供了用于接收符号和信道频率响应的均衡装置。装置包括一个分片器，它基于信号星座图把信道频率响应划界，得到分片的信道频率响应；一个除法器，它把接收到的符号除以分片的信道频率响应，除法器的商作为后面接收到的符号的参考点。
Description
相关申请引用
本申请主张的发明公开于2006年7月25日，临时申请号为60/820,319，名称为“基于LDPC码的TDS-OFDM通信系统中的接收机”。要求美国临时专利申请中35 USC§119(e)的权利并入上述申请以作参考。
技术领域
本发明属于通信技术领域，更确切地说，本发明涉及时域同步正交频分复用(TDS-OFDM，Time Domain Synchronous-OrthogonalFrequency Division Multiplexing)接收机中频域判决反馈均衡器的方法和装置。
技术背景
正交频分复用(OFDM)是已公开的技术。授予Chang等人的、美国专利号为3,488,445的专利描述了一个正交频分复用的设备和方法，它在大量相互正交的载波上实现大量数据信号的频分复用，因此，子载波之间存在重叠，但频带受限，产生的频谱不存在信道间干扰(ICI，Interchannel Interference)和符号间干扰(ISI，Intersymbol Interference)。每个信道的窄带滤波器幅频特性和相频特性由它们各自的对称性所规定。为每个信号提供相同的抵抗信道噪声的保护能力，仿佛每个信道中的信号通过不相关的媒介传输，并且通过降低数据率去除符号间干扰。随着信道数目的增加，总的数据率接近最大理论值。
OFDM收发信机是已公开的技术。授予Fattouche等人的、美国专利号为5,282,222的专利描述了一种允许多个无线收发信机相互交换信息(数据、语音或视频)方法。在第一个收发信机中，信息的第一个帧复用到一个宽频带上，传送给第二个收发信机。第二个收发信机接收和处理信息。信息采用相移键控的差分编码。另外，经过预先选择的时间间隔后，第一个收发信机可以再次传送信息。在预先选择的时间间隔期间，第二个收发信机可以用时分双工方式和另外的收发信机交换信息。第二个收发信机的信号处理可以包括估计发送信号的相位差和对发送信号进行预失真处理。收发信机包括一个用于信息编码的编码器、用于把信息复用到宽带语音信道上的宽带频分复用器，和用于复用信息上变换的本地振荡器。设备包括一个处理器，它对复用信息进行傅立叶变换，把信息变换到时间域进行传输。
在OFDM中采用伪噪声(PN，Pseudo-Noise)作为保护间隔(GI，Guard Interval)是已公开的技术。授予杨林等人的、美国专利号为7,072,289的专利描述了在信号传输信道中存在时延的情况下，一种估计传输信号帧开始和/或结束定时的方法。每个信号帧都有一个伪随机(PN)m序列，其中PN序列满足选择的正交性和封闭性(closures relation)的关系。接收到的信号和PN序列进行卷积，并从接收信号中减去，从而确定接收信号中PN序列的开始和/或结束。PN序列用于定时恢复、载波恢复、信道传输特性估计、接收信号帧同步，以及代替OFDM的保护间隔。
我们知道作为保护间隔的PN序列可用于信道频域估计。然而由于各种原因，这个估计可能不是准确的。比如传输后由于信道延时，这个估计变得不精确。由于信道延迟，保护间隔可能包含来自先前帧或包的符号或净荷信息。同样的，保护间隔中的信息部分可能延迟到预定的净荷区里。因此，需要自校正的反馈环路。所以，要求进一步通过反馈环路的方法提高信道估计的性能。
发明内容
提供了使用保护间隔的信道估计，并且它的衍生物作为后续帧估计的基础。
提供了使用至少一个保护间隔的判决反馈信道估计。
提供了具有保护间隔的信道估计，包括伪噪声(PN，Pseudo-Noise)和使用接收到的PN序列。
提供了使用接收到的作为保护间隔的PN序列的信道估计，并且它的衍生物作为后续帧估计的基础。
提供了使用接收到的作为保护间隔的PN序列的信道估计，和判决反馈。
附图说明
附图中的参考数字指相同或功能相似的基本单元，附图和下面的详细描述一起构成了一个整体，成为说明书的要素，并用于进一步图示各种具体实施例和解释本发明的各种原理与优点。
图1是符合本发明具体实施例的接收机示意图；
图2是简化的接收机示意图；
图3是以前的信号关系示意图；
图4是本发明的反馈环路框图的示意图；
图5是本发明信号星座图的示意图；
图6是本发明的曲线图；
图7是本发明的一系列帧示意图。
专业人士需要的是将图中的基本单元简单明了地表示出来，是否按比例描绘并不是必要的。例如，为了更好地帮助理解本发明的具体实施例，图中某些基本单元的尺寸大小相对于其它单元可能被夸大。
具体实施方式
