EA016617B1

EA016617B1 - Устройство и способ для мультиплексирования с кодированным ортогональным частотным разделением

Info

Publication number: EA016617B1
Application number: EA200971139A
Authority: EA
Inventors: Джонатан Хайтон Стотт
Original assignee: Бритиш Бродкастинг Корпорейшн
Priority date: 2007-06-04
Filing date: 2008-06-04
Publication date: 2012-06-29
Also published as: DK2165494T3; AU2008259620A1; PL2165494T3; WO2008149082A1; CN101702961B; RS52048B; HRP20110873T1; GB0922213D0; ZA200908302B; CN101702961A; EP2165494B1; KR101476869B1; GB2462574A; EA200971139A1; ES2372651T3; KR20100022500A; GB2449857A; EP2165494A1; GB0710664D0; ATE522059T1

Abstract

Предложена схема передачи COFDM, которая демонстрирует улучшенную устойчивость к шуму или отрицательным воздействиям в тракте передачи. Схема передает две копии данных в разных символах или несущих, если один вариант данных потерян, приемник может предпринять попытку демодуляции уцелевшего варианта. Более того, посредством использования разного отображения PAM для кодирования каждой копии данных характеристика сигнал/шум и скорости передачи данных эквивалентны традиционным схемам квадратурной амплитудной модуляции, но с улучшением SNR, когда условия передачи являются плохими.

Description

Изобретение относится к способу и устройству для мультиплексирования с кодированным ортогональным частотным разделением.

Уровень техники

Мультиплексирование с кодированным ортогональным частотным разделением (СОРИМ) используется в качестве основы различных стандартов вещания. При вещании, несмотря на то что обычно передается одиночный общий вариант сигнала, влияние внешних условий на тракт передачи означает, что каждый приемник будет принимать сигнал, который, по существу, прошел через другой канал. Поэтому важно, чтобы вещательные системы могли справляться с широким диапазоном возможных каналов, каждым приемником, способным индивидуально компенсировать влияния конкретного канала, который он наблюдает. Ключевым преимуществом для вещания является способ, в котором СОРИМ может справляться с избирательными по частоте или времени каналами, т.е. каналами, которые проявляют зависящие от времени или частоты характеристики, которые сказываются на качестве передачи.

Одним из аспектов СОРИМ является использование блока прямого исправления ошибок (РЕС) для улучшения устойчивости передаваемых данных к шуму и другим отрицательным воздействиям. РЕС добавляет избыточные биты данных в вещательный канал, чтобы он был более устойчивым к ошибкам при передаче. Однако кодовая скорость РЕС, которая представляет собой отношение некодированных битов данных к передаваемым кодированным битам, не может быть слишком высокой, если система должна работать надежно. Например, предположим, что кодовая скорость РЕС имеет значение 3/4, т.е. четыре кодированных бита формируются для каждых трех некодированных битов данных, и рассматривается ситуация, в которой один бит из четырех обнулен вследствие проблем в тракте передачи. В таком случае в приемнике только три кодированных бита данных доступны корректору ошибок приемника для каждых трех исходных некодированных битов, предоставленных на входе передатчика. Поэтому суммарная скорость с учетом стирания имеет значение 1, и правильный прием более или менее достижим при высоком отношении сигнал/шум (8ΝΚ). Никакая более высокая кодовая скорость, кроме 3/4, не могла бы использоваться с этим каналом.

Однако высокие кодовые скорости желательны в других отношениях, так как они потенциально могут предоставлять возможность более высокой пропускной способности данных. Конечно, в этом случае имеется прямой компромисс между емкостью и эффективностью, выраженный в виде увеличения требуемого 8ΝΚ для декодирования по мере того, как повышается кодовая скорость. С известным РЕС исключение высоких кодовых скоростей вследствие проблем с избирательными каналами, обсужденных выше, не было слишком ощутимым. Однако теперь осуществимы на практике более действенные конфигурации РЕС, такие как коды низкой плотности с контролем четности (БИРС), используемые в последнем стандарте И УБ-82, или различные типы турбокода. Желательно применять такие конфигурации РЕС, чтобы обеспечивать более высокую емкость при одном и том же 8ΝΚ, работая на более высокой кодовой скорости. Во многих случаях это будет обеспечивать требуемую эффективность в отношении ошибок в гауссовом канале с равномерной частотной характеристикой. Однако было обнаружено, что вследствие высокой кодовой скорости приемлемая пропорция стираний, вызванных избирательностью канала, будет меньшей, чем для РЕС, широко применяемых для считывания данных (которое вследствие своих относительных недостатков требовало более низких кодовых скоростей даже для гауссовых каналов с равномерной частотной характеристикой).

