CN101237247B - 由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，属于通信技术领域。在正交频分复用(OFDM)通信系统中，提供了一个接收机，它由前向纠错内码装置，或前向纠错外码装置组合。不管是前向纠错内码装置还是前向纠错外码装置，包含了从符号对数似然比到比特对数似然比的改进计算方法。这种方法的步骤为：提供两个简化的参数；在从已经获到的符号对数似然比得到比特对数似然比的计算时，使用上述的两个简化参数，并仅有加法和减法操作。

Description

由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法

相关申请的引用

本申请主张的发明公开于2006年7月25日，临时申请号为60/820,319，名称为“TDS-OFDM通信系统中的LDPC接收机”。因此，本发明主张美国临时申请的35USC§119(e)条款下的权利，并且涉及的上述申请在此合并为一体。

技术领域

本发明涉及通信技术领域，更特别地，本发明涉及由符号对数似然比(LLR，log-likehood ratio)得到比特对数似然比的方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是已知公开的技术。授予Chang等人的、美国专利号为3,488,445的专利描述了一个正交频分复用的设备和方法，它在大量相互正交的载波上实现大量数据信号的频分复用，因此，子载波之间存在重叠，但频带受限，产生的频谱不存在信道间干扰(ICI，Interchannel Interference)和符号间干扰(ISI，IntersymbolInterference)。每个信道的窄带滤波器幅频特性和相频特性由它们各自的对称性所规定。为每个信号提供相同的抵抗信道噪声的保护能力，仿佛每个信道中的信号通过不相关的媒介传输，并且通过降低数据率去除符号间干扰。随着信道数目的增加，总的数据率接近最大理论值。

OFDM收发信机是已知公开的技术。授予Fattouche等人的、美国专利号为5,282,222的专利描述了一种允许多个无线收发信机相互交换信息(数据、语音或视频)方法。在第一个收发信机中，信息的第一个帧复用到一个宽频带上，传送给第二个收发信机。第二个收发信机接收和处理信息。信息采用相移键控的差分编码。另外，经过预先选择的时间间隔后，第一个收发信机可以再次传送信息。在预先选择的时间间隔期间，第二个收发信机可以用时分双工方式和另外的收发信机交换信息。第二个收发信机的信号处理包括发送估计信号的相位差和对发送信号进行预失真处理。收发信机包括一个用于信息编码的编码器、用于把信息复用到宽带语音信道上的宽带频分复用器，和用于复用信息上变换的本地振荡器。设备包括一个处理器，它对复用信息进行傅立叶变换，把信息变换到时间域进行传输。

在OFDM中采用伪噪声(PN，Pseudo-Noise)作为保护间隔(GI，Guard Interval)是已知公开的技术。授予杨林等人的、美国专利号为7,072,289的专利描述了在信号传输信道中存在时延的情况下，一种估计传输信号帧开始和/或结束定时的方法。每个信号帧都有一个伪随机(PN)m序列，其中PN序列满足选择的正交性和非相关。接收到的信号和PN序列进行卷积，并从接收信号中减去PN序列，从而确定接收信号中PN序列的开始和/或结束。PN序列用于定时恢复、载波恢复、信道传输特性估计、接收信号帧同步，以及代替OFDM的保护间隔。

在已知条件下，解码器需要正确地解码，以便恢复原始码。但是由于信道衰落和其它因素，接收信号属于正确码字的概率在符号间是变化的。例如，在64QAM中，一个符号在I、Q轴各有8个电平。因此，好的符号将增加码字重量。所以，想要通过在对数似然比(LLR)计算中引入信道状态信息，提高解码的正确度。但是，引入信道状态信息将增加计算复杂度。因此，需要减少上述的复杂度。

发明内容

由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其中，计算仅使用加法和减法运算。

由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其中，所述的加法和减法运算仅使用两个输入参量。

由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其中，把信道状态信息引入对数似然比(LLR)的计算中。

由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其中，当所述的符号具有更高的正确概率时，在LLR计算中将增加该符号的权重。

