KR101476869B1

KR101476869B1 - 부호화 직교 주파수 분할 멀티플렉싱을 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101476869B1
Application number: KR1020097027352A
Authority: KR
Inventors: 조나단 하이톤 스토트
Original assignee: 브리티쉬브로드캐스팅코퍼레이션
Priority date: 2007-06-04
Filing date: 2008-06-04
Publication date: 2014-12-26
Also published as: EP2165494A1; GB2449857A; RS52048B; EA200971139A1; PL2165494T3; CN101702961B; ZA200908302B; ES2372651T3; CN101702961A; AU2008259620A1; GB2462574A; DK2165494T3; GB0922213D0; WO2008149082A1; EA016617B1; KR20100022500A; ATE522059T1; EP2165494B1; AU2008259620B2; GB0710664D0

Abstract

COFDM 전송 구조는 전송 경로의 잡음 또는 유해한 영향에 대한 개선된 복원력을 제안함을 제공하게 된다. 구조는 다른 심볼 또는 캐리어 상에서 데이터의 다른 2개의 카피를 전송하고, 데이터의 하나의 버전이 손실되면, 수신기는 살아있는 버전의 복조를 시도할 수 있다. 더욱이, 데이터의 각 카피를 인코드하도록 다른 PAM 맵핑을 이용하는 것에 의해, 신호 대 잡음 성능 및 데이터 율이 통상적인 QAM 구조와 등가이지만, 전송 조건이 열악할 때 SNR에서의 개선을 갖는다.

Description

부호화 직교 주파수 분할 멀티플렉싱을 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CODED ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING}

본 발명은 부호화 직교 주파수 분할 멀티플렉싱을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

부호화 직교 주파수 분할(COFDM; Coded Orthogonal Frequency Division)은 다양한 방송 표준의 핵심으로서 이용된다. 방송에 있어서, 신호의 단일 공통 버전(single common version)이 통상적으로 전송됨에도 불구하고, 전송로 상의 환경적 영향은 각 수신기가 근본적으로 다른 채널을 통해 지나가게 되는 신호를 수신하게 됨을 의도하게 된다. 따라서, 방송 시스템은 각 수신기가 특정 채널의 영향에 대해 개별적으로 보상할 수 있도록 가능한 채널의 넓은 영역에 대처할 수 있는 것이 중요하다. 방송의 중요한 이점은 COFDM이 주파수 또는 시간 선택적 채널, 즉 전송의 품질에 영향을 미치는 시간 또는 주파수 종속적 특성을 나타내는 채널에 대처할 수 있게 되는 방법이다.

COFDM의 하나의 특징은, 잡음 및 다른 유해한 영향에 대해 전송된 데이터의 저항을 개선하기 위한 FEC(Foward Error Correction)의 이용이다. FEC는 방송 스트림에 용장 데이터 비트(redundant data bits)를 부가하여, 전송에 대해 더욱 강건하다. 그러나, FEC의 부호율(code rate), 즉 전송된 부호화 비트에 대한 비부호화 데이터의 비율은, 시스템이 신뢰성 있게 동작한다면, 너무 높게 될 수는 없다. 예컨대, FEC 부호율이 3/4, 즉 4개의 부호화 비트가 데이터의 모든 3개의 비부호화 비트에 대해 생성되는 것으로 가정하면, 상황은 4개에서 하나의 비트가 전송로에서의 문제에 기인하여 널(null)되는 것이 경험되어진다. 이 때, 수신기에서는 데이터의 3개의 부호화 비트만이 전송기의 입력에 제공된 모든 원래의 비부호화 비트를 위해 수신기의 에러 콜렉터(error collector)에 대해 유용하다. 따라서, 삭제(erasures)를 고려한 전체 비율은 1이고, 올바른 수신은 높은 신호 대 잡음비(SNR)에서 매우 근소하게 유용하다. 3/4 보다 더 높은 부호율은 이러한 채널과 함께 이용되는 것은 없다.

그러나, 더 높은 데이터 드로우풋을 잠재적으로 허용할 수 있음에 따라 다른 한편으로는 높은 부호율이 바람직하다. 물론, 성능과 수행 간에는 직접적인 트레이드 오프가 있고, 이 경우에는 부호율이 상승하는 만큼 디코딩을 위해 요구된 SNR의 증가로 표현된다. 알려진 FEC에 따르면, 상기한 선택적 채널에 따른 문제로 인한 높은 부호율의 배제는 상당히 엄격하게 되고 있는 것은 아니다. 그러나, 최근 DVB-S2 표준 또는 다양한 형태의 터보 코드에서 이용되는 바와 같이, LDPC(Low Density Parity Check)와 같은, 더욱 강력한 FEC 구성은 지금 실행 가능하다. 더 높은 부호율에서 실행함으로써 동일한 SNR에서 더 높은 성능을 부여하도록 이러한 FEC 구성을 개발하는 것이 바람직하다. 많은 경우에 있어서, 이는 플랫 가우시안 채널(flat Gaussian channel)에서 원하는 에러 수행을 부여하게 된다. 그러나, 높은 부호율 때문에 채널 선택성에 의해 야기된 삭제의 허용가능 비율이 (그들의 상대적 취약성 때문에 플랫 가우시안 채널에서도 더 낮은 부호율에서의 동작이 요구된) 현재까지 통상적으로 이용된 FEC에 대해서 보다는 적게 되어지는 것을 실현하였다.

따라서, 선택적 채널에 대해 더욱 강건하지만 데이터 용량을 유지하는 전송 구조를 제공하는 것이 바람직함이 인지되어진다.

본 발명은 기준이 만들어지는 독립청구항에서 정의된다. 유용한 특징은 종속청구항에서 설명된다.

넓은 측면에 있어서, 본 발명은 전송로에서의 잡음 및 유해한 영향에 대해 개선된 복원력을 갖는 전송 구조를 제공한다. 다른 심볼이나 캐리어 상에서 데이터의 2개의 카피를 전송함으로써, 데이터 중 하나의 버전이 분실되면, 수신기는 살아남은 버전의 복조를 시도할 수 있다. 더욱이, 데이터의 각 카피를 인코드하도록 다른 맵핑을 이용하는 것에 의해, 신호 대 잡음 성능 및 데이터율은 종래의 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 구조와 동일하지만, 전송 조건이 열악할 경우에는 SNR에서의 개선을 갖는다.