Поэтому очевидно, что было бы желательно предложить схему передачи, которая более устойчива к избирательным каналам, но которая сохраняет информационную емкость.

Раскрытие изобретения

Изобретение определено в независимых пунктах формулы изобретения, на которые далее будет сделана ссылка. Предпочтительные признаки изложены в зависимых пунктах формулы изобретения.

В широком аспекте изобретение представляет схему передачи с улучшенной устойчивостью к шуму и отрицательным воздействиям в тракте передачи. Посредством передачи двух копий данных в разных символах или несущих, если один вариант данных потерян, приемник может предпринять попытку демодуляции уцелевшего варианта. Более того, посредством использования разного отображения для кодирования каждой копии данных характеристика сигнал/шум и скорости передачи данных эквивалентны традиционным схемам квадратурной амплитудной модуляции, но с улучшением 8ΝΚ, когда условия передачи являются плохими.

Краткое описание чертежей

Предпочтительный вариант осуществления изобретения далее будет описан в качестве примера и со ссылкой на чертежи, на которых:

фиг. 1 схематично иллюстрирует устройство передатчика согласно предпочтительному варианту осуществления;

фиг. 2 иллюстрирует примерную констелляцию квадратурной амплитудной модуляции ^ЛМ). используемую для отображения данных в системах СОРИМ;

фиг. 3а и 3Ь иллюстрируют простое отображение, использующее амплитудно-импульсную модуляцию согласно изобретению;

- 1 016617 фиг. 4-6 иллюстрируют отображения более высокого порядка;

фиг. 7 - таблица, устанавливающая примерные схемы для отображения данных в и1 и и2 в 16точечной констелляции;

фиг. 8 - иллюстрация, показывающая результат отображения по фиг. 7 для первых нескольких условий;

фиг. 9 - графическая иллюстрация битового отображения, изображенного на фиг. 7 для всех условий;

фиг. 10 - таблица, устанавливающая примерные схемы для отображения данных в и1 и и2 в 64точечной констелляции;

фиг. 11 - графическая иллюстрация битового отображения, изображенного на фиг. 10;

фиг. 12 - графическая иллюстрация битового отображения более высокого порядка, чем изображенное на фиг. 10;

фиг. 13 схематически иллюстрирует устройство приемника согласно предпочтительному варианту осуществления.

Осуществление изобретения

Предпочтительный вариант осуществления изобретения далее будет описан в качестве примера. Фиг. 1 является иллюстрацией передатчика 2 С'ОБЭМ согласно изобретению. Сначала мультиплексор 4 принимает потоки данных из множества разных источников данных и объединяет их в единый поток для передачи. Поток данных, выдаваемый из мультиплексора, затем пересылается в скремблер 6, который преобразует поступающий поток данных в псевдослучайную форму, например, используя генератор псевдослучайных чисел или передаточную функцию. Это способствует более равномерному рассредоточению энергии по энергетическому спектру, так как спектр сигнала больше не зависит исключительно от данных, и длинные последовательности нулей или единиц, которые появляются в данных, могут быть разбиты на части.

Данные затем пересылаются в блок 8 прямого исправления ошибок (БЕС), где избыточные биты данных добавляются к данным, чтобы передаваемая форма данных была более устойчивой к ошибкам и нулям. Битовый перемежитель 10 далее принимает поток данных из БЕС 8 и переупорядочивает биты в пределах потока данных, так что воздействия любых зависящих от времени ошибок в пределах тракта передачи рассредоточиваются среди передаваемых данных.