在一个正交频分复用(OFDM)通信系统中，由符号对数似然比得到比特对数似然比的改进方法，其中，计算仅使用加法和减法运算。

在一个正交频分复用(OFDM)通信系统中，由符号对数似然比得到比特对数似然比的改进方法，其中，所述的加法和减法运算仅使用两个输入参量。

在一个正交频分复用(OFDM)通信系统中，其中至少一种调制方案是可能的，由符号对数似然比得到比特对数似然比的改进方法，计算仅使用加法和减法运算。

在一个正交频分复用(OFDM)通信系统中，其中至少一种调制方案是可能的，由符号对数似然比得到比特对数似然比的改进方法，所述的加法和减法运算仅使用两个输入参量。

附图说明

附图中的参考数字指相同或功能相似的基本单元，附图和下面的详细描述一起构成了一个整体，成为说明书的要素，并用于进一步图示各种具体实施例和解释本发明的各种原理与优点。

图1是一个采用本发明实现的接收机示意图；

图2是本发明组成模块框图；

图3是本发明解码结构的最初的例子的框图。

专业人士需要的是将图中的基本单元简单明了地表示出来，是否按比例描绘并不是必要的。例如，为了更好地帮助理解本发明的具体实施例，可以把图中某些基本单元的尺寸大小相对于其它单元进行夸大。

具体实施方式

在描述本发明具体实施细节之前，应该注意到的是具体实施例存在于方法步骤和装置部件的组合之中，它涉及到仅使用加法和减法运算的、由符号对数似然比得到比特对数似然比的计算。因此，在图中用常用符号给出了装置部件和方法步骤，并详细描述了那些有助于理解本发明具体实施例的细节，以免对这些细节产生误解，使本领域的普通技术人员容易明白，并从中收益。

在本说明书中，相关的术语，例如第一和第二、顶部和底部，以及相似的术语，可能会单独使用，以区别不同的实体或处理，并不表示必须需要或暗示这些实体或处理之间的关系或顺序。术语“包括”、“由......组成”，或是任何与之相关的其他变形，意指包含非排它的结果。所以，由一系列基本单元组成的处理、方法、文章或装置不仅仅包含那些已经指明了的基本单元，也可能包含其它的基本单元，虽然这些单元没有明确列在或属于上述的处理、方法、文章或装置不仅仅包含那些已经指明了的基本单元，也可能包含其它的基本单元，虽然这些单元没有明确列在或属于上述的处理、方法、文字或装置中。被“包括”所引述的基本单元，在没有更多限制的情况下，不排除在由基本单元构成的处理、方法、文字或装置中存在另外相同的基本单元。

这里所描述的本发明的具体实施例由一个或多个通常的处理器和唯一的存储程序指令构成，程序指令控制一个或多个处理器，配合一定的非处理器电路，去实现某些、大部分或者全部的从符号对数似然比得到比特对数似然比的计算功能，这里描述的计算功能仅使用加法和减法运算。非处理器电路可能包括但不限于无线接收机、无线发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路和用户输入设备。同样的，这些功能可以解释为完成上述计算的方法步骤。作为替换选择，某些或所有功能可以用没有储存程序指令的状态机实现，或者使用一个或多个专用集成电路(ASIC，Application Specific Integrated Circuit)，在这些ASIC中一个功能或一些功能的某种组合作为定制逻辑来实现。当然这两种方法也可以一起使用。因此，这里描述了实现这些功能的方法和手段。更进一步，期望普通的技术人员经过努力和许多设计选择后，例如有效的开发时间、当前的技术和经济方面的考虑，在这里所揭示的概念和原理指导下，能够容易通过最少的实验得到所述的软件指令、程序和集成电路(IC，Integrated Circuit)。

图1描述了在时域同步正交频分复用(TDS-OFDM，Time DomainSynchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信系统中实现低密度奇偶校验码(LDPC，Low Density Parity Check)的接收机10。换句话说，图1描述了一个基于TDS-OFDM接收机10的LDPC功能块。这里的解调遵循TDS-OFDM调制方案的原理。误码纠错基于LDPC。接收机10的主要目标是在有噪声系统中的信号检测，发射机发送波形的有限集合，而接收机用信号处理技术再生发射机发送的离散信号的有限集合。

图1中的框图阐明了接收机10的信号和关键的处理步骤。这里假设接收机10的输入信号12是下变换的数字信号。接收机10的输出信号14是运动图像专家组标准-2(MPEG-2)格式的传送流。更具体地说，射频(RF，RadioFrequency)输入信号16被调谐器18接收，在这里RF信号下变换到低中频或零中频信号12。低中频信号或零中频信号12作为模拟信号或数字信号(通过可选的模数转换器20)提供给接收机10。

