CN101268664B - 数据的分集传输的方法和系统 - Google Patents

Abstract

一种在L个分集信道上传送多个数据比特的方法(600)，该方法使用包括相应于L个分集信道的多个(L)M点正交调幅(QAM)星座的星座组。该星座没有呈现重叠的数据点，并提供完全分集。该方法包括把k*L个数据比特映射(650)到在L个QAM星座组中的L个QAM传输码元，以及发送(660)该L个QAM码元，其中M＝2^k*L。该k*L个数据比特的每个数据比特被直接映射到QAM星座组的所有L个QAM码元，以及对于k*L个比特的所有组合，改变k*L个数据比特中一个数据比特的值便改变所有的L个码元。

Description

数据的分集传输的方法和系统

本发明涉及数字通信系统和方法，更具体地，涉及数据的分集传输的方法和系统。

众所周知，无线通信信道受到多径衰落和多卜勒效应的影响。

分集传输可被利用来缓和信道衰落的影响。按照基本的分集传输方法，传输数据的多个拷贝通过多个分集信道被发送。这些分集信道在时间、频率、空间中或这些域的组合中可以相互分开。在接收机处，通过组合在多个并行分集信道上接收的拷贝中的可用信息而得到所发送数据的更可靠的估计。

基本分集技术的不利方面是带宽效率降低。为了达到分集增益而不损失传输速率，可以使用一种信号空间分集或网格编码的形式。然而，这些方案的一个缺点是它们在接收机处的高计算复杂性。

一种较简单的全速率信号空间分集技术是使用码分复用(CDM)。在这个方法中，L个码元通过使用正交变换而在L个分集信道上扩展。通常，使用哈达马德(Hadamard)或傅立叶变换。这些变换是优选的，因为它们可以在发射机处通过使用快速哈达马德变换(FHT)或快速傅立叶变换(FFT)而以小的复杂性被实施。

然而，当这些信号在分集信道上被发送时，分集信道的衰落特性中的差别会破坏代码的正交性，造成自干扰(SI)且使得精确的信号检测复杂化。为了在有SI的情形下检测发送的信号，最佳的最大似然(ML)检测方法是使用对数似然比(LLR)来检测每个比特。不幸地是，对于这些复杂信号的LLR的计算是不实际的。替换地，也有可能对所接收的数据码元解扩，然后使用干扰抵消方案，该方案迭代地估计自干扰的量，并从接收的码元中去除它。然而，这样的干扰抵消方法也牵涉到相当大的计算复杂性。也有可能通过使用迫零(ZF)或最小均方误差(MMSE)均衡来实现一个简单的接收机。然而，这些方法没有带来良好的性能。

而且，使用简单的哈达马德或傅立叶变换的CDM方案不能达到完全的分集度。这是由于以下事实，即：这些扩展变换会导致重叠的星座(constellation)点。换句话说，两个不同的数据码元组使用这些码扩展可以造成在一个或多个分集信道上传输码元相同的结果。图1图解了通过在4个分集信道上4QPSK码元的哈达马德扩展而产生的256点星座，其中可以看到，有相当多的星座点的重叠。

已经提出一种方法，其中QPSK调制的数据码元在扩展之前被旋转。使用这种方法避免了发送码元的重叠，因此，它可以达到完全的分集度。如果实现一个最佳ML接收机，则得到明显更好的性能。

图2显示通过在4个分集信道上4QPSK码元的旋转哈达马德扩展而产生的256点星座。

然而，图2所示的不常见的星座形状使得这些信号的检测复杂化。在接收机中，这些信号的最佳ML检测需要高度的计算复杂性。

因此，将希望提供一种改进的传输方法和系统，其提供完全的传输分集度。还将希望提供一种便于低复杂性接收机体系结构的使用的分集传输的方法和系统。再希望提供一种用于检测完全分集传输的低复杂性接收机。本发明致力于处理一个或多个前述关注的问题。

在本发明的一个方面，一种在L个分集信道上传送多个数据比特的方法，包括：提供一个星座组，其包括相应于L个分集信道的多个(L)M点正交调幅(QAM)星座；把k*L个数据比特映射到L个QAM星座组中的L个QAM传输码元；以及发送该L个QAM码元，其中M＝2^k*L；以及其中对于k*L个比特的所有组合，改变k*L个数据比特中一个数据比特的值便改变所有的L个码元。

