CN1705301A - Ofdm系统的信道均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM系统的信道均衡方法，包括：接收机接收到时域信号后，对该信号进行FFT变换，得到频域内每个数据的子载波的信号Y_k；通过信道估计得到每个子载波信号Y_k的频域响应H_k；对信号进行均衡以恢复每个子载波上发送的信号，均衡后的信号；计算接收信号每个子载波上的每个比特的软判决值U_k，i，即该比特对应的对数似然比：，其中R为常数；对每个软判决值U_k，i进行加权：U_k，i·|H_k|²；再对其进译码即得到最终的二进制数据。采用本发明的加权算法使得Viterbi译码器的输入是每个子载波传输比特的对数似然比，而Viterbi译码算法是卷积码的最大似然译码，使得信道均衡和译码的整体性能达到最优，从而大大提高了系统的性能。

Description

OFDM系统的信道均衡方法

技术领域

本发明涉及一种OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统的信道均衡方法。

背景技术

随着通信技术的飞速发展，实现数据信息的高速传输的宽带无线通信技术是通信发展的主要方向之一。近年来，正交频分复用(OFDM)技术已经被认为是宽带无线通信中对抗频率选择性信道条件下符号间串扰ISI的一种基本技术。由于OFDM将存在ISI的宽带信道分解为多个无ISI的窄带信道，同时将高速的数据信号分解为可以并行出路的低速数据信号，有效的抵抗了ISI，因此被视为对抗多径衰落信道的关键技术。无线局域网标准IEEE 802.11a、ETSI的第二类高性能局域网Hiperlan/2和移动多媒体接入通信(MMAC)都已经采用OFDM技术作为它们的物理层规范。这些系统都将编码和OFDM技术结合起来抵抗多径信道，有效的提高了传输的可靠性。

如图1所示，典型的OFDM系统发射机结构包括卷积编码、交织、映射、IFFT和加循环前缀(CP)。其工作过程为，首先将二进制信源进行卷积编码，然后交织。交织仅仅改变比特流的次序，目的是抵抗多径衰落信道造成的突发错误。将交织完的比特流映射成星座图中的BPSK、QPSK或QAM信号。对于特定的调制方式，每m个比特u_k，i，i＝1，…，m映射成星座图中的一个信号点X_k，k＝0，…，N-1。这里N表示传输有用数据的子载波数目，k表示子载波序号。若系统调制阶数为M，则每个星座点对应的比特个数为m＝log₂M。然后进行IFFT变换调制到不同的子载波上，最后加上循环前缀后送入多径信道。

如图2所示，典型的OFDM系统接收机结构包括去循环前缀(CP)、FFT、信道估计、信道均衡、软判决、解交织和Viterbi译码。将接收到的信号去循环前缀后作FFT变换得到频域每个数据子载波上的信号Y_k，0≤k≤N-1。根据OFDM信号模型有Y_k＝H_kX_k+Z_k，k＝0，1，…，N-1，这里，Z_k为均值为零、方差为σ²的高斯白噪声。对于相干解调，计算每个数据子载波的响应H_k，0≤k≤N-1。利用估计出的子载波响应H_k进行信道均衡以恢复每个子载波上发送的数据。均衡后的数据X_k′需要软判决、解交织并经Viterbi纠错译码后得到二进制数据。对于Viterbi译码而言软判决输入比硬判决输入的性能好很多，这是因为软判决值不仅给出接收信号每一比特的判决结果，而且给出该判决结果的可信度。

根据OFDM系统的性质，每个子载波上的接收信号与发射信号的关系为：

Y_k＝H_kX_k+Z_k，k＝0，1，…，N-1这里，Z_k为均值为零、方差为σ²的高斯白噪声。

目前信道均衡的方法有直接相除法(direct equalization)或最小均方误差(minimummean square error，MMSE)2种：

1、直接相除法。具体可参考“Chien-Fang Hsu，Yuan-Hao Huang and Tzi-Dar Chiueh，“Design of an OFDM receiver for high-speed wireless LAN”，IEEE 200 1 InternationalSymposium on Circuits and Systems，vol.4，pp.558-561，May 2001”，它将接收到的每个子载波上的信号Y_k除以该子载波上的响应H_k，即：

$X_k^{\′}=\frac{Y_k}{H_k},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1$

2、最小均方误差法。具体可参考“Boumard，S.and Mammela，A.，“Channel estimationversus equalization in an OFDM WLAN system”，IEEE 2001 Vehicular Technology Conference，pp.653-657，May 2001”，最小均方误差法(MMSE准则)使均衡出的数据X_k′与其真值X_k的均方误差E{‖X_k′-X_k‖²}最小，可得到：