在接收机10中，中频信号转换到基带信号22。然后，根据TDS-OFDM调制方案中LDPC的参数完成TDS-OFDM解调。信道估计24和相关模块26的输出送到时域解交织器28，接着到前向纠错模块。接收机10的输出信号14是包括了有效数据、同步信号、时钟信号的并行或串行MPEG-2传送流。接收机10的配置参数可以自动探测或者自动设置或者手动设置。接收机10主要的配置参数包括：(1)子载波调制方式：四相移键控(QPSK，Quad Phase ShiftKeying)、16正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM；(2)前向纠错码率：0.4、0.6和0.8；(3)保护间隔：420或945个符号；(4)时域解交织模式：0、240或720个符号；(5)控制帧探测；和(6)信道带宽：6、7或8MHz.。

接下来的内容描述了接收机10的功能模块。

自动增益控制(AGC，Automatic Gain Control)模块30将输入的数字化信号强度与参考进行比较，把得到的差值进行滤波，滤波器值32用于控制调谐器18的放大增益。调谐器提供的模拟信号12通过模数转换器20采样，产生的信号中心频率位于更低的中频IF上。例如，使用30.4MHz采样频率对36MHz中频信号采样，得到的信号的中心频率是5.6MHz。中频到基带模块22把这个更低的中频信号转换为基带复数信号。模数转换器20使用固定采样率。使用模块22中的内插器完成从这个固定采样率到OFDM采样率的转换。时钟恢复模块33计算时钟误差，并对误差滤波后驱动数字控制振荡器(NCO，NumericallyControlled Oscillator)(图中未示出)，NCO控制采样率转换内插器中的采样定时校正。

输入信号12中可能有频率偏移。自动频率控制模块34计算频率偏移，并调整中频到基带的参考中频频率。为了提高捕获范围和跟踪性能，频率控制由两个阶段完成：粗调和细调。因为发射信号是由平方根升余弦滤波器所滤波，所以接收信号也需要经过同样的处理。我们知道在TDS-OFDM系统中离散傅立叶逆变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)符号之前包括一个PN序列。通过使用本地产生的PN和输入的信号进行相关运算，我们很容易找到相关峰值(从而就可以确定帧头)和其他的同步信息，如频率偏移和时钟误差。信道的时域响应是基于我们之前得到的信号相关。频域响应是通过对时域响应进行快速傅里叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)计算得到。

在TDS-OFDM系统中，PN序列取代了传统的循环前缀填充。这样就需要删除PN序列，并恢复被信道扩展的OFDM符号。模块36恢复了传统的OFDM符号，它使用了一个抽头的均衡器。FFT模块38实现了3780点的FFT。对基于信道频率响应的FFT 38变换数据进行信道均衡40。去旋转后的数据和信道状态信息送给前向纠错(FEC，Forward Error Correction)做进一步处理。

在TDS-OFDM接收机10中，时域解交织器28用于提高对脉冲噪声的抵抗性。时域解交织器28是卷积解交织器，它需要B*(B-1)*M/2大小的存储器，这里B是交织宽度，M是交织深度。对于TDS-OFDM接收机10的具体实施例，有两种时域解交织模式：模式1，B＝52，M＝240；模式2，B＝52，M＝720。

对于解码来说，LDPC解码器42是软判决迭代解码器，例如，由发射机(图中未示出)提供的准循环低密度奇偶校验码(QC-LDPC，Quasi-Cyclic LowDensity Parity Check)。LDPC解码器42配置为3种不同的QC-LDPC码率(即码率0.4、码率0.6和码率0.8)，三种码率共享相同的硬件电路。当迭代过程达到了规定的最大迭代次数(完迭代)时，或当在错误检测和错误纠正处理中没有了误码(部分迭代)时，迭代过程就会结束。

TDS-OFDM调制/解调制系统是基于多种调制方案(QPSK、16QAM、64QAM)和多种编码码率(0.4、0.6和0.8)的多码率系统，这里QPSK代表四相移键控，QAM代表正交幅度调制。博斯-乔赫里-霍克文黑姆码(BCH，Bose，Chaudhuri&Hocquenghem Type of Code)解码器46是一比特一比特地输出。根据不同的调制方案和编码码率，速率转换模块把BCH解码器46的比特输出组合为字节(byte)，同时调整字节输出时钟的速率，使接收机10的MPEG包输出在整个解调制/解码过程中保持均匀的分配。