在本发明的另一方面，接收机适合于接收在具有多个(L)M点正交调幅(QAM)星座的分集信道上发送的k*L个比特。该接收机包括：信道估计器，适合于从其输出对于每个码元的信道增益的多个(L)估计h_l；软解映射器(soft demapper)，适合于接收该多个(L)码元r_l和多个(L)信道估计h_l，并从其输出对于该k*L个发送比特的多个(k*L)近似对数似然比Λ’_i；解交织器(deinterleaver)，适合于对该多个近似对数似然比解交织；以及解码器，适合于把该多个近似对数似然比解码成k*L个接收的比特，其中该软解映射器通过使用(1)所有多个(L)码元r_l中的仅仅同相分量；或(2)所有多个(L)码元r_l中的仅仅正交分量，对于k*L个发送比特的每个比特，对于i∈(1，...，k*L)，计算近似对数似然比Λ’_i。

在本发明的再一个方面，一种传送多个数据比特的方法，包括：提供一个星座组，其包括多个(L)M点正交调幅(QAM)星座；把k*L个数据比特映射到在L个QAM星座组中的L个QAM传输码元；以及发送该L个QAM码元，其中M＝2^k*L；以及其中该k*L数据比特的每个数据比特被直接映射到QAM星座组的所有的L个QAM码元。

图1显示对于通过在4个分集信道上4QPSK码元的哈达马德扩展而产生的256点星座的星座图；

图2显示对于通过在4个分集信道上4QPSK码元的旋转哈达马德扩展而产生的256点星座的星座图；

图3显示用于在多个分集信道上发送数据的系统的框图；

图4显示通过利用多重正交调幅(Multi-QAM)传输方案的系统而产生的256点星座的星座图；

图5显示表2的星座组的图形表示；

图6是一个流程图，它图示了一种传送多个数据比特的方法；

图7显示用于接收在多个分集信道上发送的数据的接收机的框图；

图8显示用于在两个分集信道上发送未编码数据的多个不同方案的误码率(BER)性能，其中每个信道4比特；

图9显示用于在两个分集信道上发送编码数据的多个不同方案的误码率(BER)性能，其中每个信道4比特；

图10显示用于在四个分集信道上发送未编码数据的多个不同方案的误码率(BER)性能，其中每个信道2比特；

图11显示用于在四个分集信道上发送编码数据的多个不同方案的误码率(BER)性能，其中每个信道2比特。

以下的说明涉及到一种新的正交调幅(QAM)的系统和方法，这里称为“Multi-QAM(多重正交调幅)”，以及涉及到发送和接收使用Multi-QAM调制的数据的系统和方法。在Multi-QAM方案中，数据比特被直接映射到多进制-M进制QAM(M-QAM)传输码元。有利地，在这样的方案中，L个分集信道对应于没有重叠点的L个星座，提供完全的传输分集。有利地，L个星座的每个星座是方形M-QAM星座。

在下面的讨论中，应用了以下的定义：

C^(l)是对于第l个分集信道的QAM星座；

M是在每个QAM星座(M-QAM星座)中的点的数目；

m是要发送的独特的消息；

s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的码元；

S是描述所有的传输码元s^(l) _m的向量；以及

b(i，j)是在两个消息i和j之间的汉明(Hamming)距离。

而且，在以下的讨论中，我们指定以下的变量：

L是分集信道的数目，所以也是传输码元的数目(每个分集信道一个传输码元)和M-QAM星座的数目(每个信道一个星座)；以及

k是每个分集信道要发送的数据比特的数目。

在这种情形下：

(1)M＝2^kL；

(2)S_m＝[s⁽⁰⁾ _m，...，s^(L-1) _m]；以及

(3)C^(l)＝[s_m ⁽⁰⁾，|m＝0，...，M-1]。

图3显示用于使用Multi-QAM调制在多个分集信道上发送数据的传输系统300的框图。传输系统300包括编码器310、交织器320、串-并转换器330、和Multi-QAM调制器340。

可选地，在替换实施例中，该传输系统可能不编码和/或不交织数据，在这种情形下，编码器310和/或交织器320可以省略。

编码器310接收“原始的”数据，并用纠错码对它编码，以便当传输信道由于噪声或干扰(例如多径干扰)而造成误码时便于在接收机侧进行精确的数据恢复。换句话说，编码器310按照设定的算法把附加的“冗余”比特加到数据流，以及接收机具有编码算法的先验知识，这允许它以减小的误码率恢复原始的数据。可以利用各种各样的纠错码。有利地，编码器310可以实现卷积码或凿孔的卷积码(例如，3/4比率凿孔的卷积码)。