在详细描述本发明实施例之前，应当注意，本实施例存在于方法步骤和装置部件的组合之中，它涉及到基于判决反馈的信道特性估计。相应地，图例中使用常规的符号来描述这些设备和方法步骤，仅详细说明了与本发明具体实施例相关的关键细节，帮助大家清晰地、充分地理解本方案，以免对这些细节产生误解，使本领域的普通技术人员容易明白，并从中收益。
在本说明书中，相关的术语，例如第一和第二、顶部和底部，以及相似的术语，可能会单独使用，以区别不同的实体或处理，并不表示必须需要或暗示这些实体或处理之间的关系或顺序。术语“包括”、“由…..组成”，或是任何与之相关的其他变形，意指包含非排它的结果。所以，由一系列基本单元组成的处理、方法、文章或装置不仅仅包含那些已经指明了的基本单元，也可能包含其它的基本单元，虽然这些单元没有明确列在或属于上述的处理、方法、文章或装置。被“包括”所引述的基本单元，在没有更多限制的情况下，不排除在由基本单元构成的处理、方法、文字或装置中存在另外相同的基本单元。
这里所描述的本发明的具体实施例由一个或多个通常的处理器和唯一的存储程序指令构成，程序指令控制一个或多个处理器，配合一定的非处理器电路，去实现某些、大部分或全部的所述的基于判决反馈的信道特性估计。非处理器电路可能包括但不限于无线接收机、无线发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路和用户输入设备。同样的，这些功能可以解释为完成上述基于判决反馈的信道特性估计的方法步骤。作为替换选择，某些或所有功能可以用没有储存程序指令的状态机实现，或者使用一个或多个专用集成电路(ASIC，Application Specific Integrated Circuit)，在这些ASIC中一个功能或一些功能的某种组合作为定制逻辑来实现。当然，这两种方法也可以组合使用。因此，这里描述了实现这些功能的方法和手段。更进一步，期望普通的技术人员经过努力和许多设计选择后，例如有效的开发时间、当前的技术和经济方面的考虑，在这里所揭示的概念和原理指导下，能够容易通过最少的实验得到所述的软件指令、程序和集成电路(IC，Integrated Circuit)。
如图1所示，描述了以TDS-OFDM为基础的低密度奇偶校验(LDPC，Low Density Parity Check)系统接收机10。换句话说，图1是以框图来说明基于TDS-OFDM的LDPC接收机10的功能模块图。这里的解调遵循TDS-OFDM调制原理。误码纠错机制基于LDPC。接收机10的首要目的是在有噪声系统中的信号检测，发射机发送波形的有限集合，而接收机用信号处理技术再生发射机发送的离散信号的有限集合。
图1中的方框图阐述了接收机10的信号及关键的处理步骤。这里假设接收机10的输入信号12是下变换的数字信号，输出信号14是运动图像专家组标准(MPEG-2)格式的传送流。更具体的说，射频(RF，Radio Frequency)调谐器18接收RF输入信号16，并且将其下变换到低中频或零中频信号12，作为模拟信号或数字信号(通过可选的模数转换器20)提供给接收机10。成形模块49将信号调整，以便进一步的处理。
在接收机10中，中频信号转换到基带信号22。然后，根据TDS-OFDM调制方案中低密度奇偶校验(LDPC，Low-density ParityCheck)的参数完成时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)解调。信道估计24和相关模块26的输出送到时域解交织器28，然后送到前向纠错模块。接收机10的输出信号14是包括了有效数据、同步信号、时钟信号的并行或串行MPEG-2传送流。接收机10的配置参数可以自动探测或者自动编程控制或者手动设置。接收机10主要的配置参数包括：(1)子载波调制方式：四相移键控(QPSK，QuadPhase Shift Keying)、16正交幅度调制(QAM，QuadratureAmplitude Modulation)和64QAM；(2)前向纠错码率：0.4、0.6和0.8；(3)保护间隔：420或945个符号；(4)时域解交织模式：0、240或720个符号；(5)控制帧探测；和(6)信道带宽：6、7或8MHz。
下面描述接收机10中各功能块。
自动增益控制(AGC，Automatic Gain Control)模块30将输入的数字化信号强度与参考进行比较，把得到的差值进行滤波，滤波器值32用于控制调谐器18的放大增益。调谐器提供的模拟信号12通过模数转换器20采样，产生的信号中心频率位于更低的中频IF上。例如，使用30.4MHz采样频率对36MHz中频信号采样，得到的信号的中心频率是5.6MHz。中频到基带模块22把这个更低的中频信号转换为基带复数信号。模数转换器20使用固定采样率。使用模块22中的内插器完成从这个固定采样率到OFDM采样率的转换。时钟恢复模块33计算时钟误差，并对误差滤波后驱动数字控制振荡器(NCO，Numerically Controlled Oscillator)(图中未示出)，NCO控制采样率转换内插器中的采样定时校正。
