JP5122459B2

JP5122459B2 - データのダイバーシティ伝送の方法及びシステム

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Publication number: JP5122459B2
Application number: JP2008530733A
Authority: JP
Inventors: セイェド‐アリレザセイェディ‐エスファーニ
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2005-09-20
Filing date: 2006-09-19
Publication date: 2013-01-16
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Description

本発明は、デジタル通信システム及び方法に関し、特に、本発明は、データのダイバーシティ伝送の方法及びシステムに関する。

無線通信チャネルがマルチパスフェージング及びドップラー効果を被ることは周知である。

ダイバーシティ伝送は、チャネルフェージングの効果を軽減するために使用されることができる。基本的なダイバーシティ伝送方式によれば、送信データの複数のコピーが複数のダイバーシティチャネルを通じて送信される。これらのダイバーシティチャネルは、時間、周波数、空間又はこれらの領域の組み合わせにおいて、お互いから分離されることができる。受信機において、複数の並列ダイバーシティチャネルを通じて受信されるコピーにおいて利用可能な情報を組み合わせることによって、より信頼できる送信データの推定が得られる。

基本的なダイバーシティ技術の好ましくない点は、帯域効率が低下するということである。伝送速度を損わずにダイバーシティ利得を達成するために、信号空間ダイバーシティ又は格子符号化の形式が用いられることができる。しかしながら、これらのスキームの１つの欠点は、受信機におけるそれらの高い計算の複雑性である。

より単純なフルレート信号空間ダイバーシティ技術は、符号分割多重（Code Division Multiplexing (CDM)）の使用である。この方法では、L個のシンボルは、直交変換を用いてL個のダイバーシティチャネルに拡散される。通常、アダマール又はフーリエ変換のいずれかが用いられる。それらは、高速アダマール変換（FHT）又は高速フーリエ変換（FFT）を用いて、ほとんど複雑さを伴うことなく送信機で実現されることができるので、これらの変換は好まれる。

しかしながら、これらの信号がダイバーシティチャネルを通じて送信される場合、ダイバーシティチャネルのフェーディング特性における違いは符号の直交性を損ね、自己干渉（SI）を生み、そして正確な信号検出を手間のかかるものにする。SIの存在下で送信された信号を検出するために、最適な最大尤度（Maximum Likelihood（ML））検出方法は、対数尤度比（Log-Likelihood Ratio（LLR））を用いて各々のビットを検出することである。残念なことに、これらの複雑な信号に対するLLRの計算は実用的でない。あるいは、受信されたデータシンボルを逆拡散し、自己干渉の量を繰り返し推定してそれを受信されたシンボルから除去する干渉キャンセルスキームを使用することも可能である。しかしながら、そのような干渉キャンセル方法も、かなりの計算の複雑性を必要とする。また、ゼロフォーシング（Zero Forcing（ZF））等化又は最小平均二乗誤差（Minimum Mean Square Error（MMSE））等化を用いて単純な受信機を実現することが可能である。しかしながら、これらの方法では良い性能に結びつかない。

さらに、単純なアダマール変換又はフーリエ変換を用いるCDMスキームでは、ダイバーシティを十分に活用することができない。これは、これらの拡散変換が重なり合う配置点（Constellation Point）をもたらすからである。言い換えると、これらの符号を用いて拡散されるデータシンボルの２つの異なる集合は、１つ以上のダイバーシティチャネル上の同じ伝送シンボルをもたらす可能性がある。図1は、4個のダイバーシティチャネルの上の4個のQPSKシンボルのアダマール拡散によって作り出される256点の配置を示し、配置点のかなりの重複があることが分かる。

QPSK変調されたデータシンボルを拡散の前に回転させる方法が提案された。この方法を使用することで、送信シンボルが重なり合うことが回避され、従ってダイバーシティを十分に活用することができる。最適なML受信機が実現される場合、かなり良い性能が得られる。