$X_k^{\′}=\frac{Y_k}{H_k(1+\frac{1}{{\left|H_k\right|}^2\mathrm{SNR}})}$

由以上的内容可知，传统的接收机的信道均衡和译码是分开进行的：接收机估计出每个子载波的响应后，采用方法1或方法2恢复每个子载波上发送的频域数据，然后进行软判决解调，再将软判决值解交织后送入Viterbi译码器进行译码。在多径信道中，一部分子载波是严重衰落的，其响应幅度近乎为0，而另一部分子载波衰落程度则较轻。这种信道均衡和译码分开的结构导致Viterbi译码时两种衰落程度不同的子载波所传输的数据对Viterbi译码器所作的判决是相同的，以至于接收机的性能不好。

发明内容

针对上述现有OFDM系统的信道均衡方法所存在的问题和不足，本发明的目的是提供一种可提高OFDM系统接收机性能、将信道均衡和Viterbi译码联合起来使得系统整体性能最佳的OFDM系统的信道均衡方法。

本发明是这样实现的：一种OFDM系统的信道均衡方法，包括以下步骤：

1)、接收机接收到时域信号后，对该信号进行FFT变换，得到频域内每个数据的子载波的信号Y_k；

2)、通过信道估计得到每个子载波信号Y_k的频域响应H_k；

3)、对信道进行均衡以恢复每个子载波上发送的信号，均衡后的信号 $X_k^{\′}=\frac{Y_k}{H_k};$ ;

4)、计算接收信号每个子载波上的每个比特的软判决值U_k，i，即该比特对应的对数似然比： $U_{k,i}=R\·\ln \frac{\mathrm{Pr}\{u_{k,i}=1/X_k^{\′}\}}{\mathrm{Pr}\{u_{k,i}=0/X_k^{\′}\}},$ ,其中R为常数；

5)、对每个软判决值U_k，i进行加权：W_k，i＝U_k，i·|H_k|²；再对其进行译码即得到最终的二进制数据。

进一步地，所述信道估计可以是在FFT变换前进行。

进一步地，所述译码方法为Viterbi译码算法。

进一步地，所述软判决值U_k，i还可进行U_k，i·|H_k|的加权方式。

进一步地，所述调制方式若为BPSK和QPSK，则可以用下述方式对信道进行均衡：将每个子载波上接收到的信号Y_k乘以该子载波响应H_k的共轭，即 $W_k=Y_k{H}_k^{*}.$

由上述步骤可知此时Viterbi译码器的输入是每个子载波传输比特的对数似然比，而Viterbi译码算法是卷积码的最大似然译码，从这个意义上说本发明方法是最优的。在多径信道中，当子载波是衰落的，其幅度很小，采用本发明的加权算法使得不好的子载波上传输的比特对Viterbi译码器所做的判决的影响非常小，从而能够大大提高系统的性能。本发明将接收机的信道均衡和译码联合起来考虑，使得整体性能达到最优，有效的提高了系统的性能。

附图说明

下面结合附图，对本发明做出详细描述。

图1为现有OFDM系统发射机结构示意图；

图2为现有OFDM系统接收机结构示意图；

图3为本发明接收机结构示意图；

图4为本发明接收机信道均衡方法流程图；

图5为本发明的BPSK和QPSK调制的接收机结构示意图；

图6为本发明的BPSK和QPSK调制的接收机信道均衡方法流程图；

图7为IEEE802.11a中速率为6Mb/s的系统BER性能示意图；

图8为IEEE802.11a中速率为6Mb/s的系统PER性能示意图；

图9为IEEE802.11a中速率为12Mb/s的系统BER性能示意图；

图10为IEEE802.11a中速率为12Mb/s的系统PER性能示意图；

图11为IEEE802.11a中速率为24Mb/s的系统BER性能示意图；

图12为IEEE802.11a中速率为24Mb/s的系统PER性能示意图；

图13为本发明的OFDM系统接收机信道均衡硬件实施方案示意图；

图14为本发明的BPSK和QPSK调制的OFDM系统接收机信道均衡硬件实施方案示意图。

具体实施方式

如图3所示，本发明接收机与现有接收机结构相似，不同之处在于信道估计与加权模块连接，并输送|H_k|²的信息到加权模块。这里，假设用于传输有用数据的子载波总数为N，k＝0，1，…，N-1。

如图4所示，本发明的具体实现步骤为，信号接收机接收到信号后，对该信号进行FFT变换，得到频域内每个数据的子载波的信号Y_k；通过信道估计得到每个子载波信号Y_k的频域响应H_k；并对信号进行直接相除法均衡以恢复每个子载波上发送的数据，均衡后数据 $X_k^{\′}=\frac{Y_k}{H_k},$ ,k＝0，1，…，N-1。接着计算接收信号每个子载波上的每个比特的软判决值U_k，i，即该比特对应的对数似然函数： $U_{k,i}=R\·\ln \frac{\mathrm{Pr}\{u_{k,i}=1/X_k^{\′}\}}{\mathrm{Pr}\{u_{k,i}=0/X_k^{\′}\}},$ ,其中R为常数，Pr{·}表示求概率运算。然后对每个软判决值U_k，i用|H_k|²进行加权：U_k，i·|H_k|²；最后对其进行译码即得到最终的二进制数据。