输入信号12可能有频率偏移。自动频率控制模块34计算频率偏移，并调整中频到基带的参考中频频率。为了提高捕获范围和跟踪性能，频率控制由两个步骤完成的：粗调和细调。因为发射信号是由平方根升余弦滤波器成形，所以接收信号要进行相同的处理。众所周知，在TDS-OFDM系统中离散傅立叶逆变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)符号之前包括一个PN序列。通过把本地产生的PN序列和输入信号做相关运算，很容易找到相关峰(由此就可以确定帧头)及频率偏置和时间误差等同步信息。信道时域响应基于已经获得的信号相关。频率响应由时域响应经过快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)变换得到。
在TDS-OFDM系统中，PN序列取代了传统的循环前缀填充。这样就需要删除PN序列，并恢复被信道扩展的OFDM符号。模块36恢复了传统的OFDM符号，它使用了一个抽头的均衡器。FFT模块38实现了3780点的FFT。对基于信道频率响应的FFT 38变换数据进行信道均衡40。去旋转后的数据和信道状态信息送给前向纠错(FEC，Forward Error Correction)，做进一步处理。
在TDS-OFDM接收机10中，时域解交织器28用于提高对脉冲噪声的抵抗性。时域解交织器28是卷积解交织器，它需要B*(B-1)*M/2大小的存储器，这里B是交织宽度，M是交织深度。对于TDS-OFDM接收机10的具体实施例，有两种时域解交织模式，模式1，B＝52，M＝240；模式2，B＝52，M＝720。
对于解码来说，LDPC解码器42是软判决迭代解码器，例如，由发射机提供的准循环低密度奇偶校验码(QC-LDPC，Quasi-Cyclic Low Density Parity Check)(图中未示出)。LDPC解码器42配置为3种不同的QC_LDPC码率(即码率0.4、码率0.6和码率0.8)，三种码率共享相同的硬件电路。当迭代过程达到了规定的最大迭代次数(完迭代)时，或当在错误检测和错误纠正处理中没有了误码(部分迭代)时，迭代过程就会结束。
TDS-OFDM调制/解调制系统是基于多种调制方案(QPSK、16QAM、64QAM)和多种编码码率(0.4、0.6和0.8)的多码率系统，期中QPSK(Quad Phase Shift Keying)代表四相移键控，QAM(Quadrature Amplitude Modulation)代表正交幅度调制。博斯-乔赫里-霍克文黑姆码(BCH，Bose，Chaudhuri&Hocquenghem Type of Code)解码器46是按比特输出。根据不同的调制方案和编码码率，速率转换模块把BCH解码器46的比特输出组合为字节(byte)，同时调整字节输出时钟的速率，使接收机10的MPEG-2包输出在整个解调制/解码过程中保持均匀的分配。
解码器46用来进行BCH(762，752)码解码。此BCH码是BCH(1023，1013)码的截短二进制BCH码，其生成多项式为x10+x3+1。
因为发射机中的数据在BCH编码器(图中未示出)之前已经使用伪随机序列(PN，Pseudo-Random)进行了随机化，所以，由LDPC/BCH解码器46产生的纠错数据必须要去随机化。PN序列的生成多项式为1+x14+x15，其初始条件为100101010000000。解扰器48会在每个信号帧时复位到初始状态。另外，解扰器48会一直自由运行，直到下一次复位。最低的8位要和输入字节流作异或运算。
下面描述数据流通过解调器不同模块的情况。接收的RF信息16由数字地面调谐器18进行处理，调谐器选择需要解调信号的带宽及频率，并把信号16下变换到基带或低中频信号。然后下变换得到的信息12通过模数转换器20变换到数字域。
基带信号经过采样率转换器50的处理后转换为符号。保护间隔中的PN信息与本地产生的PN序列作相关运算，得到时域冲击响应。时域冲击响应的FFT变换提供了信道响应的估计。相关器26还用于时钟恢复33、频率估计和接收信号的校正。提取接收数据中的OFDM符号，并通过3780点的FFT变换38，得到了频域里的符号信息。使用前面所得到的信道估计信息，对OFDM符号进行均衡处理，然后送到前向纠错(FEC，Forward Error Correction)解码器。
在前向纠错(FEC，Forward Error Correction)解码器部分，时域解交织模块28实现了传输符号序列的去卷积交织，接着把这3780个点的块送到内码LDPC解码器42。LDPC解码器42和BCH解码器46以串联工作方式接收精确的3780个符号，去掉36个传输参数信令(TPS，Transmission Parameter Signaling)符号后，处理剩下的3744个符号，并恢复发射的传输流信息。速率转换器44调整输出数据速率，解扰器48重建发射的码流信息。连接到接收机10的外部存储器52为这部分预先设定的功能或需求提供了存储空间。