図2は、4個のダイバーシティチャネル上の4個のQPSKシンボルの回転アダマール拡散によって作り出される256点の配置を示す。

しかしながら、図2に示される異常な配置形状は、これらの信号の検出を難しくする。これらの信号の最適なML検出は、受信機における高度な計算の複雑性を必要とする。

したがって、伝送ダイバーシティを十分に活用する改善された伝送方法及びシステムを提供することが望まれる。さらに、複雑度が低い受信機アーキテクチャの使用を容易にするダイバーシティ伝送方法及びシステムを提供することが望まれる。またさらに、フルダイバーシティ伝送を検出するための複雑度が低い受信機を提供することが望ましい。本発明は、上記の懸念の１つ以上に対処することを目的とする。

本発明の一態様において、L個のダイバーシティチャネルを通じて複数のデータビットを通信する方法は、L個のダイバーシティチャネルに対応する複数（L）のM点直交振幅変調（QAM）配置を有する配置集合を提供し、k*L個のデータビットをL個のQAM配置集合中のL個のQAM送信シンボルにマップし、及びL個のQAMシンボルを送信し、M = 2^k*Lであり、k*L個のビットの全ての組み合わせに対して、k*L個のデータビットの１つの値を変更することは、L個のシンボルの全てを変更する。

本発明の別の態様において、受信機は、複数（L）のM点直交振幅変調（QAM）配置を持つダイバーシティチャネルを通じて送信されるk*L個のビットを受信するように適応される。受信機は、そこから各々のシンボルに対するチャネル利得の複数（L）の推定h_lを出力するように適応されたチャネル推定器、複数（L）のシンボルr_l及び複数（L）のチャネル推定h_lを受信し、そこからk*L個の送信されたビットに対する複数（k*L）の近似の対数尤度比Λ^' _iを出力するように適応された軟デマッパー、複数の近似の対数尤度比をデインターリーブするように適応されたデインターリーバ、及び複数の近似の対数尤度比をk*L個の受信されたビットに復号するように適応された復号器を有し、軟デマッパーは、(1) 複数（L）のシンボルr_l全ての同相成分のみ、又は(2)複数（L）のシンボルr_l全ての直交位相成分のみのいずれかを用いて、i ∈（1, ..., k*L）について、k*L個の送信されたビットの各々に対する近似の対数尤度比Λ'_iを算出する。

本発明の更に別の態様において、複数のデータビットを通信する方法は、複数（L）のM点直交振幅変調（QAM）配置を有する配置集合を提供し、k*L個のデータビットをL個のQAM配置集合中のL個のQAM送信シンボルにマップし、及びL個のQAMシンボルを送信し、M = 2^k*Lであり、k*L個のデータビットの各々は、QAM配置集合のL個のQAMシンボルの全てに直接マップされる。

続く記述は、本明細書において"Multi-QAM"と呼ばれる直交振幅変調（QAM）の新たなシステム及び方法に関し、並びにMulti-QAMを用いて変調されたデータを送信及び受信するシステム及び方法に関する。Multi-QAMスキームにおいて、データビットは複数のM-ary QAM（M-QAM）送信シンボルに直接マップされる。有利なことに、そのようなスキームにおいて、L個のダイバーシティチャネルは重なり合う点を持たないL個の配置に対応し、十分な伝送ダイバーシティを提供する。有利なことに、L個の配置の各々は四角いM-QAM配置である。

以下の議論において、次の定義が適用される。
C^(l)は、l番目のダイバーシティチャネルのQAM配置である。
Mは、各々のQAM配置（M-QAM配置）における点の数である。
mは、伝送される固有のメッセージである。
s^(l) _mは、l番目のダイバーシティチャネル上で送信されるシンボルでありメッセージmを表す。
Sは、全ての送信シンボルs^(l) _mを記述しているベクトルである。
b(i, j)は、２つのメッセージiとjとの間のハミング距離である。