对于BPSK和QPSK调制的OFDM系统信道均衡方法还可以将上面的步骤简化为： $W_k=Y_k{H}_k^{*},$ ,k＝0，1，…，N-1。其接收机结构如图5所示，包括去循环前缀(CP)、FFT、信道估计、信道均衡、软判决、解交织和Viterbi译码，信道均衡部分采用 $W_k=Y_k{H}_k^{*},$ ,k＝0，1，…，N-1即可。其流程图如图6所示，将每个子载波上接收到的信号Y_k乘以该子载波响应H_k的共轭，即 $W_k=Y_k{H}_k^{*},$ ,k＝0，1，…，N-1，然后进行软判决。

信道均衡方法还可用另一种加权系数来均衡，具体为W_k＝Y_k|H_k|，k＝0，1，…，N-1。因为这种加权没有改变每个子载波的噪声大小，而只改变了噪声的相位，即是相位均衡(phase equalization)。

本发明对基于无线局域网IEEE 802.11a协议的OFDM基带系统进行了仿真。传输速率采用6Mb/s、12Mb/s和24Mb/s，分别对应于BPSK、QPSK和16QAM调制方式。卷积码的编码速率为1/2。无线信道采用频率选择性慢衰落信道，均方根(rms)时延为75ns，最大时延为rms时延的10倍。各径的平均功率呈指数衰减，且每径幅度服从瑞利分布，相位服从[0，2π]的均匀分布。仿真中每一帧的长度为600字节(Byte)，并且假设接收机可以得到理想的信道响应估计结果。

如图7到图12所示，分别给出了6Mb/s、12Mb/s和24Mb/s这三种速率的误码率(BER)和误帧率(PER)的仿真结果，并对四种方法即直接相除法、MMSE准则、相位均衡法和本发明所提供的方法进行了比较。从图中可以看出，本发明所提出的算法的BER和PER比MMSE算法、相位均衡和直接相除法都好，并且随着调制阶数的增大性能差距表现得更加明显。

如图13所示，本实施例可基于Alter公司的CPLD芯片EP20K400EBC652-2X，采用IEEE 802.11a无线局域网标准来实施。输入的子载波响应在一个帧内保持不变，同时计算出各个子载波响应幅度的平方，将二者保存到一个RAM里面，直到下一帧到来时刷新。接收到的子载波信号与对应的响应信号由计数器来控制。剩下的按照OFDM系统的均衡步骤完成即可。

本发明的关于BPSK和QPSK调制的OFDM系统信道均衡方法整体方案如图14所示，本实施例基于Alter公司的CPLD芯片EP20K400EBC652-2X，采用IEEE 802.11a无线局域网标准作为开发实例。实现主时钟为60MHz，输入的子载波信号速率为12MHz。输入的子载波响应在一个帧内保持不变，将其保存到一个RAM里面，直到下一帧到来时刷新。接收到的子载波信号与对应的响应由计数器来控制，然后在乘法模块里完成均衡。由于后面采用的是4比特的Viterbi译码器，所以输出4比特的数据流即可。对于BPSK调制，只需输出实部信号即可，相应的共轭乘法模块也只需计算实部即可。

Claims (5)

1、一种OFDM系统的信道均衡方法，包括以下步骤：

1)、接收机接收到时域信号后，对该信号进行FFT变换，得到频域内每个数据的子载波的信号Y_k；

2)、通过信道估计得到每个子载波信号Y_k的频域响应H_k；

3)、对信道进行均衡以恢复每个子载波上发送的信号，均衡后的信号 $X_k^{\′}=\frac{Y_k}{H_k};$

4)、计算接收信号每个子载波上的每个比特的软判决值U_k，i，即该比特对应的对数似然比： $U_{k,i}=R\·\ln \frac{\mathrm{Pr}\{u_{k,i}=1/X_k^{\′}\}}{\mathrm{Pr}\{u_{k,i}=0/X_k^{\′}\}},$ 其中R为常数；

5)、对每个软判决值U_k，i进行加权：W_k，i＝U_k，i·|H_k|²；再对其进行译码即得到最终的二进制数据。

2、如权利要求1所述的OFDM系统的信道均衡方法，其特征在于，所述信道估计可以是在FFT变换前进行。

3、如权利要求1所述的OFDM系统的信道均衡方法，其特征在于，所述译码方法为Viterbi译码算法。

4、如权利要求1或2所述的OFDM系统的信道均衡方法，其特征在于，所述软判决值U_k，i还可进行U_k，i|H_k|的加权方式。

5、如权利要求1或2所述的OFDM系统的信道均衡方法，其特征在于，所述调制方式若为BPSK和QPSK，则可以用下述方式对信道进行均衡：将每个子载波上接收到的信号Y_k乘以该子载波响应H_k的共轭，即 $W_k=Y_k{H}_k^{*}.$

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