도 1은 실시예에 따른 전송기 장치를 도식적으로 나타낸 도면,

도 2는 COFDM 시스템에서 데이터 맵핑을 위해 이용된 예시적 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 콘스텔레이션을 나타낸 도면,

도 3a 및 도 3b는 본 발명에 따른 PAM(Pulse Amplitude Modulation)을 이용하는 간단한 맵핑을 나타낸 도면,

도 4,5,6은 고차(higher order) 맵핑을 나타낸 도면,

도 7은 16포인트 콘스텔레이션에서 u1 및 u2에 대해 데이터를 맵핑하기 위한 예시적 구성을 설명하는 테이블,

도 8은 첫 번째 몇몇 항목(terms)에 대한 도 7의 맵핑의 결과를 나타낸 도면,

도 9는 전체 항목에 대한 도 7의 비트 맵핑 표현의 그래프적 도면,

도 10은 64포인트 콘스텔레이션에서 u1 및 u2에 대해 데이터를 맵핑하기 위한 예시적 구성을 설명하는 테이블,

도 11은 도 10의 비트 맵핑 표현의 그래프적 도면,

도 12는 도 10에서 표현된 것 보다 고차 비트 맵핑의 그래프적인 도면,

도 13은 실시예에 따른 수신기 장치를 도식적으로 나타낸 도면이다.

이하, 예시도면을 참조하면서 본 발명에 따른 실시예를 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명에 따른 COFDM 전송기(2)를 설명하는 도면이다. 먼저, 멀티플렉서(4)는 다수의 다른 데이터 소스로부터 데이터 스트림을 수신하고 전송을 위해 이들을 단일 스트림으로 결합한다. 이어, 멀티플렉서로부터 출력된 데이터 스트림 출력은, 예컨대 의사 랜덤 수 발생기(psseudo random number generator) 또는 전달함수(transfer function)를 이용해서 도입되는 데이터 스트림을 의사-랜덤화 형태로 변환하는, 스크램블러(6)로 지나가게 된다. 이는 신호의 스펙트럼이 더 이상 홀로 데이터에 종속되지 않음에 따라 에너지 스펙트럼을 가로질러 더욱 한층 에너지 분산(energy dispersion)을 부여하도록 기능하고, 데이터에 나타나는 1 또는 0의 긴 열이 붕괴될 수 있게 된다.

이어, 데이터는, 용장 데이터 비트(redundant data bits)가 데이터에 부가되어 데이터의 전송된 형태가 에러(error) 및 널(null)에 대해 더욱 강한, FEC(Forward Error Correction) 유닛(8)으로 지나간다. 이어, 비트 인터리버(10)는 FEC(8)로부터 데이터 스트림을 수신하고, 데이터 스트림 내의 비트를 재정리하여 전송로 내의 소정 시간 종속 에러의 영향이 전송된 데이터 사이에서 분산되어진다.

구성요소 4 내지 10의 동작은 알려진 COFDM 시스템의 동작과 동일하게 이해되어진다. 그러나, 비트 인터리버로부터 수신한 비트를 다른 캐리어 신호(carrier signals) 상으로 맵핑하는 맵핑/인터리빙부(12)의 동작은 이후 상세히 설명되어진다.

본 발명의 실시예는 캐리어 신호 상의 도입 데이터 비트(incoming data bits)를 나타내기 위해 반복된 PAM을 이용한다. 이는 다른 캐리어 신호 및 심볼 상에서 매번, 다른 맵핑을 이용해서 데이터가 PAM 구성을 매개로 2번 전송된다는 점에서 반복된다. 이는 대응하는 QAM을 기반으로 하는 시스템과 동일한 데이터 율을 부여하도록 되지만, SNR에서 부수적인 개선을 갖는다.

COFDM에 있어서, 특정 주파수 f의 각 캐리어 신호는 사실상 2개의 정현 반송파(sinusoidal carrier waves)로서, 서로에 대해 위상이 π/2 벗어난다. 각 파의 진폭은 데이터를 반송하기 위해 변조된다. 따라서, 전송된 COFDM 신호는 다음의 형태로 된다.

S = I cos 2πft + Q sin 2πft

여기서, I와 Q는 데이터와 개별 반송파의 시간 변화 진폭을 나타낸다. 수신기에 있어서, 수신된 신호는 따로따로 I(t) 및 Q(t)를 추출하도록 적절한 수학적 함수를 이용함에 따라 동작된다. COFDM의 많은 응용은 반송파가 어떠한 값 I(t) 및 Q(t)를 취해야만 하는가를 결정하기 위해 QAM을 이용한다. 이는 심볼로서 알려진 캐리어 신호의 시분할(time division)에 하나의 복소수 z = x + jy를 곱하는 것과 유사하다. 각 x 및 y는 얼마나 많은 데이터 비트 m이 심볼 상에 반송되어지는가에 따라 2^m의 다른 값 중 하나를 취하도록 강요된다. 따라서, 각 I(t) 및 Q(t)가 각 데이터의 3비트를 나타내도록 되면, 8개의 다른 진폭 값이 각 캐리어에 대해 요구되고, 64개의 다른 상태가 심볼에 대해 존재한다. 이는 64-QAM으로 알려진다. 이들 상태가 도 2에 도시된 바와 같이 아르강 도표(Argand diagram)에 그려지면, 동일한 수의 스폿(spots)을 갖춘 콘스텔레이션(constellation)을 얻는다. 2개의 축, 그리고 구성요소 I 및 Q는 서로 위상이 π/2 벗어난 반송파 상으로 반송된다는 사실을 반영하도록 각각 동위상(In-Phase) 및 쿼드러쳐(Quadrature)로 칭해진다.

얼마나 많은 상태가 각 심볼에서 유용한가를 결정하고, 다음 질문은 데이터를 표현하도록 콘스텔레이션을 어떻게 이용하는가이다. 이는 도입 데이터 비트를 어떻게 콘스텔레이션의 포인트에 맵핑시키는가의 질문이다. 예컨대, 데이터 비트 000 000이 수신되면, 이들은 바닥 좌측 코너(bottom left hand corner)의 포인트 또는 다른 곳에 맵핑되어야 한다. 비트는 많은 방법으로 위치(positions)에 맵핑될 수 있지만, 소위 그레이 맵핑(Gray mapping)이 종종 선호된다. 그레이 맵핑은 콘스텔레이션 포인트로부터 인접하는 포인트로 이동할 때의 특성을 갖추고, 이는 제1포인트의 비트 표현을 제2포인트의 비트 표현으로 변환하도록 하나의 비트를 변경시키는데에만 필요로 된다. 예컨대, 그레이 맵핑에 있어서, 종래의 2진법에서 수 3 및 4를 표현하는 상태 011 및 100은 동시에 하나의 비트를 변경함에 따라 인접하지 않고, 3개의 단계가 제1 비트 표시에서 제2비트 표시(011, 010, 110, 100)로 이동하는데 요구된다.

도 2에 있어서, 그레이 맵핑법이 축을 따라 도시되어 있다. 예컨대, 그레이 맵핑에 있어서, 비트 시퀀스 (001, 011)에 대응하는 I 및 Q 값은 예컨대 (5, 3)임을 도시하고 있다. 그레이 맵핑은 전송 동안 야기될 수 있는 에러에 대해 몇몇 복원력을 제공함에 따라 COFDM에서 선호된다.