交织器320在时间上对编码的数据进行交织。也即，交织器320按照设定的图案重新分布编码的数据比特的次序，使得在原始数据流中“相邻的”比特被分开到交织的比特流中。同时，接收机具有该交织算法的先验知识，这允许它将所接收的数据比特解交织为它们在数据流中的正确次序。通过这样地交织数据，接收机纠正数据错误，特别是突发错误的能力得以提高。编码器310的误码率减小的效果通过它结合交织器320的使用而增强。

串-并转换器330接收经交织的、编码的串行数据，且并行地输出比特，一次一个k*L个数据比特的并行组，其中L是该系统所利用的分集信道的数目，以及k是对于每个分集信道、每个码元要发送的比特的数目。

可选地，经编码的、交织的数据可以被并行地提供到传输系统300。例如，数据可能已被编码和可选地已被交织，然后被存储在数据存储介质上。于是当到了发送数据的时间时，该编码的和交织的数据可以从存储介质中读出，并提供到Multi-QAM传输系统。数据可以以k*L个比特的并行组被读出。在那种情形下，编码器310、交织器320和串-并转换器330中间的一个或多个部件可能从传输系统300中省略，它们的功能已由一个或多个外部部件等价地执行。

Multi-QAM调制器340接收k*L个并行的数据比特，并生成要在L个分集信道上发送的总共L个M-QAM传输码元，S_m＝[s⁽⁰⁾ _m，...，s^(L-1) _m]，其中在每个分集信道上发送一个M-QAM传输码元。

具体地，Multi-QAM调制器340把k*L个数据比特直接映射到全部的L个M-QAM传输码元，每个M-QAM传输码元属于相应于L个分集信道的L个方形M-QAM星座中的一个星座，其中M＝2^kL。例如，当k是二(2)且L是四(4)时，则(k，L)是(2，4)，以及M是256。也就是，在那种情形下，L个分集信道的每个分集信道具有它自己的256点方形M-QAM星座。有利地，星座不呈现重叠的数据点。在一个实施例中，Multi-QAM调制器340通过使用一个或多个查找表(例如，对于L个信道的每个信道有一个查找表)实现M-QAM码元生成。

重要地，Multi-QAM星座组被设计成使得：改变k*L个数据比特中的任何一个数据比特将进而改变所有的L个M-QAM星座中的M-QAM传输码元。

图4显示由Multi-QAM调制器340产生的256点M-QAM星座的星座图。正如可以看到的，有利地，图4的星座中256点没有一个互相重叠。

有利地，用于Multi-QAM调制器340的星座组被选择为对称的。也就是，如果对于给定的消息m，传输码元由向量Sm定义，则对于消息

$\stackrel{\‾}{m}=(2^{\mathrm{kL}}-1-m),$ 码元由向量-S_m定义。

有利地，该星座呈现良好的距离性质，并建立了系统的误码率(BER)性能的上限。为了实现对称星座组内的这些参数，有利地，用于Multi-QAM调制器340的一个星座组被选择为使得ΩC最小化，其中：

(4) ${\mathrm{\Ω}}_C=\underset{i\≠j}{\mathrm{\Σ}}\frac{b(i,j)}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Π}}}{|s_i^{\left(l\right)}-s_j^{\left(l\right)}|}^2}.$

还有利地，星座组中每个星座的同相(I)和正交(Q)分量使用相同的星座点。这简化了接收机设计，正如下面更详细地讨论的。

通过穷举搜索，识别出了以下的具体的情形。

当k＝3，L＝2时，有利地，星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表1定义。

                                 表1

M	0	1	2	3	4	5	6	7
									s(0) m	-7	-5	-1	-3	3	1	5	7
s(1) m	3	-5	7	-1	1	-7	5	-3

当k＝2，L＝3时，有利地，星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表2定义。

                                  表2

M	0	1	2	3	4	5	6	7
									s(0) m	-7	-3	-1	-5	5	1	3	7
s(1) m	3	-1	7	-5	5	-7	1	-3
									s(2) m	1	7	-3	-5	5	3	-7	-1

当k＝4，L＝2时，有利地，星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表3定义。

                                     表3

m	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14	15
																	s(0) m	-15	-13	-11	-9	-3	-1	-7	-5	5	7	1	3	9	11	13	15
s(1) m	-1	11	-7	5	-3	9	-13	15	-15	13	-9	3	-5	7	-11	1