BCH解码器46设计为对BCH(762，752)解码，它是BCH(1023，1013)的缩短二进制BCH码，其生成多项式为x¹⁰+x³+1。

因为发射机中的数据在BCH编码器(图中未示出)之前已经使用伪随机(PN，Pseudo-Random)序列进行了随机化，所以，由LDPC/BCH解码器46产生的错误纠正数据一定要去随机化。PN序列的生成多项式为1+x¹⁴+x¹⁵，其初始条件为100101010000000。解扰器48会在每个信号帧时复位到初始状态。另外，解扰器48会一直自由运行，直到下一次复位。最低的8位要和输入字节流做异或运算。

下面描述数据流通过解调器不同模块的情况。接收的RF信息16由数字地面调谐器18进行处理，调谐器选择需要解调信号的带宽及频率，并把信号16下变换到基带或低中频信号。然后下变换得到的信息12通过模数转换器20变换到数字域。

基带信号经过采样率转换器50的处理后转换为符号。保护间隔中的PN信息与本地产生的PN序列作相关运算，得到时域冲击响应。时域冲击响应的FFT变换提供了信道响应的估计。相关器26还用于时钟恢复33、频率估计和接收信号的校正。提取接收数据中的OFDM符号，并通过3780点的FFT变换38，得到了频域里的符号信息。使用前面所得到的信道估计信息，对OFDM符号进行均衡处理，然后送到FEC解码器。

在FEC解码器部分，时域解交织模块28实现了传输符号序列的去卷积交织，接着把这3780个点的块送到内码LDPC解码器42。LDPC解码器42和BCH解码器46以串联工作方式接收精确的3780个符号，去掉36个传输参数信令(TPS，Transmission Parameter Signaling)符号后，处理剩下的3744个符号，并恢复发射的传输流信息。速率转换器44调整输出数据速率，解扰器48重建发射的码流信息。连接到接收机10的外部存储器52为这部分预先设定的功能或需求提供了存储空间。

参照图2，在内码LDPC解码器42或外码BCH解码器中，需要从符号对数似然比到比特对数似然比的计算。对于基于可靠性的软判决解码，最近开发了适合于计算机实现的算法或方法，例如Turbo解码，或者LDPC解码等，解码器的输入一般包括由信道统计决定或基于信道统计得到的对数似然比(LLR)。对于现在使用的大部分调制/解调系统来说，一般同时存在多种调制方法。所以，有效的FEC解码器应该拥有同时处理多种调制模式的不良信道的能力，而且性能好的FEC解码器应该能够降低硬件的成本，或者使尺寸最小。

本发明考虑到这样一种方法或设备，它引入了信道状态信息，并得到了两个公因子α、β，使用这两个公因子的目的是为了简化计算，即在不同的调制方案或模式(例如16QAM和64QAM)下，对于不同的比特的从符号对数似然比到比特对数似然比的计算，在引入信道信息以后的简化。通过在计算这两种公因子时分享单一的模块或设备，它的复杂性或者比特对数似然比的计算电路的复杂性可以得到充分的降低，因此可以显著地降低硬件实现的成本。

现在回到图2，它描述了本发明组成模块的框图60。框图60包含α-β计算模块62，其输出为α和β。模块62的输入由Y、L_c和c_si组成，这里L_c＝2/σ²，σ代表信道噪声的标准差，例如白噪声；c_si表示信道状态信息，Y表示c_si信道状态信息和噪声之和的变换频率值。换句话说，Y是输入信号的频率响应，它受限于组合信道响应函数H(f)。信道状态信息可以由接收的信道响应序列和我们在信道估计中已知的PN序列作相关计算来表示或得到。这种方法，误码率(BER，Bit Error Rate)～信噪比(SNR，Signal toNoise Ratio)性能得到很大提高。从另一方面说，我们希望使用信道状态信息的内在特性作为校验因子。但是，使用信道特性信息将引入大量的计算，包括多个除法和乘法。通过在计算中引入α或者β，计算简化到只使用加法和减法，从而极大地减少计算量。