さらに、以下の議論において、我々は以下の変数を割り当てる。
Lは、ダイバーシティチャネルの数であり、したがって、送信シンボルの数（ダイバーシティチャネルあたり１つの送信シンボル）及びM-QAM配置の数（チャネルあたり１つの配置）でもある。
kは、ダイバーシティチャネルあたりの送信されるデータビットの数である。

その場合、
(1) M = 2^kL、
(2) S_m = [s⁽⁰⁾ _m,..., s^(L-1) _m]、及び
(3) C^(l) =｛s_m ⁽⁰⁾|m = 0, ..., M-1｝
である。

図3は、Multi-QAM変調を用いて複数のダイバーシティチャネルを通じてデータを送信する伝送システム300のブロック図を示す。伝送システム300は、符号器310、インターリーバ320、直並列変換器330、及びMulti-QAM変調器340を含む。

選択的に、別の実施の形態においては、伝送システムはデータを符号化及び／又はインターリーブしない場合があり、その場合、符号器310及び／又はインターリーバ320は、省略されることができる。

符号器310は「生の」データを受信して、伝送チャネルがノイズ又は干渉（例えばマルチパス干渉）に起因してビットエラーを生じさせる場合に受信機側での正確なデータ回復を容易にするために、誤り訂正符号によってそれを符号化する。言い換えると、符号器310は規定のアルゴリズムに従ってデータストリームに追加的な冗長ビットを追加し、受信機は、それが減少したビット誤り率で生データを回復することを可能にする符号化アルゴリズムのアプリオリ情報を持つ。様々な誤り訂正符号が使用されることができる。有利なことに、符号器310は畳み込み符号又はパンクチャード畳み込み符号（例えば、符号化率3/4のパンクチャード畳み込み符号）を実行することができる。

インターリーバ320は、符号化されたデータを時間インターリーブする。すなわち、生のデータストリーム中では「隣接する」ビットがインターリーブされたビットストリーム中では分離されるように、インターリーバ320は規定のパターンに従って符号化されたデータビットの順序を再分配する。一方、受信機は、それが受信されたデータビットをそれらのデータストリーム中での正しい順序にデインターリーブすることを可能にするインターリーブアルゴリズムのアプリオリ情報を持つ。このようにデータをインターリーブすることよって、データ誤り（特にバースト誤り）を訂正する受信機の能力が改善される。符号器310の効果を低下させるビット誤り率は、それをインターリーバ320と連携して使用することによって改良される。

直並列変換器330は、インターリーブされ、符号化されたシリアルデータを受信し、ビットを並列に、一時にk*L個のデータビットの１つの並列グループを出力する。ここで、Lはシステムによって使用されるダイバーシティチャネルの数であり、kは各々のダイバーシティチャネルでシンボルあたり送信されるビットの数である。

選択的に、符号化され、インターリーブされたデータは、伝送システム300と平行して提供されることができる。例えば、データは既に符号化され、選択的にインターリーブされ、そしてデータ記憶媒体に記憶されていることができる。それで、データを送信する時間となったときに、符号化されインターリーブされたデータは記憶媒体から読み出されることができ、Multi-QAM伝送システムに提供されることができる。データは、k*Lビットの並列グループで読み出されることができる。その場合、符号器310、インターリーバ320及び直並列変換器330のうちの１つ以上のコンポーネントは伝送システム300から省略されることができ、それらの機能は１つ以上の外部コンポーネントによって既に同等に実行されている。

Multi-QAM変調器340は、k*L個の並列データビットを受信し、L個のダイバーシティチャネル上で送信される合計L個のM-QAM送信シンボルS_m = [s⁽⁰⁾ _m, ..., s^(L-1) _m]を生成し、各々のダイバーシティチャネル上で１つのM-QAM送信シンボルが送信される。