参考图2，描述了一个接收机，它是图1所示接收机的简化版本。成形模块49送给相关模块26，相关模块26的输出送给信道估计模块24，其输出是信道响应H，连到信道均衡模块40。成形模块49的输出也送给OFDM符号恢复模块36，其输出是传输符号的时域值。传输符号y经过傅立叶变换模块38，得到变换后的频域值Y，它用于信道均衡模块40。
参考图3，描述了以前的信道估计方法。已知的信道频率响应H除变换的符号Y，即Y/H，得到固定的信道估计。例如，在TDS-OFDM系统中，接收到的频域符号Y(频域变换后)除以信道频率响应H，完成信道均衡。然而，信道频率响应H可能并不总是代表当前真实的频率响应。典型的信道频率响应H是通过已知的保护间隔进行估计，例如PN序列。换言之，信道频率响应H是由至少一个已知的保护间隔进行估计。由于在传输后产生的信道延迟，这种估计是不准确的。由于信道延迟，保护间隔中可能包含来自先前帧或包的符号或净荷信息。同样的，保护间隔中的信息部分可能延迟到预定的净荷区里。因此，需要自校正的反馈环路。
参考图4，描述了反馈环路的方框图60，它提高了现有信道响应。如上所述，均衡器需要进一步提高。本发明提出了一种基于判决反馈的均衡。因此，H的初始值如下获得。假设y是接收到的符号，Y是y的FFT，Hi是信道频率响应(初始估计61)。符号星座分片器62的判决基于Y/H。换言之，分片器62按着Y/H做出操作。因此，新的信道估计从下式获得：
H1＝Y/slice(Y/H) (1)
通过H1的逆FFT(IFFT，Inverse FFT)64处理，截断和阈值模块66到信道需要的长度，并且由截断和阈值模块66限定噪声底板，然后通过FFT模块68频率变换到H2，获得了信道Hn的新的估计。这个新估计用于下一帧，因此，称为判决反馈。
参考图5，描述了信号星座映射图70。如图所示，在理想或好的条件下，例如加性高斯白噪声(AWGN)信道模型，点72将有良好的表现。然而在实际中，点72通常扩散到AWGN点72的邻近区域74。因此，可以通过施画水平和垂直线76，定义一系列的矩形，完成星座映射。落在矩形内的点将给予AWGN点所代表的值或矩形内所有点的均值，因此，得到了一组固定的、简化的数值，用于后面的计算。
参考图6，描述了本发明的示意图。注意，只有保护间隔长度L用于本发明的计算。更进一步，注意噪声电平N，它是由截断和阈值模块66的噪声消除函数处理的。
参考图7，描述了一系列帧。类似地，仅使用包含在保护间隔长度L中的信息，如Ga1、Ga2等。
应当注意，本发明所使用的PN序列，公开于美国专利号为7,072,289、授予杨林等人的专利，涉及的申请在此合并为一体，作为参考。
提供了适用于装置中的接收符号和信道频率响应的均衡方法。方法包括步骤：基于信号星座图，使用分片器把信道频率响应划界，得到分片的信道频率响应；接收到的符号除以分片的信道频率响应，像除法器，除法器的商作为后面接收到的符号的参考点。
提供了适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置。装置包括一个分片器，它基于信号星座图把信道频率响应划界，得到分片的信道频率响应；一个除法器，它把接收到的符号除以分片的信道频率响应，除法器的商作为后面接收到的符号的参考点。
上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本发明的权利要求的精神和范围情况下，本领域的普通技术人员可作出各种修改或改变。因此，本说明书和框图是说明性而非限制性的，同时，所有修改都包含在本发明的范围中。好处、优点、问题的解决方案以及可能产生好处、优点或产生解决方案或者变得更明确的解决方案的任何基本单元，都不会作为任何或全部权利要求中重要的、必需的或者本质的特性或原理来加以解释。后面的权利要求，包括本申请未定期间的任何改正以及与颁布的那些权利要求的所有的等同权利，单独地定义了本发明。
Claims (14)
1.一种适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置，其特征在于，该装置包括：
一个分片器，它基于信号星座图把信道频率响应划界，得到分片的信道频率响应；
一个除法器，它把接收到的符号除以分片的信道频率响应，除法器的商作为后面接收到的符号的参考点。
2.如权利要求1所述的适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置，其特征在于，进一步包括截断器，它把分片的信息进一步限制到和符号之间保护区域相关的特定时间周期。