如果接收的第一个符号正确概率很大，那么就加上一个较大的信道状态信息值c_si，从而加强了解码设备的能力。所以，由于引入了信道状态信息c_si，准确的传输信号可以有更大的正确解码概率。计算模块62连接到简化计算电路64，后者输入为α和β。在这里，电路64仅由加法和减法操作组成，因此，计算量得到了减少。电路64进一步拥有一个标示FEC模式66的输入，用于简化计算的控制模式。简化计算的结果或电路64的输出分别是Lb₀、Lb₁和Lb₂，分别对应这种特殊情况。

现在回到图3，它提供了基于前向纠错(FEC，Forward Error Correction)解码器结构的LDPC。计算模块72表示本发明I信道的计算，计算模块74表示本发明Q信道的计算。模块74和模块72都使用本发明的方法。本发明中并行的计算结果经过模块76形成串行的码流。串行码流送给LDPC模块78，其与图1中的模块42相似。LDPC解码结果依次输出给BCH模块80，它和图1中的模块46相似。接着数据流送给比特/字节模块82，它和图1中的速率转换模块44相似。最后，数据流送到解扰模块84，它与图1的解扰模块48很相似。

下面是得到α与β的过程。注意，详细的数学计算过程不只使用加法和减法操作。首先对于64QAM，映射方案使用格雷映射，如表1所示。

Cmp_1b的计算

在发射机中，送给信道的信号可以表示为：

S＝I+jQ                          1.1

对于64QAM，I和Q信号映射到-7、-5、-3、-1、1、3、5和7。经过信道(衰落和高斯加性白噪声AWGN)后，接收的符号表示为：

R＝S*CSI+N                  1.2

这里CSI称为信道状态信息，N是高斯加性白噪声。

对于每一个接收到的符号，符号概率是

$P\left(Y_t\right|S_i)=\exp [-\frac{L_c}{4}*{(R-S*\mathrm{CSI})}^2]---1.3$

这里

$L_c=\frac{2}{\mathrm{noise}\_\mathrm{power}}=\frac{2}{21*{10}^{-0.1*\mathrm{snr}}}---1.4$

符号到比特(Sym2bit)

根据接收到的符号概率和信道状态信息，符号到比特模块产生比特概率。

对于64QAM，

$L\left(b_1\right)=\log \frac{\underset{x_t\∈x_i^{b_1}}{\mathrm{\Σ}}p\left(y_t\right|x_t)P\left(x_t\right)}{\underset{x_t\∈x_i^{b_0}}{\mathrm{\Σ}}p\left(y_t\right|x_t)P\left(x_t\right)}---1.5$

$=\log \frac{p\left(y_t\right|s_1)p(b_3=0)p(b_2=0)p(b_1=1)+p\left(y_t\right|s_3)p(b_3=0)p(b_2=1)p(b_1=1)+}{p\left(y_t\right|s_0)p(b_3=0)p(b_2=0)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_2)p(b_3=0)p(b_2=1)p(b_1=0)+}$

$\frac{p\left(y_t\right|s_5)p(b_3=1)p(b_2=0)p(b_1=1)+p\left(y_t\right|s_7)p(b_3=1)p(b_2=1)p(b_1=1)}{p\left(y_t\right|s_4)p(b_3=1)p(b_2=0)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_6)p(b_3=1)p(b_2=1)p(b_1=0)}$

$=\log [\frac{p(b_1=1)}{p(b_1=0)}\·\frac{p\left(y_t\right|s_1)+p\left(y_t\right|s_3)\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}+p\left(y_t\right|s_5)\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}+p\left(y_t\right|s_7)\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}}{p\left(y_t\right|s_0)+p\left(y_t\right|s_2)\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}+p\left(y_t\right|s_4)\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}+p\left(y_t\right|s_6)\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}}]$

$L\left(b_2\right)=\log \frac{\underset{x_t\∈x_i^{b2}}{\mathrm{\Σ}}p\left(y_t\right|x_t)P\left(x_t\right)}{\underset{x_t\∈x_i^{b_2}}{\mathrm{\Σ}}p\left(y_t\right|x_t)P\left(x_t\right)}---1.6$

$=\log \frac{p\left(y_t\right|s_2)p(b_3=0)p(b_2=1)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_3)p(b_3=0)p(b_2=1)p(b_1=1)+}{p\left(y_t\right|s_0)p(b_3=0)p(b_2=0)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_1)p(b_3=0)p(b_2=0)p(b_1=1)+}$