실시예에 있어서, 캐리어 신호에 대한 데이터의 맵핑, 반송파의 이용은 상기한 바와 같이 전형적인 COFDM 시스템으로부터 스스로 변형된다.

상기한 바와 같이, COFDM 방송에서의 각 심볼은 동위상(In-Phase) 및 쿼드러쳐(Quadrature) 구성요소 I(t) 및 Q(t)를 표현하는 2개의 실수 x 및 y로부터 만들어지는 복소수 z=x+jy를 전송한다. 그러나, 전송 동안, 심볼이 선택적 채널의 영향에 의해 삭제되거나 거의 삭제되고, 따라서 디코드될 수 있는 형태로 수신기에 의해 수신되지 않는다는 것이 가능하다. 이러한 일이 발생되면, 복소수에 의해 표현된 소정 정보는 잃어버리게 된다. 알려진 시스템은, 다른 비인접 주파수를 갖춘 캐리어 신호 상이나, 동일하거나 다른 캐리어 신호 상의 다른 비인접 심볼에서, 노력하여 동일한 복소수를 2번 전송하는 것에 의해 이러한 예측할 수 없는 사태를 회피한다. 따라서, 데이터의 전송이 반복된다.

본 발명에 있어서, 데이터의 전송은 또한 반복되는데, 반복은 전적으로 전송 위상 동안 보다는 인코딩 프로세스의 맵핑 스테이지 동안 야기된다. 한마디로 말하면, 전송되어지는 데이터는 심볼의 동위상 또는 쿼드러쳐 구성요소 중 하나에 먼저 맵핑되고, 다른 구성요소는 다른 관계없는 데이터를 표현하는데 이용된다. 이어, 데이터는 다른 심볼의 동위상 또는 쿼드러쳐 구성요소에 대해 다른 맵핑 구조를 이용해서 다시 맵핑된다.

간단한 예가 도 3의 의사-콘스텔레이션(pseudo-constellation) 다이어그램에 도시되어 있다. 이러한 예에 있어서, 축은 동일한 데이터의 2개의 잠재적으로 다른 맵핑을 표현한다. 이러한 이유로 인해, 복소수의 2개의 구성요소가 아니고 기 본적으로 동일한 것의 다른 버전이라는 사실을 강조하여, 축은 x 및 y 보다는 u1 및 u2로 라벨링된다. 데이터의 2비트가, 잘 알려진 바와 같이 4개의 다른 값 [-3, -1, 1 또는 3] 중 하나를 취하는, 단일 축 양(single axis quantity) u1 상으로 맵핑되는 것으로 가정한다. 이러한 넘버링은 원점 상의 중심에 있는 4개의 다른 동등하게 공간지워진 정수 값 또는 레벨을 확립하는데 통상적이다.

이는 4상태가 인코딩을 위해 유용함에 따른 4-PAM의 예이다. 이러한 논의의 목적을 위해, 어떻게 2개의 비트가 4상태에 맵핑되는가를 고려하는 것이 아직 필요로 되지 않고, 따라서 00이 3, 10 내지 1, 01 내지 -1, 11 내지 -3의 값에 할당되는 간단한 구조를 예에 의해 생각할 수 있게 된다. 이 때, 양 u1은 전송을 위한 심볼의 동위상 또는 쿼드러쳐 구성요소 중 하나에 할당된다.

이어 별도로, 동일하거나 바람직하기는 다른 심볼의 어느 한쪽에서 다른 캐리어의 동위상 또는 쿼드러쳐 구성요소 상에서 전송되어지는 양 u2을 고려한다.

제2 양 u2에 대한 데이터의 맵핑은 u1에 대한 맵핑과 동일한 것으로 가정하고, 이때 u1-u2의 의사-콘스텔레이션 다이어그램이 도 3a에 도시되는 바, 즉 4개의 포인트(점; points)가 대각선을 따라 뻗고 있다. 이는 대각선 상에 놓이는 포인트 사이의 공간이 양 축 상의 포인트 사이의 공간과 비교해서

의 요소 만큼 즉시 증가함에 따라 4-PAM의 회전되어 뻗은 버전과 등가이다. 다이어그램이 콘스텔레이션 다이어그램으로서 언급됨에도 불구하고, 통상적인 관념에서는 콘스텔레이션 다이어그램이 아님을 생각해내는 것이 중요하다. 따라서, 상기에서 대략적인 간단화된 맵핑 구조에 있어서, 입력 데이터 비트가 00이라면, 이때 다이어그램은 이 데이터가 캐리어 u1 및 u2의 3의 값에 맵핑되고 다른 심볼 상으로 보내진다는 사실을 나타낸다.

그러나, 카피 u2가 다른 맵핑에 따라 생성되면 지금 무슨 일이 일어나는가를 고려하고, 따라서 u1의 수 [-3, -1, 1, 3]는 목록 [-1, 3, -3, 1]의 대응하는 위치로부터 취해진 수에 대응한다. 바꿔 말하면, u2를 위한 간단한 맵핑 구조는 00의 값이 1, 10 내지 -3에 맵핑되고, 01이 3에 맵핑되며, 11이 -1에 맵핑되는 것이 요구된다.

맵핑은 이하와 같이 표현될 수 있다.

도 3b는

에 비해

의 요소 만큼 더욱 더 큰 공간을 갖춘 포인트를 보이도록 펼쳐진 u2 대 u1을 나타낸 것이다. 회전된 4-PAM 콘스텔레이션과 유사하게 보이는 것 대신, 다이어그램은 회전된 4-QAM 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 콘스텔레이션과 유사하다.

상기한 바와 같이, 도 3a 및 도 3b는 하나의 심볼에서 전송되어지는 단일 복소수의 x 및 y 구성요소를 나타내는 통상적인 콘스텔레이션 도면은 아니다. 대신, 다른 심볼에서 이동하게 되어 완전 분리 주파수(quite separate frequency) 또는 시간 종속 에러로 되는 2개의 실제 양의 관점을 취하고, 일반적으로 다른 신호 대 잡음비를 갖는 수신기에서 도착한다. 부가적으로, QAM 구조에서의 잡음이 불확실한 포인트 주변의 볼 형상 영역으로서 보여지는 반면, 도 4에서는 데이터 표현이 열려져 뻗어나가고, 또한 볼이 u1 및 u2의 2개의 SNR의 비에 의존하여 수평 또는 수직으로 뻗어나감을 의미한다.

동일한 SNR, 따라서 다이어그램 상에서 등방성 잡음을 고려한다면, 재맵핑된 반복의 경우에 대한 포인트 간의 더 큰 공간은 동일한 맵핑을 부여한 4-PAM의 간단한 반복의 경우 보다 더 좋은 성능을 부여하게 됨이 명확하게 된다.