Понятно, что работа элементов с 4 по 10 должна быть идентична работе соответствующих элементов известных систем СОБЭМ. Однако работа следующей секции 12 отображения/перемежения, которая отображает биты, принятые из битового перемежителя, в сигналы несущих, отличается и далее будет пояснена подробно.

Предпочтительный вариант осуществления изобретения использует повторную амплитудноимпульсную модуляцию (РАМ), для того чтобы представлять поступающие биты данных в сигнале несущей. Она является повторной в том смысле, что данные передаются через схему РАМ дважды, каждый раз в разном сигнале несущей и символе и с использованием разного отображения. Было обнаружено, что это обеспечивает скорости передачи данных, которые эквивалентны соответствующим основанным на квадратурной амплитудной модуляции (САМ) системам, но с сопутствующим улучшением отношения сигнал/шум (8ΝΒ).

В СОБЭМ каждый сигнал несущей с конкретной частотой Г фактически представляет собой две синусоидальные волны несущей с разностью фаз π/2. Амплитуда каждой волны модулируется, чтобы переносить данные. Таким образом, переданный сигнал СОБЭМ будет иметь вид

8=1 сок 2лП+С 81и 2πΠ.

где I и С представляют собой меняющуюся во времени амплитуду отдельных волн несущих и данных. В приемнике принятый сигнал обрабатывается с использованием надлежащих математических функций для раздельного извлечения 1(1) или С(1). Многие применения СОБЭМ используют САМ для определения, какие значения 1(1) и 0(1) должны принимать волны несущих. Это похоже на умножение временного разделения сигнала несущей, известного как символ, на одно комплексное число г=х+_)у. Каждое из значений х и у ограничено, чтобы принимать одно из 2^т разных значений в зависимости от того, сколько битов т данных должно переноситься в символе. Таким образом, если обе амплитуды 1(1) и 0(1) должны представлять 3 бита данных каждая, восемь разных значений амплитуды требуется для каждой поднесущей и 64 разных состояний существует для символа. Это известно как 64-ОАМ. Если эти состояния графически изобразить на диаграмме Аргана, как проиллюстрировано на фиг. 2, получится констелляция, имеющая такое же количество точек. Две оси и компоненты I и О упоминаются как синфазная и квадратурная соответственно, чтобы отражать то обстоятельство, что они переносятся на волнах несущих с разностью фаз π/2.

Определив, сколько состояний доступно в каждом символе, переходим к следующему вопросу: как использовать констелляцию для представления данных. Это вопрос о том, как отображать поступающие биты данных в точки в констелляции. Например, если приняты биты 000 000 данных, то должны ли они отображаться в точку в нижнем левом углу или куда-либо в другое место. Биты могут отображаться в

- 2 016617 положения многими способами, но часто предпочтительным является так называемое отображение Грея. Отображение Грея обладает тем свойством, что при перемещении из точки констелляции в точку, которая является соседней, необходимо изменить всего лишь один бит, чтобы преобразовать битовое представление первой точки в битовое представление второй. Например, в отображении Грея состояния 011 и 100, которые представляют числа 3 и 4 в традиционной двоичной системе счисления, не являются соседними, так как, изменяя один бит за раз, потребуются три этапа, чтобы переместиться из первого битового представления во второе (011, 010, 110, 100).

На фиг. 2 представление отображения Грея показано вдоль оси. Например, в показанном отображении Грея значениями I и О. которые соответствуют битовой последовательности (001, 011), для примера, являются (5, 3). Отображение Грея является предпочтительным в СОРИМ, так как оно обеспечивает некоторую устойчивость к ошибкам, которые могут возникать во время передачи.

В предпочтительном варианте осуществления отображение данных в сигнал несущей и использование волн несущей сами по себе трансформированы из обычной системы СОРИМ, такой как описанная выше.