$\frac{p\left(y_t\right|s_6)p(b_3=1)p(b_2=1)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_7)p(b_3=1)p(b_2=1)p(b_1=1)}{p\left(y_t\right|s_4)p(b_3=1)p(b_2=0)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_5)p(b_3=1)p(b_2=0)p(b_1=1)}$

$=\log [\frac{p(b_2=1)}{p(b_2=0)}\·\frac{p\left(y_t\right|s_2)+p\left(y_t\right|s_3)\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}+p\left(y_t\right|s_6)\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}+p\left(y_t\right|s_7)\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}}{p\left(y_t\right|s_0)+p\left(y_t\right|s_1)\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}+p\left(y_t\right|s_4)\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}+p\left(y_t\right|s_5)\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}\frac{P(b_3=1)}{p(b_3=0)}}]$

$L\left(b_3\right)=\log \frac{\underset{x_t\∈x_i^{b3}}{\mathrm{\Σ}}p\left(y_t\right|x_t)P\left(x_t\right)}{\underset{x_t\∈x_i^{b_3}}{\mathrm{\Σ}}p\left(y_t\right|x_t)P\left(x_t\right)}---1.7$

$=\log \frac{p\left(y_t\right|s_4)p(b_3=1)p(b_2=0)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_5)p(b_3=1)p(b_2=0)p(b_1=1)}{p\left(y_t\right|s_0)p(b_3=0)p(b_2=0)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_1)p(b_3=0)p(b_2=0)p(b_1=1)}$

$\frac{p\left(y_t\right|s_6)p(b_3=1)p(b_2=1)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_7)p(b_3=1)p(b_2=1)p(b_1=1)}{p\left(y_t\right|s_2)p(b_3=0)p(b_2=1)p(b_1=0)+p\left(y_t\right|s_3)p(b_3=0)p(b_2=1)p(b_1=1)}$

$=\log [\frac{p(b_3=1)}{p(b_3=0)}\·\frac{p\left(y_t\right|s_4)+p\left(y_t\right|s_5)\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}+p\left(y_t\right|s_6)\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}+p\left(y_t\right|s_7)\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}}{p\left(y_t\right|s_0)+p\left(y_t\right|s_1)\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}+p\left(y_t\right|s_2)\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}+p\left(y_t\right|s_{35})\frac{P(b_1=1)}{p(b_1=0)}\frac{P(b_2=1)}{p(b_2=0)}}]$

根据等式1.3，如果我们定义

α＝2·L_c·CSI·y_t                 1.8

β＝L_c·CSI²                       1.9

当计算L(b_i)时，我们假设这里 $\frac{p(b_i=1)}{p(b_i=0)}=1,$ 另外，对于一些迭代解码算法，就像Turbo解码器，使用从前面的迭代中获得的比特外来信息Lb_in(i)。

$\frac{p(b_i=1)}{p(b_i=0)}=\exp \left(L{b}_{\mathrm{in}}\left(i\right)\right),i=\mathrm{1,2,3}---1.10$

如果 $\frac{p(b_i=1)}{p(b_i=0)}=1,$ 等式1.5、1.6和1.7可简化为：

$L\left(b_1\right)=\log \frac{\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β}))+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β}))+\exp \left(\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\right)}{\exp \left(\frac{-7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})\right)+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})}---2.1$

$L\left(b_2\right)=\log \frac{\exp \left(\frac{-1}{4}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\right)}{\exp \left(\frac{-7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\right)}---2.2$

$L\left(b_3\right)=\log \frac{\exp \left(\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\right)}{\exp \left(\frac{-7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-1}{4}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\right)}---2.3$

根据等式2.1、2.2和2.3，如果我们先计算α，β，以及S·(α-S·β)，这里S＝±1，±3，±5，±7，我们可以很容易通过资源共享找到L(b_i)，这样就可以减少很多加法器、减法器和乘法器的使用。

作为结果，Cmp_1b的模块框图如图2中所示，它包括Cmp_αβ模块和符号到比特转换(Sym2bit)模块。

Cmp_αβ模块根据接收到的符号、信道状态信息(CSI)和Lc计算2个参数α，β。符号到比特(Sym2bit)模块按照不同的调制方式，根据两个参数α，β计算实际的比特概率L(b_i)。