特に、Multi-QAM変調器340は、k*L個のデータビットをL個のM-QAM送信シンボルの全てに直接マップし、各々のM-QAM送信シンボルは、L個のダイバーシティチャネルに対応するL個の四角いM-QAM配置の一つに属する。ここでM = 2^kLである。例えば、kが2でLが4の場合、(k, L)は(2, 4)であり、Mは256である。すなわち、その場合、L個のダイバーシティチャネルの各々は、それ自身の256点の四角いM-QAM配置を持つ。有利なことに、配置は重なり合うデータ点を示さない。１つの実施の形態において、Multi-QAM変調器340は、１つ以上のルックアップテーブル（例えばL個のチャネルの各々について１つのルックアップテーブル）を用いてM-QAMシンボル生成を実現する。

重要なことには、Multi-QAM配置集合は、k*Lデータビットの任意の１つを変更することが、次にL個のM-QAM配置の全ての中のM-QAM送信シンボルを変更するように設計されている。

図4は、Multi-QAM変調器340によって作り出される256点のM-QAM配置に対する配置マップを示す。図に示すように、有利なことに、図4の配置中の256点のいずれも互いに重ならない。

有利なことに、Multi-QAM変調器340のための配置集合は、対称であるように選択される。すなわち、所与のメッセージmに対して、送信シンボルがベクトルS_mによって規定される場合、メッセージ

に対して、シンボルはベクトル-Smによって規定される。

有利なことに、配置は良い距離特性を示し、システムのビット誤り率（BER）性能に関する上限を定める。対称な配置集合内のこれらのパラメータを達成するために、有益に、Multi-QAM変調器340のための配置集合は、Ω_Cを最小にするように選ばれ、ここで、

である。

また、有益なことには、配置集合中の各々の配置の同相(I)及び直交位相（Q）成分は、同じ配置点達を用いる。さらに以下で詳細に論じられるように、これは受信機設計を単純化する。

網羅的な検索を通して、以下の特定の場合が確認された。

k=3, L=2の場合、有利なことに、配置集合の同相(I)及び直交位相（Q）成分は、以下の表1によってそれぞれ規定される。

k=2, L=3の場合、有利なことに、配置集合の同相(I)及び直交位相（Q）成分は、以下の表2によってそれぞれ規定される。

k=4, L=2の場合、有利なことに、配置集合の同相(I)及び直交位相（Q）成分は、以下の表3によってそれぞれ規定される。

k=2, L=4の場合、適切な配置集合を見つける処理は、計算的に困難になる。

図5は、表2の配置集合の図式的な表示を示す。図5を観察すると、この配置集合の重要な特徴が明らかになる。例えば、配置C⁽⁰⁾のシンボルs₀ ⁽⁰⁾は-7の値を持ち、配置C⁽¹⁾のシンボルs₀ ⁽¹⁾は3の値を持つことが分かる。一方、配置C⁽¹⁾のシンボルs₅ ⁽¹⁾も-7の値を持ち、配置C⁽²⁾のシンボルs₅ ⁽²⁾も3の値を持つ。同様に、配置C⁽⁰⁾のシンボルs₁ ⁽⁰⁾は-3の値を持ち、配置C⁽¹⁾のシンボルs₁ ⁽¹⁾は-1の値を持つ。一方、配置C⁽¹⁾のシンボルs₇ ⁽¹⁾も-3の値を持ち、配置C⁽²⁾のシンボルs₇ ⁽²⁾も-1の値を持つ。

一般に、図5を観察すると、任意の配置C^(l)から次の配置C^(l+1)に達する置換は、全てのlに対して同一であることが分かる。

したがって、k=2, L=4の場合、任意の配置C(l)から次の配置C(l+1)に達する置換が全てのlに対して同一である対称の配置集合に集中することによって、及びΩ_Cを最小にする配置集合を調べることによって、配置集合の同相(I)及び直交位相（Q）成分が以下の表4によってそれぞれ規定される配置集合が見つかる。

図6は、図3に示されるシステム300のようなシステムを用いたデータ通信方法のフローチャートを示す。

第１ステップ610において、「生の」データは、伝送チャネルがノイズ又はチャネル効果（例えばマルチパスフェージング）に起因してビットエラーを生じさせる場合に受信機側における正確なデータ回復を容易にするために、誤り訂正符号によって符号化される。様々な誤り訂正符号が使用されることができる。有利には、符号器は畳み込み符号又はパンクチャード畳み込み符号（例えば、符号化率3/4のパンクチャード畳み込み符号）を実行することができる。