일반적으로 제공된 u1 및 u2 양쪽은 유사한 SNR에 따라 수신되고, 다른 맵핑을 이용하는 반복된 4-PAM 전송 구조의 신호 대 잡음 성능은 4-QAM의 신호 대 잡음 성능으로 되고, 4-PAM 단독에 비해 상당히 증진되게 된다. 부가적으로, 시스템은 하나 또는 다른 것이 완전하게 삭제됨에 따라 4-QAM을 넘는 개선점을 제공하고, 이때 단일 4-PAM의 살아 남은 것의 복조는 가능성을 남긴다.

더욱이, 잡음 복원력에서의 개선은 데이터 용량의 비용에서 오지 않음을 주지하는 것이 중요하다. 예컨대, 상기한 간단한 구조에 있어서, 4-QAM 구조의 하나의 심볼의 데이터 용량은 2개의 비트이고, 각 비트는 하나의 축 상에서 표현되어지고 심볼의 동위상 또는 쿼드러쳐에 대응한다. 제안된 구조에 있어서, (다른 데이터 소스로부터) 각 동위상 및 쿼드러쳐 반송파는, 2개의 비트를 반송하지만, 데이터는 다른 심볼에서 복제(replicated)된다. 따라서, 각 심볼은 데이터의 4비트를 반송하지만, 복사가 있음에 따라, 데이터 용량은 4-QAM의 심볼 당 2개의 비트이다.

지금까지 논의는 기본적인 개념이 용이하게 파악될 수 있도록 2개의 비트 맵핑에 대해 촛점을 맞추었다. 그러나, 원리는 더 높은 차수의 변조에 이용되는 것이 고려되어진다. 각 경우에 있어서, 2^m-PAM은 관련되기는 하지만 다른 맵핑을 갖는 m-비트 인코딩의 2개의 카피를 전송하는데 이용되고, 그에 따라 인 2차원에서 함께 보여지고, 회전된 2^m QAM 콘스텔레이션과 등가이다. 도 4는 패밀리의 다음의 3개의 멤버를 나타낸다.

도 4는 라벨링된 16-PAM/16-QAM을 예로 드는 것으로 가정한다. 이는 u1 대 u2 다이어그램은 외형이 회전된 16 QAM 콘스텔레이션에서 생성된 적절한 맵핑을 부여함을 나타낸다. 그럼에도 불구하고, u1 및 u2는 16-PAM과 같이 다른 COFDM 셀에서 개별적으로 전송된다. 더욱이, 이러한 셀은 여전히 복소수를 운반하고, 따라서 각 셀은 실제적으로 2개의 독립적인, 관계없는 16-PAM 수를 운반한다. 이는 COFDM 셀에서 실제적으로 전송된 복소수가 아르강 도표 상에서 보여지면, 그들은 16×16 = 256 콘스텔레이션의 외형을 갖는다는 것에 따른다. 그러나, 시스템에 있어서, 복조는 u1, u2 조합을 고려함으로써 항상 수행된다. 이는 이 경우에 있어서 256 콘스텔레이션의 명백한 전송에도 불구하고, (u1 및 u2가 동일한 SNR을 갖게 되는) 플랫 가우시안 채널에서의 수행은 종래의(반복이 없는) 16-QAM의 그것과 동일하게 됨이 명확해야만 한다. 이는 또한 동일한 용량, 즉 데이터를 포함하는 COFDM 셀 당 4개의 부호화 비트를 갖는다.

동일성(same)은 도 5에 도시된 64-PAM에도 참(true)인 바, 이는 2056 콘스텔 레이션의 외형을 갖추고, 256-PAM 맵핑은 65536 콘스텔레이션의 외형을 갖춘 도 6에 도시된다.

도 4,5,6은 콘스텔레이션의 재맵핑(remapping)을 나타내고 있다. 회전 α의 각도는 식에 의해 주어짐을 알 수 있다.

α = ArcTan 1/2^m

이는, 16-QAM/16-PAM 경우에서의 재맵핑의 효과를 나타내는, 기준이 간단하게 만들어져야 하는, 예컨대 도 8로부터 인지될 수 있다. 이 경우에 있어서, 하나의 재맵핑된 콘스텔레이션 포인트로부터 다음(재맵핑된 포인트가 화살표의 헤드에 위치됨)으로 이동하면, 2 포인트 만큼 u1 축을 따라, 8 포인트 만큼 u2 축을 따라 이동한다. 이 경우에 있어서, 시계 방향 회전이 다음에 의해 주어진다.

α = ArcTan 1/4

= ArcTan 1/2²

따라서, 회전은 QAM 차수가 증가함에 따라 더 작게 얻어진다. 64-QAM에 대해, 각도는 α = ArcTan 1/8이고, 256-QAM에 대해 각도는 α = ArcTan 1/16이다. α는 투사 u1 및 u2가 일정한 PAM을 구성함을 확립하기 위해 필요한 각도임에도 불구하고, 일정한 PAM 투사를 생성하지 않는 다른 회전 각도가 이용되고, 더 좋은 결과를 부여하는 삭제 없이 선택적 페이딩이 있는 곳에서는 잇점일 수 있다. 물론, 각도는 전송기를 제공하는 시계 방향 또는 반시계 방향으로 될 수 있고, 서로 동의하는 동작을 수신한다.

콘스텔레이션의 스케일링은 16-QAM 콘스텔레이션의 바닥 우측 코너를 고려하는 것으로부터 결정될 수 있다. 도 2를 참조하면, 16 QAM 콘스텔레이션에 대해 바닥 우측 포인트가 {+3,-3}에 있고, 도 4를 참조하면, 회전 후 {+9,-15}에 있음을 알 수 있다. 따라서, 선형 디멘죤은

의 요소에 의해 스케일되어진다. 일반적으로, 해당 스케일링 요소는

임을 알 수 있다.

u1-u2 콘스텔레이션에 대한 데이터 비트의 맵핑이 핵심이다. 4-PAM 논의에 있어서, 비트는 u1을 제공하도록 소정의 편리한 방법으로 맵핑되고, 이어 u2는 u1으로부터 추출되어 함께 볼 때 u1 대 u2는 회전된 4-QAM 콘스텔레이션의 형태로 되도록 나타난다. 16, 64, 256-PAM 버전에 대한 맵핑은 그다지 똑바르지 않다. 더욱이, 실제로는, 비트가 맵핑될 수 있는 여러 방법이 있다.

시스템의 성능은 가우시안 플랫 채널(Gaussian flat channel)에 대해 최적화되어지는 것으로 가정하고, 최상의 결과는 맵핑을 선택함으로써 얻어지며, 따라서 회전된 2^m-QAM 같은 콘스텔레이션은 그레이 맵핑(Gray mapping)을 따른다. 따라서, 이를 초래하도록 u1 및 u2에 대한 비트의 맵핑이 선택된다. 이는 u1 및 u2에 대한 비트의 맵핑이 일반적으로 그레이 규칙을 따라 그 자체로는 될 수 없고, 따라서 심하게 페이드된 셀 쌍(u1 및 u2 중 하나가 삭제된)에 대해, 살아있는 u가 분리에서 그로부터 최상을 얻을 만큼 일반적으로 맵핑되지는 않음을 의미한다. 도 5는, u1 및 u2의 2차원 콘스텔레이션에 대한 그레이-유사 맵핑을 확실히 하도록 선택된, u1 및 u2에 대한 데이터의 제안된 비트 맵핑을 나타낸다.