对于16QAM

相似地，对于16QAM，也使用格雷映射方法，把I和Q映射到-3，-1，1，3，如表2所示。比特概率的计算可表示为：

$L\left(b_1\right)=\log \frac{\exp \left(\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-1}{4}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β})\right)}{\exp \left(\frac{-3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\right)}---2.4$

$L\left(b_2\right)=\log \frac{\exp \left(\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})\right)}{\exp \left(\frac{-3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\right)+\exp \left(\frac{-1}{4}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β})\right)}---2.5$

它们能与64QAM计算共享基本的计算单元。

在OFDM通信系统中，为从已得到的符号对数似然比得到比特对数似然比的改进方法和设备由以下几步组成：提供两个简化的参数；在从符号对数似然比得到比特对数似然比的过程中，使用这两个简化的参数时仅涉及加法和减法操作。

注意本发明使用了授予杨林等人的、美国第7,072,289号专利中所公开的PN序列作为参考。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本发明的权利要求的精神和范围情况下，本领域的普通技术人员可做出各种修改或改变。因此，本说明书和框图是说明性而非限制性的，同时，所有修改都包含在本发明的范围中。好处、优点、问题的解决方案以及可能产生好处、优点或产生解决方案再或者变得更明确的解决方案的任何基本单元，都不会作为任何或全部权利要求中重要的、必需的或者本质的特性或原理来加以解释。后面的权利要求，包括本申请未定期间的任何改正以及与颁布的那些权利要求的所有的等同权利，单独地定义了本发明。

Claims (16)

1.一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其特征在于，在OFDM通信系统中，该方法包括以下步骤：

1)接收信号y_t、L_c和c_SI，这里y_t是输入信号，L_c＝2/σ²，σ代表信道噪声的标准差，c_SI表示信道状态信息；

2)计算两个简化参数α＝2·L_c·c_SI·y_t和β＝L_c·c_SI ²；

3)计算公共中间参量S·(α-S·β)，这里S＝±1，±3，±5，±7，以减少加法器、减法器和乘法器的使用个数；

4)根据调制模式，计算相应的比特对数似然比L(b_i)，容易实现资源共享。

2.如权利要求1所述的由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其特征在于，所述比特对数似然比L(b_i)的计算中假设

那么调制模式是64QAM时比特对数似然比L(b_i)的计算为：

$L\left(b_1\right)=\log \frac{\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\±3,\±5}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=\±1,\±7}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}$

$L\left(b_2\right)=\log \frac{\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\±1,\±3}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=\±5,\±7}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}$

$L\left(b_3\right)=\log \frac{\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\mathrm{1,3,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=-1,-3,-5,-7}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}.$

3.如权利要求1所述的由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其特征在于，所述比特对数似然比L(b_i)的计算中假设那么调制模式是16QAM时比特对数似然比L(b_i)的计算为：

$L\left(b_1\right)=\log \frac{\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\±1}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=\±3}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}$

$L\left(b_2\right)=\log \frac{\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=-1,-3}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}.$

4.如权利要求1所述的由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其特征在于，所述比特对数似然比L(b_i)的计算对于一些迭代解码算法使用从前面的迭代中获得的比特外来信息Lb_in(i)作为的值，即 $\frac{p(b_i=1)}{p(b_i=0)}=\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(i\right)\right),$ i＝1，2，3，那么调制模式是64QAM时比特对数似然比L(b_i)的计算为：

$L\left(b_1\right)=\log \left[\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\frac{\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}\right]$

$L\left(b_2\right)=\log \left[\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)\frac{\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}\right]$

$L\left(b_3\right)=\log \left[\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)\frac{\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)}\right].$

5.如权利要求1所述的由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其特征在于，所述16QAM比特对数似然比L(b_i)的计算与64QAM共享基本的计算单元。

6.如权利要求1所述的由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其特征在于，所述的两个简化参数至少是从3个输入简化到2个输入，并且输入包括信道状态信息。

7.如权利要求1所述的由符号对数似然比得到比特对数似然比的方法，其特征在于，所述的在比特对数似然比计算中引入的简化参数α和/或β，降低了由当前信道状态信息值产生结果的计算量。