ステップ620において、符号化されたデータはインターリーブされる。

ステップ630において、符号化されインターリーブされたデータは、直列データ列からk*L個の並列データビットの並列集合へ変換される。

選択的に、符号化されインターリーブされたデータは、伝送システムと平行して提供されることができる。例えば、データがすでに符号化され、インターリーブされ、データ記憶媒体に記憶されていることができ、そして、送信の準備ができた場合に、それは記憶媒体から並列に読み出され、Multi-QAM伝送システムに提供されることができる。

ステップ640において、Multi-QAM変調器は、複数(L)のM点直交振幅変調（M-QAM）配置を有する配置集合を提供される。有利なことに、配置は重なり合うデータ点を示さない。M-QAM配置集合は、１つ以上のルックアップテーブルの形で提供されることができる。

重要なことには、M-QAM配置集合は、Multi-QAM変調器によって受信されるk*L個のデータビットの全ての組み合わせに対して、k*L個のデータビットのうちの任意の１つを変更することが、次にL個のM-QAM配置の全ての中のM-QAM送信シンボルを変更することを規定する。

有利なことに、M-QAM配置集合中のM-QAM配置は良い距離特性を示し、システムのビット誤り率（BER）性能に関する上限を定める。また、有益には、M-QAM配置集合は対称であるように選択される。さらに、有益には、M-QAM配置集合中の各々のM-QAM配置の同相(I)及び直交位相（Q）成分は、同じ配置点達を用いる。これらのパラメータを達成するために、有益には、Multi-QAM変調器のためのM-QAM配置集合は、Ω_C（式4）を最小にするように選ばれる。M-QAM配置集合の同相(I)及び直交位相（Q）成分は、上で表1〜4に示された配置集合の任意の１つにそれぞれ対応することができる。

ステップ650において、Multi-QAM変調器は、k*L個のデータビットをL個のM-QAM配置集合中のL個のM-QAM送信シンボルにマップする。k*L個のデータビットの各々は、M-QAM配置集合のL個のM-QAMシンボルの全てに直接マップされる。

そして、ステップ660において、L個のM-QAMシンボルが送信される。

受信機において、硬判定又は軟判定が用いられるかに関係なく、元のデータビットの最適な最大尤度（ML）検出のために、対数尤度比（LLR）又は各々のビットが算出されなければならない。ダイバーシティチャネルlが、

によってモデル化されると仮定する。

ここで、r_lはダイバーシティチャネルlから受信されたシンボル、h_lはダイバーシティチャネルlの複素チャネル利得、x_lは配置C^(l)に属するダイバーシティチャネルlに対して元々送信されたシンボル、及びn_lは分散σ²を持つ複素加算性白色ガウス雑音（AWGN）である。その場合、i番目の送信ビットに対するLLR, Λ_iは、

である。

ここで、i ∈（1, ..., k*L）であり、A₀は、ビットi = 0である全てのメッセージを含み、A₁はビットi = 1である全てのメッセージを含む。

残念なことに、各々の受信されたビットに対する式(6)の厳密な計算は非常に複雑で、実用的な受信機実装に適していない。

しかしながら、有利なことに、Multi-QAM送信において用いられるM-QAM配置の特性（例えば、対象性、同相及び直交位相チャネル上のビットの分離等）のために、LLR Λ_iの優れた近似を提供する非常に単純なデマッパーが使用されることができる。