상기한 바와 같이, u2에 대한 값의 할당은 u1으로부터 추출된다. 도 7에 도시된 바와 같이, 예컨대 u1 및 u2의 맵핑은 순서대로 -15로부터 15까지 u1 값을 취하고, u1의 넘버 라인에 따른 각 단계에 대해, u2를 위한 동일한 넘버 라인에 따른 단계적 4개의 값을 취함으로써 달성된다. 이 경우에 있어서, 넘버 라인은 2의 증가에 의해 15까지 -15, -13, -11을 주행한다. 넘버 라인의 끝이 u2에 도달하면, 하나는 시작에 대해 주위를 감싼다. 따라서, -15의 u1 값은 넘버 라인의 4번째 값 또는 -9와 쌍을 이루고, -13의 다음의 u1 값은 -1의 8번째와 쌍을 이루며, -11의 3번째 값은 7의 12번째 값과 쌍을 이룬다. 도 8에 도시된 바와 같이, 이는 달리 서로로부터 떨어져 직선 상에서 u1, u2 맵핑을 쉬프팅하는 효과를 갖을 뿐만 아니라 회전된 QAM 콘스텔레이션의 외형을 그들에게 부여한다.

도 8은 u2가 어떻게 u1으로부터 추출되는가를 그래프적으로 나타낸다. u1의 각 값에 따른 다이어그램의 바닥 좌측으로부터 작업되고, x 표시는 u1 및 u2의 맵핑이 이상적이라면 u1/u2 포인트가 u1-u2 공간에 위치되어지는 대각선을 나타낸다. 화살표는 u2 좌표의 변환을 나타내고, 따라서 u1 및 u2 포인트가 회전된 QAM 콘스텔레이션과 유사한 방법으로 배열된다. 도시된 예에 있어서, 대각선 상의 포인트는 그리드의 파트(part)를 정의하는 회전된 수직선의 좌측 엣지에 따라 먼저 맵핑됨을 알 수 있다. 수직선이 포인트로 채워지면, 다음의 포인트의 시퀀스는 그리드의 다음의 회전된 수직선을 따라 맵핑된다. 풀 의사-콘스텔레이션(full pseudo-constellation)이 도 9에 도시된다. 삼각형은 1의 값을 나타내고, 다이어몬드는 0의 값을 나타낸다. 값은 가장 적합한 가우시안 성능에 대해 선택된다.

도 10의 테이블은 64-PAM을 위한 맵핑을 나타내고, 도 11은 비트를 위한 대응하는 의사-콘스텔레이션을 나타낸다. 도 12는 256-PAM 시스템을 위한 의사-콘스텔레이션을 나타낸다.

도 10은 룩업 테이블에 의해 도식적으로 맵핑을 나타낸 도면이다. 그러나, 맵핑은 데이터가 x,y로서 그레이 맵핑된 QAM 상으로 맵핑될 수 있음을 의미함에 따라 매트릭스를 이용해서 수행될 수 있고, 이어 간단한 매트릭스 승산에 의해 회전 및 스케일링된 u1 및 u2 좌표로 변환된다.

원래의 회전되지 않은 QAM은 각각 -(2^m-1) 내지 (2^m-1) 범위인 포인트(x,y)를 갖는다. 따라서, 바닥 우측 코너 포인트는 {(2^m-1),-(2^m-1)}이다. 회전 및 스케일링 후, (u1, u2) 좌표 {(2^2m-1)-2(2^2m-1),-(2^2m-1)}을 갖는다. 일반적으로, 결합된 회전 및 스케일링 동작은 다음의 폼을 취해야만 한다.

바닥 우측 코너 포인트를 위한 좌표의 2개의 버전 대신, a 및 b에 대해 풀 수 있고, 다음과 같은 일반적인 결과를 초래한다.

도 1에 도시된 바와 같이, u1 맵퍼 블록(14) 및 u2 맵퍼 블록(16)은 각각 비트 인터리버(10)로부터 신호의 카피를 수신한다. 각 맵퍼는 u1 또는 u2의 어떠한 PAM 상태가 상기한 맵핑에 따라 인터리버(10)로부터 수신한 비트의 시퀀스를 표현 하는데 요구되는가를 결정한다. 이어, 각 맵퍼의 출력은 u1 또는 u2 맵핑 중 어느 하나의 각각의 시퀀스로 되고, 비트 인터리버로부터 수신한 신호를 부여한다.

u1 인터리버(18) 및 u2 인터리버(20)는 신호의 2개의 버전이 다른 유용한 캐리어 신호 사이에서 분산됨을 보증한다. 이것이 행해짐에 따라, 전송 동안 신호의 2개의 버전이 정말 같지 않게 동일한 주파수 또는 시간 선택성 방해를 받게 된다.

도시된 간단한 예에 있어서, 유용한 반송 주파수는 2개의 세트로 분할되는 바, 하나의 세트는 u1 맵핑을 반송하는데 이용하고, 다른 하나의 세트는 u2 맵핑을 반송하는데 이용된다. 따라서, 인터리버(18)는 2개의 연속적인 u1 맵핑 및 이들을 제1주파수의 캐리어에 대해 할당을 취하고, 2개의 또 다른 u1 맵핑 및 이들을 제2 캐리어 주파수 등에 대해 할당을 취하도록 배열된다. 동일한 프로세스가 인터리버(20)의 u2에 대해 야기된다. 2개의 u1 또는 u2 넘버는, 각 넘버가 결국 해당 캐리어 상의 신호의 동위상 또는 쿼드러쳐 중 하나에 의해 반송되어짐에 따라, 각 캐리어에 대해 요구된다.

이러한 점에서, 인터리버(18,20)는 주파수 도메인 인터리버로 됨을 이해하게 된다. 시간 도메인 인터리버에는 또한 적절한 메모리 및 지연 블록의 설비가 제공될 수 있다. 더욱이, 특정 캐리어로 제한된 u1 넘버와 다른 캐리어로 제한된 u2 넘버를 갖는 것이 필요로 되지 않고, u1 및 u2 넘버는 시간 및 주파수 양쪽에서 자유롭게 배열되고 다른 u1 또는 u2 넘버를 갖는 동위상 및 쿼드러쳐의 쌍 중 하나에 따라 보내짐을 생각할 수 있다. 동일한 정보를 표현하는 u1 및 u2 넘버는 동 일한 신호 시간 및 주파수 분할 또는 셀에서 보내지지 않음을 제공하는 소정 조합이 가능하다.