8.一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，包括：

参数计算模块，其输入信号是y_t、L_c和c_SI，这里y_t是接收到的符号，L_c＝2/σ²，σ代表信道噪声的标准差，c_SI表示信道状态信息，而此模块的输出为两个简化参数α和β，这里α＝2·l_C·c_SI·y_t，β＝L_c·c_SI ²，输出连接到符号到比特模块；

符号到比特模块，其输入连接到参数计算模块，而此模块的输出为根据两个简化参数α和β计算得到的比特对数似然比L(b_i)。

9.如权利要求8所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，进一步和下列模块构成一个通信广播系统接收机，包括：

并行/串行模块，把并行的比特对数似然比L(b_i)转换为串行的码流，输入连接到符号到比特模块，输出连接到低密度校验码模块；

低密度校验码模块，完成信道纠错译码，输入连接到并行/串行模块，输出连接到BCH模块；

BCH模块，进一步提高信道纠错译码性能，输入连接到低密度校验码模块，输出连接到比特/字节模块；

比特/字节模块，调整数据速率，输入连接到BCH模块，输出连接到解扰模块；

解扰模块，完成解置乱，重建发射的码流信息，输入连接到比特/字节模块，输出送给后面的信源处理部分。

10.如权利要求9所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，所述的接收机的同相分量I和正交分量Q分别经过由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，得到相应的比特对数似然比Lb_I_i和Lb_Q_i。

11.如权利要求8所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，所述的符号到比特模块中比特对数似然比L(b_i)的计算假设

那么调制模式是64QAM时比特对数似然比L(b_i)的计算为：

$L\left(b_1\right)=\log \frac{\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\±3,\±5}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=\±1,\±7}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}$

$L\left(b_2\right)=\log \frac{\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\±1,\±3}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=\±5,\±7}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}$

$L\left(b_3\right)=\log \frac{\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\mathrm{1,3,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=-1,-3,-5,-7}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}.$

12.如权利要求8所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，所述的符号到比特模块中比特对数似然比L(b_i)的计算中假设

那么调制模式是16QAM时比特对数似然比L(b_i)的计算为：

$L\left(b_1\right)=\log \frac{\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\±1}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=\±3}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}$

$L\left(b_2\right)=\log \frac{\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})}{\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})}=\log \frac{\underset{S=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}{\underset{S=-1,-3}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{4}S\·(\mathrm{\α}-S\·\mathrm{\β})}.$

13.如权利要求8所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，所述的符号到比特模块中比特对数似然比L(b_i)的计算对于一些迭代解码算法使用从前面的迭代中获得的比特外来信息Lb_in(i)作为

的值，即 $\frac{p(b_i=1)}{p(b_i=0)}=\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(i\right)\right),$ i＝1，2，3，那么调制模式是64QAM时比特对数似然比L(b_i)的计算为：

$L\left(b_1\right)=\log \left[\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\frac{\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}\right]$

$L\left(b_2\right)=\log \left[\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)\frac{\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)}\right]$

$L\left(b_3\right)=\log \left[\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(3\right)\right)\frac{\exp (\frac{7}{4}(\mathrm{\α}-7\mathrm{\β})+\exp (\frac{5}{4}(\mathrm{\α}-5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (\frac{1}{4}(\mathrm{\α}-1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (\frac{3}{4}(\mathrm{\α}-3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)}{\exp (-\frac{7}{4}(\mathrm{\α}+7\mathrm{\β})+\exp (-\frac{5}{4}(\mathrm{\α}+5\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)+\exp (-\frac{1}{4}(\mathrm{\α}+1\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)+\exp (-\frac{3}{4}(\mathrm{\α}+3\mathrm{\β})\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(1\right)\right)\exp \left({\mathrm{Lb}}_{\mathrm{in}}\left(2\right)\right)}\right].$

14.如权利要求8所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，所述的符号到比特模块中16QAM比特对数似然比L(b_i)的计算与64QAM共享基本的计算单元。

15.如权利要求8所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，所述的符号到比特模块在比特对数似然比计算中引入的简化参数α和/或β，降低了由当前信道状态信息值产生结果的计算量。

16.如权利要求8所述的一种由符号对数似然比得到比特对数似然比的装置，其特征在于，所述的参数计算模块输出的两个简化参数至少是从3个输入简化到2个输入，并且输入包括信道状态信息。

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