有利なことに、受信機は、各々のビットの近似のLLR, Λ_iを以下の式に従って算出する。

ここで、Λ'_iRは、QAMシンボルの同相成分を用いて変調されたビットに対する近似の対数尤度比、
Λ'_iIは、QAMシンボルの直交位相成分を用いて変調されたビットに対する近似の対数尤度比、
zは、

m_0Rは、ビットi = 0である全てのメッセージm中の、

を最小にするメッセージ、
m_1Rは、ビットi = 1である全てのメッセージm中の、

を最小にするメッセージ、
m_0Iは、ビットi = 0である全てのメッセージ中の、

を最小にするメッセージm、
m_1Iは、ビットi = 1である全てのメッセージ中の、

を最小にするメッセージm、
S^l _R,mは、メッセージmについてl番目のダイバーシティチャネルを通じて送信されるシンボルの同相成分、及び
S^l _I,mは、メッセージmについてl番目のダイバーシティチャネルを通じて送信されるシンボルの直交位相成分である。

図7は、Multi-QAMを用いて複数のダイバーシティチャネルを通じて送信されるデータを受信する受信機700のブロック図を示す。受信機700は、チャネル推定器710、軟デマッパー720、並列直列変換器730、デインターリーバ740及び復号器750を有する。

選択的に、別の実施の形態では、送信されるデータは符号化及び／又はインターリーブされていなくてもよく、その場合、デインターリーバ740及び／又は復号器750は省略されることができる。

チャネル推定器710は、対応するM-QAMシンボルr_lが受信されたダイバーシティチャネルlに対する複数（L）の複素チャネル利得の推定h_lを出力する。任意の様々な既知のチャネル推定器アルゴリズムを使用することができる。例えば、チャネル推定器710は、受信機700にとって既知のアプリオリであるトレーニングシンボルの受信された集合から、チャネルを推定することができる。選択的に、チャネル推定器710が複数（L）のM-QAMシンボルr_lを受信して、そこからチャネル特性を推定することが可能である。

軟デマッパー720は、複数（L）のシンボルr_l及び複数(L)のチャネル推定h_lを受信し、そこから、L個の受信されたM-QAMシンボルr_lを生み出したk*L個の送信されたビットに対する複数（k*L）の近似の対数尤度比Λ'_iを出力する。軟デマッパー720は、(1) 複数（L）のシンボルr_l全ての同相成分のみ、又は(2)複数（L）のシンボルr_l全ての直交位相成分のみのいずれかを用いて、i ∈（1, ..., k*L）について、k*L個の伝送ビットの各々に対する近似の対数尤度比を算出する。有利には、軟デマッパー720は、上記の式(7)及び(8)に従って近似の対数尤度比Λ'_iを算出する。

並列直列変換器730は、k*L個の送信されたビットに対する複数（k*L）の近似の対数尤度比Λ'_iを並列に受信し、それらを近似の対数尤度比Λ'_iの直列データ列に変換する。選択的に、軟デマッパー720は、複数（k*L）の並列出力として近似の対数尤度比Λ'_iを自動的に出力するように設計されていることができ、その場合は、並列直列変換器730は省略されることができる。

デインターリーバ740は近似の対数尤度比Λ'_iの直列データ列を受信し、送信側でインターリーブされる前のデータの元の順序と一致するように近似の対数尤度比Λ'_iをデインターリーブする。

復号器750は、デインターリーブされた対数尤度比Λ'_iを受信し、受信された「生の」データビットを検出するために誤り訂正復号アルゴリズムを適用する。有利なことに、復号器750はビタビ型復号器を使用してデータを復号することができる。有利なことに、復号器750は近似の対数尤度比Λ'_iの軟判定復号を用いる。

図8は、チャネルあたり4ビットで2つのダイバーシティチャネルを通じて符号化されていないデータを送信する複数の異なるスキームのビット誤り率（BER）性能を示す。特に、図8は、(k, L)=(4, 2)でのMulti-QAMスキームの非符号化性能を表し、それを、ダイバーシティなしの16-QAM、ダイバーシティL=2（1/2レート）を伴う16-QAM変調、及びダイバーシティチャネルあたりk=4ビットの送信を可能にするために16-PSKシンボルが拡散の前に用いられた回転アダマール拡散のBER性能と比較する。Multi-QAM変調の性能は、式(6)の最適のデマッパー並びに式(7)及び(8)において提供される近似の両方を用いて与えられる。我々は、デマッパー720を単純化するために用いられる近似が性能の顕著な損失に結びつかないことに気がつく。Multi-QAM及び回転アダマール拡散に対するBER曲線の傾斜を、単純なダイバーシティを伴う16-QAMのそれと比較することによって、我々は、両方のスキームが十分なダイバーシティを達成していることを確認することができる。さらに、我々はMulti-QAMが回転アダマールと比べて良い性能を発揮することに気がつく。