이러한 복잡성을 편리하게 하기 위해, 전송기는 u1 및 u2 인터리브된 캐리어 신호를 취하여 그들을 조합하는 믹스 스트림 블록(22)을 포함하고, 그에 따라 출력은 다른 데이터를 표현하는 2개의 u1 및 u2 넘버 또는 양쪽의 조합을 갖는 다수의 동위상 및 쿼드러쳐 반송파에 대해 할당된 데이터 비트이다. 더욱이, 분리 u1 및 u2 인터리버(그리고 수신기의 디인터리버)가 페이딩의 독립성을 확실히 하는데 필요함을 강조하기 위해 도시된다. 그러나, 실제적으로 이는 적절하게 설계된 단일 인터리버에 의해 달성될 수 있다.

u1 및 u2 맵퍼와 인터리버(14,16,18,20), 그리고 믹스 스트림 블록(22)은 맵핑 유닛(12)을 형성하는 것으로 이해될 수 있고, QAM 시스템의 콘스텔레이션 맵퍼와 유사한 역활을 수행한다.

믹스 스트림 블록(22)으로부터 출력된 신호는 파일롯 신호(Pilot signal) 및프레이밍(framing)에 영향을 미치는 블록(24)으로 지나간다. 출력은 다수의 병렬 복소 캐리어-진폭 값을 취하여 단일 시간 도메인 신호로서 대응하는 다수의 캐리어를 발생시키는 인버스(Inverse) FFT 블록(26)으로 지나간다. 이어, 가드 인터벌(Guard Intervals)이 블록(28)에 의해 부가되고, 신호가 디지털-아날로그 변환 및 안테나를 매개로 한 전송을 위해 출력 인터페이스(30)로 지나간다.

도 13은 본 발명에 따른 수신기의 예를 나타낸다. 신호는 증폭 및 필터링되는 선단(34; front end)에서 먼저 수신된다. 이어, 베이스 밴드 주파수로 믹스 되어 다운되고, 신호의 동위상 및 쿼드러쳐 구성요소가 분리된다. 선단은 또한 신호를 디지털 신호로 변환시키기 위한 아날로그-디지털 변환기(도시되지 않았음)를 포함한다.

이어, 선단으로부터 출력된 디지털 신호는 시간 및 주파수 동기화 정보가 수신된 신호로부터 추출되는 동기화 유닛(36; Synchronisation Unit)으로 지나간다. 일반적으로, 동기화의 프로세스는 시간 및 주파수 도메인 양쪽에서 신호의 시험을 요구하고, 다양한 적절한 알고리즘이 알려져 있다. 시간 동기화 정보는 이러한 알고리즘을 이용해서 추출되고 가드 인터벌을 제거하기 위한 폐기 가드 인터벌 블록(38; Discard Guard Interval block)과, FFT 블록(40)을 지나간다. 폐기 가드 인터벌 블록(38)은 심볼의 액티브 파트와 길이가 동일한 동기화 시간에 따라 시간 도메인 신호의 부분을 선택하고, 그에 따라 효과적으로 가드 인터벌을 폐기한다. 유용한 액티브 심볼의 시간에서의 길이는 캐리어 공간의 역(reciprocal)과 동일하다.

가드 인터벌을 뺀 신호는 주파수 도메인으로 변환되는 폐기 가드 인터벌 블록(38)으로부터 FFT 블록으로 지나간다. 주파수 도메인 신호는 1-탭 이퀄라이저 블록(42; 1-Tap equaliser block), 채널 추정기(44; Channel Estimator)로 지나가고, 또한 동기화 유닛(36; Synchronisation Unit)으로 지나간다.

FFT 후의 주파수 도메인 신호는 레퍼런스 정보 및 페이로드 데이터 양쪽을 포함한다. 레퍼런스 정보로부터, 채널 추정기는 채널 주파수 응답(그리고 원한다면 채널 임펄스 응답)을 추론하고, 이것이 1-탭 이퀄라이저 블록(42)으로 지나가 며, 이는 소정 주파수 선택성이 전송 채널에서 마주침에도 불구하고, 간단한 분할에 의해 올바른 진폭 및 위상을 갖는 데이터를 반송하는 수신된 셀을 재생산 할 수 있다.

종래의 COFDM 수신기는 이퀄라이즈된 데이터 셀로부터 결정 메트릭(decision metrics)을 형성하고, 그들을 채널 추정기 블록에 의해 생성된 대응하는 채널 상태 정보에 따라 가중하며, FEC 디코더로 지나가지 전에 메트릭 정보를 디인터리브(de-interleave)함을 인지하게 된다.

그러나, 도 13에 도시된 수신기는 u1 및 u2 구성요소가 적절하게 취급됨을 확실히 하도록 다른 방법으로 동작한다. 도면에 도시된 구성은, 메트릭이 대응하는 u1 및 u2 값이 함께 제기될 때까지 적절하게 추론될 수 없으므로, 인터리빙의 순서 및 메트릭 블록을 역으로 하고 있다.

대응하는 채널 상태 정보(CSI; channel state information)와 함께, 이퀄라이저 블록(42)으로부터의 이퀄라이즈된 정보는 분리기(46)에 의해 2개의 세트로 분류된다. 하나의 세트는 u1으로서 맵핑된 정보를 포함하고, 다른 세트는 u2로서 맵핑된 정보를 포함한다. 이들은 각 디-인터리버(48,50)에 의해 분리적으로 디인터리브되어, 대응하는 u1 및 u2 정보가 마지막으로 각 디-인터리버 출력에서 나타난다.

상기한 도 9, 11, 12에 도시된 개념적 의사-콘스텔레이션은 원리적으로 이 시점에서 관찰될 수 있다. u1 및 u2 정보를 취하는 것에 의해, 양 쪽을 위한 CSI와 함께, 폼 메트릭 블록(52; Form Metrics block)은 각 비트에 대해 하나가 전송 된 FEC 디코더에 대해 지나가도록 결정 메트릭을 형성할 수 있다.

결정 메트릭의 형성은 이러한 경우에 있어서 일반화되어야만 하여 메트릭이 4가지 사건의 기능, 즉 u1 및 u2의 수신된 값은 그들의 각 추정된 신호 대 잡음 비를 더하게 되는 기능을 제외하고는, 통상적인 QAM 시스템에 대해 적용되는 것과 동일한 이유를 따른다. 필요한 관계는 수학적으로 추출하는데 간단하지만, 많은 항목(terms)을 갖음에 따라 명백히 제공하는 것은 어렵다. 이는 2개의 가능성의 비율의 로그로 이루어지고, 0의 경우에 대한 하나가 전송되고, 1의 경우에 대한 다른 하나가 전송된다. (0이 전송됨을 말하는 경우에 대한) 가능성은 0이 전송됨 경우에 대해 수신된 신호를 설명하는 2-D PDF(probability distribution function)의 형태를 취하고, u1 및 u2에 대한 알려진 신호 대 잡음 비를 고려한다. 이러한 가능성 분포는 차례로 전송된 각 가능한 개별 콘스텔레이션 상태에 대해 적용되는 모든 개별 2-D PDF의 평균(mean)이고, 이 특정 비트가 0, 예컨대 도 9, 11, 12의 모든 다이어몬드 포인트이었음을 부여한다.