当k＝2，L＝4时，找出适当的星座组的过程在计算上变得很困难。

图5显示表2的星座组的图形表示。审视图5，揭示了该星座组的重要的特性。例如，人们看到，对于星座C⁽⁰⁾的码元s₀ ⁽⁰⁾具有-7的数值，以及对于星座C⁽¹⁾的码元s₀ ⁽¹⁾具有3的数值。同时，对于星座C⁽¹⁾的码元s₅ ⁽¹⁾也具有-7的数值，以及对于星座C⁽²⁾的码元s₅ ⁽²⁾也具有3的数值。同样地，对于星座C⁽⁰⁾的码元s₁ ⁽⁰⁾具有-3的数值，以及对于星座C⁽¹⁾的码元s₁ ⁽¹⁾具有-1的数值。同时，对于星座C⁽¹⁾的码元s₇ ⁽¹⁾也具有-3的数值，以及对于星座C⁽²⁾的码元s₇ ⁽²⁾也具有-1的数值。

总体上，审视图5揭示了：从任一星座C^(l)到达下一个星座C^(l+1)的置换(permutation)对于所有的l是相同的。

所以，对于其中k＝2，L＝4的情形，通过集中于对称星座组、其中从任一星座C^(l)到达下一个星座C^(l+1)的置换对于所有l是相同的，并搜索使得Ω_C最小化的星座组，人们发现了这样的星座组，其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表4定义。

                                      表4

m	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14	15
																	s(0) m	-15	-9	-1	-13	-5	-11	3	-7	7	-3	11	5	13	1	9	15
s(1) m	-5	-15	13	7	3	-1	9	11	-11	-9	1	-3	-7	-13	15	5
																	s(2) m	3	-5	-7	-11	9	13	15	1	-1	-15	-13	-9	11	7	5	-3
s(3) m	9	3	11	-1	15	-7	5	-13	13	-5	7	-15	1	-11	-3	-9

图6显示使用诸如图3所示系统300那样的系统来传送数据的方法的流程图。

在第一步骤610，“原始的”数据被用纠错码进行编码，以便当传输信道由于噪声或通道效应(例如多径衰落)造成误码时在接收机处便于进行精确的数据恢复。可以利用各种各样的纠错码。有利地，编码器可以实施卷积码或凿孔的卷积码(例如，3/4比率凿孔的卷积码)。

在步骤620，该编码的数据被交织。

在步骤630，该编码的、交织的数据从串行数据流被转换成k*L个并行数据比特的一个并行组。

可选地，该编码的、交织的数据可以被并行地提供到传输系统。例如，数据可能已经被编码、被交织、和被存储在数据存储介质上，然后当准备好传输时，它可能从存储介质中被并行地读出，并被提供到Multi-QAM传输系统。

在步骤640，Multi-QAM调制器被提供以星座组，其包括多个(L)M点正交调幅(M-QAM)星座。有利地，该星座没有呈现重叠的数据点。该M-QAM星座组可以以一个或多个查找表的形式来提供。

重要地，该M-QAM星座组提供了：对于由Multi-QAM调制器接收的k*L个数据比特的所有组合，改变该k*L个数据比特中的任一个数据比特将进而又改变所有的L个M-QAM星座中的M-QAM传输码元。

有利地，该M-QAM星座组中的M-QAM星座呈现良好的距离性质，并建立了系统的误码率(BER)性能的上限。还有利地，该M-QAM星座组被选择为对称的。而且，有利地，该M-QAM星座组中的每个M-QAM星座的同相(I)和正交(Q)分量使用相同的星座点。为了实现这些参数，有利地，用于Multi-QAM调制器的M-QAM星座组被选择为使得Ω_C最小化(公式4)。该M-QAM星座组的同相(I)和正交(Q)分量可以各自对应于上文表1-4中所显示的星座组的任一项。

在步骤650，Multi-QAM调制器把k*L个数据比特映射到L个M-QAM星座组中的L个M-QAM传输码元。该k*L个数据比特的每个数据比特被直接映射成M-QAM星座组的所有的L个M-QAM码元。