Как отмечено выше, каждый символ в широковещательной передаче СОРИМ передает комплексное число г=х+_)у, составленное из двух вещественных чисел х и у, которые представляют собой синфазную и квадратурную компоненты Ι(ΐ) и 0(1). Однако во время передачи возможно, что символы стираются или почти стираются воздействиями избирательного канала, а потому не принимаются приемником в виде, который может быть декодирован. Если это происходит, любая информация, представленная комплексным числом, будет потеряна. Известные системы стараются избежать и избегают таких случайностей, передавая одно и то же комплексное число дважды в сигнале несущей, имеющем другую несмежную частоту, или в другом несмежном символе в том же самом или в другом сигнале несущей. Таким образом, передача данных является повторной.

В настоящем изобретении передача данных также повторяется, но повторение скорее происходит в течение стадии отображения последовательности операций кодирования, чем только в течение фазы передачи. Вкратце данные, которые должны передаваться, сначала отображаются в синфазную или квадратурную компоненту в символе, а другая компонента используется для представления других несвязанных данных. Затем данные повторно отображаются с использованием другой схемы отображения в синфазную или квадратурную компоненту другого символа.

Простой пример проиллюстрирован на диаграмме псевдоконстелляции по фиг. 3. В этом примере оси представляют два потенциально разных отображения одних и тех же данных. По этой причине оси обозначены как и1 и и2, а не как х и у, подчеркивая то обстоятельство, что они не являются двумя составляющими комплексного числа, а представляют собой, по существу, разные варианты одной и той же сущности. Предполагается, что 2 бита данных отображаются в однокоординатный параметр и1, который, как известно в данной области техники, принимает одно из четырех разных значений (-3, -1, 1 или 3). Это числовое кодирование является традиционным для гарантирования четырех разных равномерно распределенных целых значений или уровней, центрированных по началу координат.

Это является примером 4-РАМ (4-позиционной амплитудно-импульсной модуляции), так как доступны 4 состояния для кодирования. С целью этого обсуждения к тому же необязательно рассматривать, каким образом два бита отображаются в четыре состояния, поэтому мы можем, в качестве примера, представить себе простую схему, в которой 00 назначено значению 3, 10 - значению 1, 01 - значению -1, а 11 - значению -3. Параметр и1 затем назначается одной синфазной или квадратурной компоненте символа для передачи.

Затем отдельно рассмотрим параметр и2, который будет передаваться в синфазной или квадратурной компоненте другой несущей в том же самом или предпочтительно другом символе.

При условии, что отображение данных во второй параметр и2 является идентичным отображению для и1, в таком случае диаграмма псевдоконстелляции и1-и2 является такой, как показанная на фиг. 3 а, а именно четыре точки вытянуты вдоль диагональной линии. Это эквивалентно повернутому и вытянутому варианту 4-РАМ, так как интервал между точками, лежащими на диагонали, теперь увеличен согласно коэффициенту Д по сравнению с интервалом между точками на любой оси. Хотя диаграмма упоминается как диаграмма констелляции, важно помнить, что она не является диаграммой констелляции в традиционном смысле. Так, в нашей упрощенной схеме отображения, очерченной выше, если битами входных данных являются 00, то диаграмма иллюстрирует то обстоятельство, что эти данные будут отображаться в значение 3 в несущих и1 и и2 и отправляться в разных символах.

Тем не менее, рассмотрим далее, что происходит, если копия и2 формируется с помощью иного отображения, так что числа (-3, -1, 1 и 3) в и1 соответствуют числам, взятым из соответствующих позиций в списке (-1, 3, -3, 1). Предполагая другой путь, простая схема отображения для и2 теперь требует, чтобы значение 00 отображалось в 1, 10 отображалось в -3, 01 отображалось в 3, а 11 отображалось в -1.

- 3 016617

Отображение может быть выражено, как изложено далее:

Связь и1 и и2
и1	1д2
-3	-1
-1	3
1	3
3	1

Битовое отображение
Бит 0	Бит 1
1	1
0	1
1	0
0	0

Фиг. 3Ь, показывающая и2, в зависимости от и1 далее развертывается, чтобы показать точки, имеющие даже еще больший интервал, увеличенный на коэффициент э/5 по сравнению с Ά .