실제적인 수신기는 이미 실질적으로 종래의 수신기의 경우와 같이 이 관계에 대해 여러 간단한 접근을 잘 적용한다.

그러나, 메트릭 계산을 위한 예시적 프로세스가 여기서 설명된다. 이는 콘스텔레이션이 메트릭이 계산되기 전에 표준 크기(그리고 각도)로 복구된다는 간단성에 대해 가정한다. 그러나, 접근은 이퀄라이제이션이 메트릭 계산 전에 명백히 수행되지 않는 다른 접근과 비교해서 동일한 결과를 부여하는 것으로 믿게 된다.

PAM은 m 비트/심볼, 즉 콘스텔레이션이 라인(단일 축, u1)을 따라 배열된 2^m 포인트를 갖추어 이루어진, 예컨대 2^m-PAM을 운반함을 가정한다. 선택된 맵핑 구조에 따라, 각 m비트에 대해, 2^m-1 포인트가 해당 비트에 대해 값 "1"로서 맵핑되고, 나머지 2^m-1 비트는 값 "0"으로서 맵핑된다. 포인트는 인덱스 i로 라벨링되어, 비트 M에 대해, "1"로서 맵핑된 포인트는 인덱스 값 i∈C_M _,1을 갖고, "0"으로서 맵핑된 포인트는 인덱스 값 i∈C_M _,0을 갖게 된다. 명백히 C_M _,1 ∪ C_M _, ₀는 모든 2^m 포인트를 갖추어 이루어진다.

u₁ _,i는 전송된 i^th 포인트가 위치한 축 u1 상의 위치를 표시하고, U₁은 (이퀄라이제이션 후)수신된 콘스텔레이션 포인트가 나타나는 축 상의 위치이다. 비트 M에 대한 소프트 결정 메트릭은

이고,

여기서,

이며, γ는 선형 신호 대 잡음 전력비이다.

따라서, 시작 포인트로서 그레이(Gray) 맵핑된 회전된 QAM을 갖게 된다. m 비트/축에 따라, 이는 2m 비트/콘스텔레이션을 운반하고, 콘스텔레이션은 2^2m 상태를 갖는다. 따라서, QAM은 2^2m-QAM 이다. 이는 또한 2^2m-PAM(재 맵핑된 반복의 경우에서의 일정한 PAM, 또는 더욱 일반적 회전 경우에 대한 불균일한 PAM)으로서 2개의 u1 및 u2 축 상으로 투사한다. u1, u2의 대응하는 값은 전송에서 분리되지만, 이퀄라이제이션 후 디인터리빙이 메트릭 계산을 위해 수신기에서 재결합된다. 여기서, 메트릭은 이들 수신된 값 U₁ 및 U₂와, 그들 상의 각 신호 대 잡음 비 γ₁ 및 γ₂에 의존한다. 일반적으로, 다른 OFDM 셀을 이동하고, 예컨대 산재된 파일롯(scattered pilots)에 의해 채널이 측정되기 때문에 양이 알려진 다른 페이딩을 받게 되므로, 이들 신호 대 잡음 비는 다르다.

여기서, M 비트에 대한 메트릭은 다음과 같이 계산된다.

여기서,

이고,

이다.

이는 이상적인 경우에서의 계산에 대한 메트릭을 부여한다.

결정 메트릭이 형성되면, 수신기의 나머지는 통상적인 방법으로 실행되어질 수 있다. FEC 디코더(54)는 적절히 높은 확율을 갖는 전송된 데이터 비트와 동일해야 하는 올바르게 된 데이터를 생성하도록 메트릭 정보와 FEC 코드 용장성을 이 용한다. 에너지 분산 스크램블링(energy dispersal scrambling)이 전송기에서 인가되면, 이는 디스프레더(56; despreader)에 의해 제거되고, 다중 서비스가 함께 다중화되면, 디멀티플렉서(58; demultiplexer)에 의해 디멀티플렉싱되어 원하는 서비스에 대응하는 데이터가 추출될 수 있게 된다.

반복의 이용에도 불구하고, 시스템은 플랫 가우시안 채널 상에서 종래의 동일한 SNR 성능을 갖춘 비-반복 시스템과 동일한 용량을 정확하게 전달한다는 점에서, 시스템의 용량을 감소시키지 않는다. 트레이드-오프가 더 많은 데이터 포인트를 이용되어진 맵핑에 밀어 넣는 것에 의해 야기된다. 함께 더 가까운 콘스텔레이션 데이터 포인트를 갖춤이 일반적으로 증가에 있어서 잡음에 대한 민감성을 의미함에도 불구하고, 이는 다른 심볼에서 다른 맵핑을 이용하고 시간 및/또는 주파수에서 데이터의 카피를 전개하는 것에 의해 회피된다.

데이터의 인코딩을 반복하기 위한 제안된 장치 및 방법은, 예컨대 DAB(Digital Audio Broadcasting), DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 및 DVB-S2 Standard를 포함하는 DVB 및 DRM(Digital Radio Mondiale)과 같은 소정의 COFDM을 기반으로 하는 방송 표준에 적용되어질 수 있다.

설명된 시스템은 소프트웨어나 하드웨어, 또는 양쪽의 조합으로 구현될 수 있음을 인지하게 된다.

Claims

각 캐리어가 다른 각각의 주파수를 갖추고, 심볼로 시간 도메인에서 분할된 동위상 및 쿼드러쳐 구성요소를 갖춘 주파수 도메인 캐리어 신호를 위한 다수의 분리 캐리어 신호 경로와;

다수의 주파수 도메인 캐리어 신호를 단일 시간 도메인 멀티캐리어 신호로 변환시키기 위한 주파수-시간 도메인 변환기 및;

소스 데이터를 표현하는 데이터 비트의 스트림을 수신하고, 이들을 하나 이상의 캐리어 상에서 인코드하도록 배열된 맵퍼 유닛을 구비하여 구성되고;

맵퍼 유닛이,

데이터의 소정 수의 비트를 취하고 어떠한 캐리어 신호 변조가 제1 PAM 구조에 따라 그 비트를 표현하는데 요구되는가를 결정하도록 배열된 제1맵퍼와;

제1과 동일한 데이터 비트를 수신하고 어떠한 캐리어 신호 변조가 제2 PAM 구조에 따라 그 비트를 표현하는데 요구되는가를 결정하도록 배열된 제2맵퍼 및;