然后在步骤660，发送该L个M-QAM码元。

在接收机处，不管是使用硬判决或是软判决，对于原始数据比特的最佳最大似然(ML)检测，必须计算每个比特的对数似然比(LLR)。假设分集信道l用下式建模：

(5)r_l＝h_l*x_l+n_l，

其中r_l是从分集信道l接收的码元，h_l是对于分集信道l的复数信道增益，x_l是对于属于星座C^(l)的分集信道l的原始发送的码元，以及n_l是具有方差σ²的复数加性高斯白噪声(AWGN)。在那种情形下，对于第i个发送比特的LLR，Λ_i是：

(6) ${\mathrm{\Λ}}_l=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{m\∈A_1}\exp (-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}^2}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{L-1}{|r_l-h_l*s_m^{\left(l\right)}|}^2)}{{\mathrm{\Σ}}_{m\∈A_0}\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{L-1}{|r_l-h_l*s_m^{\left(l\right)}|}^2)}$

其中，i∈(1，...，k*L)，A₀包含其中比特i＝0的所有消息，以及A₁包含其中比特i＝1的所有消息。

不幸地，对于每个接收的比特，公式(6)的精确计算是非常复杂的，且不适用于实际的接收机实现。

然而，有利地，因为在Multi-QAM传输中使用的M-QAM星座的性质(例如，对称性；在同相和正交信道上比特的分离；等等)，可以利用简单得多的、提供LLRΛ_i的极好近似的解映射器。

有利地，接收机按照以下公式计算近似，每个比特的近似的LLR，Λ’_i：

(7) ${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{iR}}^{\′}=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(z_{R,l}-|h_l\left|{s^l}_{R,m0R}\right)}^2-\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(z_{R,l}-|h_l\left|{s^l}_{R,m1R}\right)}^2$

以及

(8) ${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{iI}}^{\′}=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(z_{I,l}-|h_l\left|{s^l}_{I,m0I}\right)}^2-\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(z_{I,l}-|h_l\left|{s^l}_{I,m1I}\right)}^2,$

其中Λ’_iR是使用QAM码元的同相分量调制的比特的近似对数似然比；

其中Λ’_iI是使用QAM码元的正交分量调制的比特的近似对数似然比；

其中z是

其中m_0R是所有消息m中、其中比特i＝0、使得最小化的消息，

其中m_1R是所有消息m中、其中比特i＝1、使得最小化的消息，

其中m_0I是所有消息中、其中比特i＝0、使得

最小化的消息m，

其中m_1I是所有消息中、其中比特i＝1、使得

最小化的消息m，

其中S^l _R，m是对于消息m的、在第l个分集信道上发送的码元的同相分量，以及

其中S^l _I，m是对于消息m的在第l个分集信道上发送的码元的正交分量。

图7显示用于接收通过使用Multi-QAM而在多个分集信道上发送的数据的接收机700的框图。接收机700包括信道估计器710、软解映射器720、并行到串行转换器730、解交织器740、和解码器750。

可选地，在替换实施例中，发送的数据可以不被编码和/或交织，在这种情形下，可以省略解交织器740和/或解码器750。

信道估计器710输出对于分集信道l的复数信道增益的多个(L)估计h_l，相应的M-QAM码元r_l是通过该分集信道l接收的。可以利用任何的各种各样的已知的信道估计器算法。例如，信道估计器710可以从接收的训练码元组估计信道，其中该训练码元组对于接收机700是先验已知的。可选地，有可能信道估计器710接收多个(L)M-QAM码元r_l，并据此估计信道特性。

软解映射器720接收多个(L)码元r_l和多个(L)信道估计h_l，并据此输出对于产生该L个接收的M-QAM码元r_l的k*L个发送比特的多个(k*L)近似对数似然比Λ’_i。软解映射器720通过使用(1)所有多个(L)码元r_l中的仅仅同相分量；或(2)所有多个(L)码元r_l中的仅仅正交分量，对于k*L个发送比特的每个比特，对于i∈(1，...，k*L)计算近似对数似然比。有利地，软解映射器720按照以上的公式(7)和(8)计算近似对数似然比Λ’i。

并行到串行转换器730并行地接收对于k*L个发送比特的该多个(k*L)近似对数似然比Λ’_i，并把它们转换成近似对数似然比Λ’_i的串行数据流。可选地，软解映射器720可被以这样一种方式来设计，即它自动地将近似对数似然比Λ’_i输出为多个(k*L)并行的输出，在这种情形下，可以省略并行到串行转换器730。