Вместо вида, подобного повернутой констелляции 4-РАМ, диаграмма теперь выглядит подобно повернутой констелляции 4-ОАМ или квадратурной фазовой манипуляции (ОР8К).

Как отмечено выше, фиг. 3а и 3Ь не являются традиционными изображениями констелляций, которые показывали бы компоненты х и у единственного комплексного числа, которое было передано в одном символе. Взамен формируется изображение двух вещественных параметров, которые будут перемещаться в разных символах и значит подвергаться совершенно отдельным, зависящим от частоты или времени ошибкам и, как правило, поступать в приемник с разными отношениями сигнал/шум. Кроме того, поскольку шум в схеме ОАМ может рассматриваться в качестве имеющей форму сферы области неопределенности вокруг точки, развертывание и растягивание представления данных на фиг. 4 означает, что сфера также растягивается горизонтально или вертикально в зависимости от коэффициента двух 8ΝΚ у и1 и и2.

Если рассмотрим равный 8ΝΚ. и, следовательно, изотропный шум на диаграмме, будет ясно, что больший интервал между точками для случая повторно отображенного повторения будет давать лучшие характеристики, чем случай простого повторения 4-РАМ при условии того же самого отображения.

Вообще, при условии, что и1 и и2 принимаются с подобными 8ΝΚ, характеристика сигнал/шум схемы повторной передачи 4-РАМ с использованием разных отображений будет как у 4-ОАМ и значительно улучшенной по сравнению с 4-РАМ исключительно. Кроме того, система предлагает улучшение над 4-ОАМ, так как, если один или другой стерты полностью, то демодуляция уцелевшего в одиночной схеме 4-РАМ остается возможной.

Более того, важно отметить, что улучшение в шумовой устойчивости не получается за счет информационной емкости. Например, в простой схеме, описанной выше, информационная емкость одного символа в схеме 4-ОАМ составляет два бита, причем каждый бит представляется на одной оси и соответствует синфазной или квадратурной составляющей символа. В предложенной схеме синфазная или квадратурная волна несущей несет два бита (из разных источников данных), но данные повторяются в еще одном символе. Таким образом, каждый символ несет 4 бита данных, но, так как есть удвоение, информационная емкость составляет два бита на символ 4-ОАМ.

Раннее обсуждение фокусировалось на двухбитных отображениях для пояснения основополагающей концепции. Однако подразумевается, что этот принцип используется с модуляцией более высокого порядка. В каждом случае 2^т-РАМ используется для передачи двух копий т-битных кодировок с помощью связанных, но отдельных отображений, так что рассматриваемые вместе в двух измерениях, они эквивалентны повернутой группе 2^т-0АМ. Фиг. 4 иллюстрирует следующие три члена семейства.

Предположим, что выбран пример, обозначенный 16-РАМ/16-0АМ на фиг. 4. Он показывает, что при условии подходящего отображения формируется график и1 в зависимости от и2, который по внешнему виду подобен повернутой констелляции 16-ОАМ. и1 и и2, тем не менее, передаются отдельно в разных элементах СОРОМ в качестве 16-РАМ. Более того, такие элементы по-прежнему передают комплексные числа, а значит каждый элемент фактически передает два независимых несвязанных числа 16РАМ. Отсюда следует, что, если комплексные числа фактически передаются в элементах СОРОМ, рассматриваемые на диаграмме Аргана, они имели бы внешний вид констелляции 16x16=256. Однако в предпочтительной системе демодуляция всегда выполняется, принимая во внимание комбинацию и1, и2. Должно быть ясно, что в этом случае, несмотря на кажущуюся передачу 256-точечной констелляции, характеристика в гауссовом канале с равномерной частотной характеристикой (где и1 и и2 будут иметь одинаковый 8ΝΚ.) будет идентична таковой у традиционной системы СОРОМ 16-ОАМ (без повторения). Он также будет иметь такую же емкость, а именно четыре кодированных бита на элемент СОРОМ, содержащий в себе данные.