다수의 캐리어 신호의 심볼의 분리 동위상 및/또는 쿼드러쳐 구성요소 상으로, 제1 및 제2맵퍼에 의해 결정됨에 따라, 제1 PAM 구조에 따라 그리고 제2 PAM 구조에 따라 한번 데이터를 인코드하도록 배열되어, 데이터의 제1 및 제2인코딩이 동일 캐리어 및 심볼에 나타나지 않게 하는, 인터리버를 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제1항에 있어서, 인터리버가 배열되어 데이터의 제1 및 제2인코딩이 서로에 대해 다른 캐리어 신호 상에 나타나는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제1항에 있어서, 인터리버가 제1 PAM 구조 및 제2 PAM 구조에 따라 데이터를 각각 인코드하도록 배열된 제1 및 제2인터리버를 구비하여 구성되고, 제1인터리버가 캐리어 신호의 제1세트 상으로의 제1맵핑에 따라 데이터를 인코드하고, 제2인터리버가 캐리어 신호의 제2세트 상으로의 제2맵핑에 따라 데이터를 인코드하며, 제1 및 제2세트가 서로 배타적인 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제1항에 있어서, 인터리버가 배열되어 데이터의 제1 및 제2인코딩이 서로에 대해 다른 심볼에서 나타나는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제1항에 있어서, 제2 PAM 구조가 제1 PAM 구조의 변형된 버전인 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제5항에 있어서, 제2 PAM 구조가 제1 PAM 구조의 변형된 버전임에 따라, 각 PAM 구조에 대한 데이터의 맵핑이 2차원에서 플롯팅되면, 결과가 회전된 QAM 콘스텔레이션과 유사한 그리드인 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제6항에 있어서, 맵핑이 선택되어 회전된 QAM 유사 콘스텔레이션이 그레이 맵핑을 따르는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제1항에 있어서, 주파수 도메인-시간 도메인 변환기가 퓨리에 변환(Fourier Transform) 또는 인버스 퓨리에 변환(Inverse Fourier Transform)을 적용하는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
제1항에 있어서, 전송기가 COFDM 전송기, DAB 전송기, DVB 전송기, 또는 DRM 전송기 중 하나 이상인 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호를 전송하기 위한 전송기.
전송된 데이터를 수신하기 위한 선단과;

시간 도메인 신호의 심볼을 검출 및 출력하기 위한 동기화 및 추정 회로;

제1 PAM 구조에 의해 인코드된 데이터와 제2 PAM 구조에 의해 인코드된 데이터를 심볼로부터 추출하고, 이를 각 제1 및 제2인터리버로 지나가게 하기 위한 추출기;

제1 PAM 구조에 따라 인코드된 데이터를 디코딩하기 위한 제1디-인터리버;

제2 PAM 구조에 따라 인코드된 데이터를 디코딩하기 위한 제2디-인터리버 및;

제1 및 제2디-인터리버의 출력을 수신하고 디코딩을 위한 메트릭 정보를 형성하는 폼-메트릭 블록을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 청구항 제1항에 따른 전송기에 의해 전송된 멀티캐리어 신호를 디코딩하기 위한 수신기
각 캐리어가 다른 각각의 주파수를 갖추고, 심볼로 시간 도메인에서 분할된 동위상 및 쿼드러쳐 구성요소를 갖춘 다수의 주파수 도메인 캐리어 신호를 갖춘 전송 구조에서 멀티캐리어 신호를 전송하는 방법으로,

데이터의 소정 수의 비트를 수신하고;

어떠한 캐리어 신호 변조가 제1 PAM 구조에 따라 해당 비트를 표현하는데 필요로 되는가를 결정하고;

어떠한 캐리어 신호 변조가 제2 PAM 구조에 따라 그들 비트를 표현하는데 필요로 되는가를 결정하고;

데이터의 제1 및 제2인코딩이 동일 캐리어 및 심볼에 나타나지 않도록 다수의 캐리어 신호의 심볼의 분리 동위상 및/또는 쿼드러쳐 구성요소 상으로, 제1 및 제2맵퍼에 의해 결정됨에 따라, 제1 PAM 구조에 따라 그리고 제2 PAM 구조에 따라 한번 데이터를 인코딩하고;

주파수-시간 도메인 변환기를 이용해서 다수의 주파수 도메인 캐리어 신호로부터 단일 시간 도메인 멀티캐리어 신호를 발생시키는 것을 갖추어 이루어진 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제11항에 있어서, 인터리빙 단계에 있어서, 데이터의 제1 및 제2인코딩이 서로에 대해 다른 캐리어 신호에 적용되는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제11항에 있어서, 인터리빙 단계가, 캐리어 신호의 제1세트 상으로의 제1맵핑에 따라 데이터를 인코딩하고, 캐리어 신호의 제2세트 상으로의 제2맵핑에 따라 데이터를 인코딩하는 것을 갖추어 이루어지고, 제1 및 제2세트가 서로 배타적인 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제11항에 있어서, 인터리빙 단계에 있어서, 데이터의 제1 및 제2인코딩이 서로에 대해 다른 심볼에서 인코드되는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 제2 PAM 구조가 제1 PAM 구조의 변형된 버전인 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제15항에 있어서, 제2 PAM 구조가 제1 PAM 구조의 변형된 버전이어서, 각 PAM 구조에 대한 데이터의 맵핑이 2차원에서 플롯팅되었다면, 결과가 회전된 QAM 콘스텔레이션과 유사한 그리드인 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제16항에 있어서, 맵핑이 선택되어, 회전된 QAM 유사 콘스텔레이션이 그레이 맵핑을 따르는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제11항에 있어서, 주파수-시간 도메인 변환기가 퓨리에 변환(Fourier Transform) 또는 인버스 퓨리에 변환(Inverse Fourier Transform)을 적용하는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
제11항에 있어서, 방법이 COFDM 전송기 구조, DAB 전송기 구조, DVB 전송기 구조, 또는 DRM 전송기 구조 중 하나 이상에서 적용되는 것을 특징으로 하는 멀티캐리어 신호 전송방법.
전송된 데이터를 수신하고;

전송된 데이터를 동기화하고, 시간 도메인 신호의 심볼을 검출 및 출력하도록 채널 추정을 인가하고;

제1 PAM 구조에 의해 인코드된 데이터와 제2 PAM 구조에 의해 인코드된 데이터를 심볼로부터 추출하고;

제1 PAM 구조에 따라 인코드된 데이터를 디-인터리빙하고;

제2 PAM 구조에 따라 인코드된 데이터를 디-인터리빙하고;

제1 및 제2 PAM 구조 양쪽으로부터 디-인터리빙된 데이터를 기초로 메트릭 정보를 형성하는 것을 특징으로 하는 청구항 제11항에 따른 전송 방법에 의해 전송된 멀티캐리어 신호를 디코딩하는 방법.