図9は、業界標準である符号化率3/4のパンクチャード畳み込み符号を用いて、チャネルあたり4ビットで2個のダイバーシティチャネルを通じて符号化されたデータ送信する図8に示されるものと同じ変調スキームのビット誤り率（BER）性能を示す。チャネルエラーをdecorrelateするのに十分な長さのブロックインターリーバが使用された。受信機において、ビタビアルゴリズムは、データビットを復号するために軟判定を用いる。我々は、10^-6のBERにおいて、Multi-QAMが16-QAMと比較して約1.5dBの利得を示すことを確認することができる。

図10及び11は、(k, L)=(2, 4)でのMulti-QAM変調に対するシミュレートされた符号化されていないBER結果及び符号化されたBER結果を示す。これらの結果は、ダイバーシティのないQPSK変調、ダイバーシティL=4（1/4レート）を伴うQPSK変調及び回転アダマール拡散の結果と比較される。再度、我々はダイバーシティの十分な程度が達成されることに気がつく。我々はまた、10^-6のBERにおいて、提案されたMulti-QAMはQPSK変調と比較して4.2dB良い性能を発揮することに気がつく。しかしながら、それは回転アダマールと比べて0.5dB低い性能を示す。一方、提案されたスキームが非常に低減された複雑さで実現されることができることを考えれば、それはそれでも望ましい性能を示す。

好ましい実施の形態が本明細書において開示されるが、本発明の構想及び範囲内である多くのバリエーションが可能である。そのようなバリエーションは、本願の明細書、図面及び請求項を検討した後、当業者にとって明らかになる。したがって、請求項の精神及び範囲を除いて、本発明は制限されるべきではない。

4個のダイバーシティチャネル上の4個のQPSKシンボルのアダマール拡散によって作り出される256点の配置の配置マップを示す図。 4個のダイバーシティチャネル上の4個のQPSKシンボルの回転アダマール拡散によって作り出される256点の配置の配置マップを示す図。複数のダイバーシティチャネル上でデータを送信するシステムのブロック図を示す図。マルチ直交振幅変調（Multi-Quadrature Amplitude Modulation（Multi-QAM））伝送方式を使用するシステムによって作り出される256点の配置の配置マップを示す図。表2の配置集合の図式的な表示を示す図。複数のデータビットを通信する方法を示すフローチャート。複数のダイバーシティチャネルを通じて伝送されるデータを受信する受信機のブロック図を示す図。チャネルあたり4ビットで2個のダイバーシティチャネル上で符号化されていないデータを伝送する複数の異なるスキームのビット誤り率（BER）性能を示す図。チャネルあたり4ビットで2個のダイバーシティチャネル上で符号化されたデータを伝送する複数の異なるスキームのビット誤り率（BER）性能を示す図。チャネルあたり2ビットで4個のダイバーシティチャネル上で符号化されていないデータを伝送する複数の異なるスキームのビット誤り率（BER）性能を示す図。チャネルあたり2ビットで4個のダイバーシティチャネル上で符号化されたデータを伝送する複数の異なるスキームのビット誤り率（BER）性能を示す図。

Claims

L個のダイバーシティチャネルを通じた複数のデータビットの通信方法であって、
前記L個のダイバーシティチャネルに対応する複数のM点直交振幅変調（QAM）配置を有する配置集合を提供し、
前記配置集合がΩ _C を最小にし、