То же самое справедливо для отображений 64-РАМ, показанных на фиг. 5, которая имеет внешний вид 2056-точечной констелляции, и отображения 256-РАМ, показанного на фиг. 6, имеющей внешний вид 65536-точечной констелляции.

Фиг. 4-6 показывают повторное отображение констелляций. Может быть показано, что угол поворота задан выражением а=АгсТап 1/2^т

Этот угол может быть оценен, например, из фиг. 8 (на которую должна быть кратко сделана ссыл- 4 016617 ка), показывающей результат повторного отображения в случае 16-ОАМ/16-РАМ. В этом случае при перемещении из одной повторно отображенной точки констелляции в следующую (повторно отображенные точки расположены на концах стрелок), продвигаемся вдоль оси и1 на 2 точки, а вдоль оси и2 на 8 точек. В этом случае поворот по часовой стрелке задан согласно а=АгсТап 1/4=АгсТап 1/2²

Поэтому поворот становится меньшим по мере того, как возрастает порядок ОАМ. Для 64-фАМ угол имеет значение а=АгсТап 1/8, а для 256-фАМ угол имеет значение а=АгсТап 1/16. Хотя α является углом, необходимым для того, чтобы гарантировать, что проекции и1 и и2 создают однородную РАМ, могут использоваться другие углы поворота, которые не формируют проекции однородной РАМ и могут быть полезными в тех случаях, когда имеется избирательное замирание без стирания, давая лучшие результаты. Конечно, угол может быть направлен по часовой стрелке или против часовой стрелки, обеспечивая согласованную работу передатчика и приемника.

Масштабирование констелляции может быть определено из рассмотрения нижнего правого угла констелляции 16-ОАМ. Из фиг. 2 может быть ясно, что для констелляции 16-фАМ нижняя правая точка находится в {+3,-3}, а из фиг. 4 - после поворота она находится в {+9,-15}. Его линейные размеры поэтому могут быть масштабированы коэффициентом х'¹⁷ ·

Вообще может быть показано, что таким масштабным коэффициентом является То+-4~) .

Отображение битов данных в констелляцию и1-и2 является ключевым. При обсуждении 4-РАМ биты отображались любым удобным образом для обеспечения того, чтобы и1, и2 затем выводились из и1, так что просматриваемые вместе и1 в зависимости от и2 выглядели имеющими форму повернутой констелляции 4-ОАМ. Отображения для вариантов 16, 64 и 256-РАМ не так просты. Более того, на практике существует некоторое количество способов, которыми могут отображаться биты.

При условии, что качество функционирования системы должно быть оптимизировано для гауссова канала с равномерной частотной характеристикой, наилучшие результаты получаются посредством выбора отображения из условия, чтобы повернутая подобная 2^т-КАМ констелляция соблюдала отображение Грея. Поэтому отображение битов в и1 и и2 выбирается для обеспечения этого. Это означает, что отображение битов в и1 и и2 само по себе, в целом, не может соблюдать отображение Грея, так что для подвергнутых сильному замиранию пар элементов (где и1 или и2 стерт) уцелевший и в общем не будет отображаться так, чтобы становиться наилучшим из них по переходному затуханию. Фиг. 5 показывает предложенные битовые отображения данных в и1 и и2, которые были выбраны, чтобы гарантировать подобные Грею отображения в двухмерную констелляцию и1 и и2.

Как отмечено выше, назначение значений для и2 выводится из и1. Как показано на фиг. 7, например, отображение и1 и и2 достигается взятием значений и1 в промежутке от -15 до 15 и, для каждого шага вдоль числовой прямой и1, перешагиванием четырех значений по той же самой числовой прямой для и2. В этом случае, числовая прямая проходит -15, -13, -11 вплоть до 15 приращениями на два. Если конец числовой прямой достигнут в и2, она зацикливается на начало. Таким образом, значение -15 для и1 формирует пару с четвертым значением на числовой прямой, или -9, следующее значение -13 для и1 образует пару с восьмым, -1, третье значение -11 - с двенадцатым значением 7. Как проиллюстрировано на фиг. 8, это приводит к сдвиганию отображений и1, и2, которые были бы в ином случае на прямой линии, в сторону друг от друга, а также приведению их к внешнему виду повернутой констелляции ОАМ.