解交织器740接收近似对数似然比Λ’_i的串行数据流，并对该近似对数似然比Λ’_i解交织，以对应于数据在发送侧被交织之前它的原始次序。

解码器750接收解交织的对数似然比Λ’_i，并应用纠错解码算法来检测接收的“原始的”数据比特。有利地，解码器750可以使用维特比(Viterbi)类型的解码器来解码数据。有利地，解码器750使用“软”判决解码近似对数似然比Λ’_i。

图8显示用于在两个分集信道上发送未编码数据的多个不同方案的误码率(BER)性能，其中每个信道4比特。具体地，图8描绘了具有(k，L)＝(4，2)的Multi-QAM方案的未编码性能，以及把它与不带有分集的16-QAM、具有分集L＝2(1/2比率)的16-QAM调制和旋转哈达马德扩展的BER性能进行比较，这里在扩展之前已经使用16-PSK码元，以允许每个分集信道k＝4比特的传输。Multi-QAM调制的性能通过使用公式(6)的最佳解映射器和在公式(7)和(8)中提供的近似而给出。我们观察到，被使用来简化解映射器720的近似没有导致性能上的明显损失。通过比较对于Multi-QAM和旋转哈达马德扩展的BER曲线的斜率与具有简单分集的16-QAM的BER曲线的斜率，我们可以看到，两个方案都达到完全分集。而且，我们观察到，Multi-QAM完成得比旋转的哈达马德要好。

图9显示用于在两个分集信道上发送编码数据的、图8所示的相同调制方案的误码率(BER)性能，其中每个信道4比特，以及其中使用工业标准3/4比率凿孔的卷积码。已利用足够长度的块交织器来对信道误差解相关。在接收机处，维特比算法使用软判决来解码数据比特。我们可以看到，在10^-6的BER下，与16-QAM相比较，Multi-QAM显示近1.5dB的增益。

图10和图11显示对于具有(k，L)＝(2，4)的Multi-QAM调制的、模拟的未编码和编码的BER结果。把这些结果与不带有分集的QPSK调制、具有分集L＝4(1/4比率)的QPSK调制、和旋转哈达马德扩展的那些结果相比较。我们再次观察到，达到了完全的分集度。我们还观察到，在10^-6的BER下，建议的Multi-QAM完成得比QPSK调制好4.2dB。然而，它完成得比旋转的哈达马德差0.5dB。另一方面，考虑到所建议的方案能以显著降低的复杂性被实施，所以它仍旧显示出合乎需要的性能。

虽然这里公开了优选实施例，但可能存在许多变化，其归入本发明的构思和范围之内。对本领域技术人员来说，在审视这里的说明书、附图和权利要求后，这样的变化将变得清楚。所以，本发明不受限制，除了是在所附权利要求的精神和范围内。

Claims (13)

1.一种在L个分集信道上传送多个数据比特的方法(600)，包括：

提供(640)一个星座组，其包括相应于该L个分集信道的数目为L的多个M点正交调幅QAM星座；

把k*L个数据比特映射(650)到在L个QAM星座组中的L个QAM传输码元；以及

发送(660)该L个QAM码元，

其中k是对于每个分集信道每QAM传输码元要发送的比特数目，M＝2^k*L；以及

其中对于k*L个比特的所有组合，改变k*L个数据比特中一个数据比特的值便改变所有的L个QAM码元，

其中该星座组使得Ω_C最小化，这里 ${\mathrm{\Ω}}_C=\underset{i*j}{\mathrm{\Σ}}\frac{b(i,j)}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Π}}}{|S_i^{\left(l\right)}-S_j^{\left(l\right)}|}^2},$

其中b(i，j)是两个消息i和j之间的汉明距离；

s^(l) _i，s^(l) _j是分别代表消息i，j的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

2.权利要求1的方法(600)，其中当对于任何消息m要在L个分集信道上发送的QAM传输码元由向量S_m＝[s⁽⁰⁾ _m，...，s^(L-1) _m]定义时，则对于消息

码元由向量-S_m定义，

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

3.权利要求1的方法(600)，其中k＝3，L＝2，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   s⁽⁰⁾ _m   -7   -5   -1   -3   3   1   5   7   s⁽¹⁾ _m   3   -5   7   -1   1   -7   5   -3

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

4.权利要求1的方法(600)，其中k＝2，L＝3，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   s⁽⁰⁾ _m   -7   -3   -1   -5   5   1   3   7   s⁽¹⁾ _m   3   -1   7   -5   5   -7   1   -3   s⁽²⁾ _m   1   7   -3   -5   5   3   -7   -1