であり、
k*L個のデータビットをL個の前記QAM配置集合中のL個のQAM送信シンボルにマップし、
前記L個のQAMシンボルを送信し、
M = ２^k*Lであり、
k*L個のビットの全ての組み合わせについて、k*L個のデータビットのうちの１つの値を変更することがL個の前記シンボルの全てを変更する方法。
k=3, L=2であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項１に記載の方法。
k=2, L=3であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項１に記載の方法。
k=4, L=2であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項１に記載の方法。
k=2, L=4であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項１に記載の方法。
複数のM点直交振幅変調（QAM）配置を有するダイバーシティチャネルを通じて送信されたk*L個のビットを受信する受信機であって、
各々のシンボルに対するチャネル利得の複数の推定h_lを出力するチャネル推定器、
複数のシンボルr_l及び複数のチャネル推定h_lを受信し、そこから前記k*L個の送信されたビットに対する複数の近似の対数尤度比Λ'_iを出力する軟デマッパー、
前記複数の対数尤度比をデインターリーブするデインターリーバ、及び
前記複数の近似の対数尤度比をk*L個の受信ビットに復号する復号器を有し、
前記軟デマッパーが、(1) 複数のシンボルr_l全ての同相成分のみ、又は(2)複数のシンボルr_l全ての直交位相成分のみのいずれかを用いて、i ∈（1, ..., k*L）について、前記k*L個の送信されたビットの各々に対する近似の対数尤度比Λ'_iを算出し、
前記軟デマッパーは、式

に従って、シンボルr _l を対数尤度比Λ' _i にデマップし、
ここで、Λ' _iR は、QAMシンボルの同相成分を用いて変調されたビットに対する近似の対数尤度比、
Λ' _iI は、QAMシンボルの直交位相成分を用いて変調されたビットに対する近似の対数尤度比、
zは、

m _0R は、ビットi = 0である全てのメッセージm中の、

を最小にするメッセージ、
m _1R は、ビットi = 1である全てのメッセージm中の、

を最小にするメッセージ、
m _0I は、ビットi = 0である全てのメッセージ中の、

を最小にするメッセージm、
m _1I は、ビットi = 1である全てのメッセージ中の、

を最小にするメッセージm、
S ^l _R,m は、メッセージmについてl番目のダイバーシティチャネルを通じて送信されるシンボルの同相成分、
及び
S ^l _I,m は、メッセージmについてl番目のダイバーシティチャネルを通じて送信されるシンボルの直交位相成分である、
受信機。
前記軟デマッパーから前記複数の近似の対数尤度比Λ'_iを並列に受信し、複数の近似の対数尤度比Λ'_iを有する直列データ列を出力する並列直列変換器をさらに有する請求項６に記載の受信機。
前記復号器が軟判定を用いるビタビ誤り訂正アルゴリズムを実行する請求項６に記載の受信機。
L個のダイバーシティチャネルを通じて複数のデータビットを通信する方法であって、
前記L個のダイバーシティチャネルに対応する複数のM点直交振幅変調（QAM）配置を有する配置集合を提供し、
前記配置集合はΩ _C を最小にし、

であり、
前記L個のQAM配置集合中のL個のQAM送信シンボルにk*L個のデータビットをマップし、及び
前記L個のQAMシンボルを送信し、
M=2^k*Lであり、
k*L個のデータビットの各々は、前記QAM配置集合のL個のQAMシンボルの全てに直接マップされる方法。
さらに、誤り訂正符号によって生のデータを符号化し、
前記符号化されたデータをインターリーブし、及び
前記符号化され、インターリーブされたデータを直列データ列からk*L個の並列データビットの並列集合に変換する請求項９に記載の方法。
k=3, L=2であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項９に記載の方法。
k=2, L=3であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項９に記載の方法。
k=4, L=2であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項９に記載の方法。
k=2, L=4であり、前記配置集合の同相（I）成分及び直交位相（Q）成分がそれぞれ以下の表によって規定される請求項９に記載の方法。