Фиг. 8 графически иллюстрирует, как и2 выводится из и1. Действуя из нижней левой части диаграммы по каждому значению и1, представление х показывает диагональную линию, на которой точки и1/и2 были бы расположены в пространстве и1-и2, если бы отображение и1 и и2 было идентичным. Стрелки указывают преобразование координат и2 таким образом, чтобы точки и1 и и2 были скомпонованы некоторым способом, который подобен повернутой констелляции ОАМ. В показанном примере может быть видно, что точки на диагонали, по существу, сначала отображаются вдоль левосторонней границы повернутой вертикальной линии, определяющей часть решетки. Как только вертикальная линия была заполнена точками, следующая последовательность точек отображается вдоль следующей повернутой вертикальной линии решетки. Полная псевдоконстелляция показана на фиг. 9. Треугольники представляют значение 1, а ромбы - значение 0. Значения были выбраны так, чтобы наилучшим образом соответствовать характеристике Гаусса.

Таблица фиг. 10 показывает отображение для системы 64-РАМ, а фиг. 11 - соответствующие псевдоконстелляции для битов. Фиг. 12 показывает псевдоконстелляции для системы 256-РАМ.

Фиг. 10 схематично иллюстрирует отображение в качестве справочной таблицы. Однако отображение может быть реализовано с использованием матриц, посредством которых данные могут отображаться в отображенную по Грею ОАМ в качестве х, у, а затем преобразовываться в повернутые и масштабированные координаты и1 и и2 простым матричным умножением.

Исходная неповернутая ОАМ имеет точки (х, у), каждая в диапазоне от -(2^т-1) до (2^т-1). Точкой нижнего правого угла поэтому является {(2^т-1), -(2^т-1)}. После поворота и масштабирования она имеет координаты (и1, и2) {(2^т-1)-2(2^т-1), -(2^2т- -1)}. В общем смысле, комбинированная операция поворота и отображения должна принимать вид

- 5 016617

Подставляя два варианта координат для точки нижнего правого угла, мы можем найти решение для а и Ь, приводящее к общему результату

‘«Г	ζ=	Г 1 р
и2		-1 21л

Как показано на фиг. 1, блок 14 устройства отображения и1 и блок 16 устройства отображения и2, каждый, принимает копию сигнала из битового перемежителя 10. Каждое устройство отображения определяет, какое состояние РАМ в и1 или и2 требуется для представления последовательности битов, принятых из перемежителя 10, согласно отображениям, описанным выше. Выходные данные каждого из устройств отображения, в таком случае, будут соответствующими последовательностями отображений и1 или и2 при условии, что сигнал принимался из битового перемежителя.

Перемежитель 18 и1 и перемежитель 20 и2 гарантируют, что два варианта сигнала затем распределяются среди разных доступных сигналов несущих. Это делается так, чтобы два варианта сигнала, по существу, не подвергались одним и тем же избирательным по частоте или времени помехам во время передачи.

В показанном простом примере доступные несущие частоты поделены на два набора: один набор используется для переноса отображений и1, а другой используется для переноса отображений и2. Таким образом, перемежитель 18 выполнен с возможностью брать два следующих друг за другом отображения и1 и назначать таковые несущей первой частоты, два дальнейших отображения и1 и назначать таковые второй несущей частоте и т.д. Такая же последовательность операций происходит для чисел и2 в перемежителе 20. Два числа и1 или и2 требуются для каждой несущей, так как каждое число, в конечном счете, будет переноситься синфазной или квадратурной составляющей сигнала на этой несущей.

В этом смысле будет понятно, что перемежители 18 и 20 должны быть перемежителями частотной области. Перемежители временной области также могли бы быть снабжены средством обеспечения подходящих блоков памяти и задержки. Более того, необязательно иметь числа и1, ограниченные конкретными несущими, и числа и2, ограниченные другими несущими, и возможно, чтобы числа и1 и и2 были бы свободно скомпонованы как во времени, так и по частоте, и отправлены в качестве одной из пар синфазной и квадратурной составляющих с другим числом и1 или и2. Возможна любая комбинация при условии, что числа и1 и и2, представляющие одну и ту же информацию, не отправляются в одном и том же разделе или элементе времени и частоты сигнала.