3.如权利要求2所述的适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置，其特征在于，所述保护区域是PN序列。
4.如权利要求1所述的适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置，其特征在于，进一步包括一个阈值限制器，用于限制噪声。
5.如权利要求1所述的适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置，其特征在于，进一步包括一个傅立叶逆变换器，它把商变换到时域，用于截断到预定得信道长度和设置限制噪声的门限。
6.如权利要求1所述的适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置，其特征在于，所述预定信道长度约为L。
7.如权利要求1所述的适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置，其特征在于，进一步包括一个傅立叶变换器，用于把反变换的接收符号变换回频域。
8.一种在适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置中使用的方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：
使用一个分片器，它基于信号星座图把信道频率响应划界，得到分片的信道频率响应；
和把接收到的符号除以分片的信道频率响应，除法器的商作为后面接收到的符号的参考点。
9.如权利要求8所述的在适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置中使用的方法，其特征在于，进一步包括了截断分片信息到和符号之间保护区域相关的特定时间周期。
10.如权利要求9所述的在适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置中使用的方法，其特征在于，所述保护区域是PN序列。
11.如权利要求8所述的在适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置中使用的方法，其特征在于，进一步包括提供了一个阈值限制器，用于限制噪声。
12.如权利要求8所述的在适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置中使用的方法，其特征在于，进一步包括提供一个傅立叶逆变换器，它把商变换到时域，用于截断到预定得信道长度和设置限制噪声的门限。
13.如权利要求8所述的在适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置中使用的方法，其特征在于，所述预定信道长度约为L。
14.如权利要求8所述的在适用于接收符号和信道频率响应的均衡装置中使用的方法，其特征在于，进一步包括提供了一个傅立叶变换器，用于把反变换的接收符号变换回频域。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102377702A (zh) * | 2010-08-24 | 2012-03-14 | 上海华虹集成电路有限责任公司 | 一种数字无线通信中信道估计处理系统及方法 |
| CN104135455A (zh) * | 2014-08-01 | 2014-11-05 | 中国电子科技集团公司第二十研究所 | 一种通信系统迭代接收方法 |
-
2007
- 2007-07-23 CN CNA200710130008XA patent/CN101345730A/zh active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102377702A (zh) * | 2010-08-24 | 2012-03-14 | 上海华虹集成电路有限责任公司 | 一种数字无线通信中信道估计处理系统及方法 |
| CN102377702B (zh) * | 2010-08-24 | 2014-10-22 | 上海华虹集成电路有限责任公司 | 一种数字无线通信中信道估计处理系统及方法 |
| CN104135455A (zh) * | 2014-08-01 | 2014-11-05 | 中国电子科技集团公司第二十研究所 | 一种通信系统迭代接收方法 |
| CN104135455B (zh) * | 2014-08-01 | 2017-05-10 | 中国电子科技集团公司第二十研究所 | 一种通信系统迭代接收方法 |
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