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

5.权利要求1的方法(600)，其中k＝4，L＝2，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   8   9   10   11   12   13   14   15   s⁽⁰⁾ _m   -15   -13   -11   -9   -3   -1   -7   -5   5   7   1   3   9   11   13   15   s⁽¹⁾ _m   -1   11   -7   5   -3   9   -13   15   -15   13   -9   3   -5   7   -11   1

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

6.权利要求1的方法(600)，其中k＝2，L＝4，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   8   9   10   11   12   13   14   15   s⁽⁰⁾ _m   -15   -9   -1   -13   -5   -11   3   -7   7   -3   11   5   13   1   9   15   s⁽¹⁾ _m   -5   -15   13   7   3   -1   9   11   -11   -9   1   -3   -7   -13   15   5   s⁽²⁾ _m   3   -5   -7   -11   9   13   15   1   -1   -15   -13   -9   11   7   5   -3   s⁽³⁾ _m   9   3   11   -1   15   -7   5   -13   13   -5   7   -15   1   -11   -3   -9

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

7.一种在L个分集信道上传送多个数据比特的方法(600)，包括：

提供(640)一个星座组，其包括相应于L个分集信道的数目为L的多个M点正交调幅QAM星座；

把k*L个数据比特映射(650)到在L个QAM星座组中的L个QAM传输码元；以及

发送(660)该L个QAM码元，

其中k是对于每个分集信道每QAM传输码元要发送的比特数目，M＝2^k*L；以及

其中k*L个数据比特的每个数据比特被直接映射到该QAM星座组的所有L个QAM码元，

其中该星座组使得Ω_C最小化，其中 ${\mathrm{\Ω}}_C=\underset{i\≠j}{\mathrm{\Σ}}\frac{b(i,j)}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Π}}}{|S_i^{\left(l\right)}-S_j^{\left(l\right)}|}^2},$

其中b(i，j)是两个消息i和j之间的汉明距离；

s^(l) _i，s^(l) _j是分别代表消息i，j的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

8.权利要求7的方法(600)，还包括：

用纠错码编码(610)“原始的”数据；

交织(620)该编码的数据；以及

把该编码的、交织的数据从串行数据流转换(630)成k*L个并行数据比特的并行组。

9.权利要求7的方法(600)，其中当对于任何消息m，要在L个分集信道上发送的QAM传输码元由向量S_m＝[s⁽⁰⁾ _m，...，s^(L-1) _m]定义时，则对于消息

码元由向量-S_m定义，

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

10.权利要求7的方法(600)，其中k＝3，L＝2，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   s⁽⁰⁾ _m   -7   -5   -1   -3   3   1   5   7   s⁽¹⁾ _m   3   -5   7   -1   1   -7   5   -3

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

11.权利要求7的方法(600)，其中k＝2，L＝3，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   s⁽⁰⁾ _m   -7   -3   -1   -5   5   1   3   7   s⁽¹⁾ _m   3   -1   7   -5   5   -7   1   -3   s⁽²⁾ _m   1   7   -3   -5   5   3   -7   -1

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

12.权利要求7的方法(600)，其中k＝4，L＝2，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   8   9   10   11   12   13   14   15   s⁽⁰⁾ _m   -15   -13   -11   -9   -3   -1   -7   -5   5   7   1   3   9   11   13   15   s⁽¹⁾ _m   -1   11   -7   5   -3   9   -13   15   -15   13   -9   3   -5   7   -11   1

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

13.权利要求7的方法(600)，其中k＝2，L＝4，以及其中该星座组的同相(I)和正交(Q)分量各自由下面的表定义：

  m   0   1   2   3   4   5   6   7   8   9   10   11   12   13   14   15   s⁽⁰⁾ _m   -15   -9   -1   -13   -5   -11   3   -7   7   -3   11   5   13   1   9   15   s⁽¹⁾ _m   -5   -15   13   7   3   -1   9   11   -11   -9   1   -3   -7   -13   15   5   s⁽²⁾ _m   3   -5   -7   -11   9   13   15   1   -1   -15   -13   -9   11   7   5   -3   s⁽³⁾ _m   9   3   11   -1   15   -7   5   -13   13   -5   7   -15   1   -11   -3   -9

这里s^(l) _m是代表消息m的、在第l个分集信道上发送的QAM传输码元。

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