Чтобы обеспечить эту сложность, передатчик включает в себя блок 22 смешивания потоков, который берет перемеженные сигналы несущих и1 и и2 и объединяет их таким образом, чтобы выходной сигнал представлял собой биты данных, назначенные на множество синфазных и квадратурных волн несущих, в которых каждый элемент содержит два числа и1 или и2, либо комбинацию обоих, представляющую разные данные. Кроме того, отдельные перемежители и1 и и2 (и обращенные перемежители в приемнике) показаны, для того чтобы подчеркнуть необходимость гарантировать независимость замирания. Однако на практике это может достигаться надлежащим образом сконструированным одиночным перемежителем.

Устройства отображения и1 и и2, перемежители 14, 16, 18 и 20 и блок 22 смешивания потоков могут образовывать блок 12 устройства отображения, который выполняет роль, подобную устройству отображения в системе ОАМ.

Сигнал, выдаваемый из блока 22 смешивания потоков, пересылается в блок 24, который реализует пилот-сигналы и формирование кадров. Выходной сигнал пересылается в блок 26 обратного БПФ (быстрого преобразования Фурье, РРТ), который берет множество параллельных значений амплитуд комплексных несущих и формирует соответствующее множество несущих в качестве единого сигнала временной области. Защитные интервалы затем добавляются блоком 28, и сигнал пересылается на выходной интерфейс 30 для цифроаналогового преобразования и передачи через антенну.

Фиг. 13 иллюстрирует пример приемника согласно изобретению. Сигнал сначала принимается входными каскадами 34, где он усиливается и фильтруется. Далее он смешивается с понижением частоты до частоты базовой полосы, и синфазная и квадратурная составляющие сигнала разделяются. Входные каскады также включают в себя аналого-цифровой преобразователь (не показан) для преобразования сигнала в цифровой сигнал.

Цифровой сигнал, выдаваемый из входных каскадов, затем пересылается в модуль 36 синхронизации, где информация о временной и частотной синхронизации извлекается из принятого сигнала. Вообще последовательность операций синхронизации требует исследования сигнала в обеих, временной и частотной, областях, и различные уместные алгоритмы известны в данной области техники. Информация о временной синхронизации извлекается с использованием таких алгоритмов и пересылается в блок 38 удаления защитных интервалов для удаления защитных интервалов и блок 40 БПФ. Блок 38 удаления

- 6 016617 защитных интервалов выбирает участки сигнала временной области согласно временным характеристикам синхронизации, которые равны по длине активной части символа, тем самым эффективно удаляя защитный интервал. Длительность во времени полезного активного символа равна обратной величине разноса несущих.

Сигнал без защитных интервалов пересылается в блок БПФ из блока 38 удаления защитных интервалов, где он преобразуется в частотную область. Сигнал частотной области пересылается в блок 42 1-отводного компенсатора, блок 44 оценки канала и также в модуль 36 синхронизации.

Сигнал частотной области после БПФ включает в себя как опорную информацию, так и данные полезной нагрузки. Из опорной информации блок оценки канала логически выводит частотную характеристику канала (и импульсную характеристику канала, если требуется) и пересылает это в блок 42 1-отводного компенсатора, который посредством простого деления затем способен воспроизводить принятые элементы, которые несут данные с правильной амплитудой и фазой, несмотря на какую-либо частотную избирательность, встреченную в канале передачи.

Понятно, что традиционный приемник СОРИМ затем формировал бы метрики решения из компенсированных элементов данных, взвешивал бы их согласно соответствующей информации о состоянии канала, выработанной блоком оценки канала, и обращенно перемежал бы информацию о метриках перед пересылкой ее в декодер РЕС.

Однако приемник, показанный на фиг. 13, действует иным образом, чтобы гарантировать, что компоненты и1 и и2 обрабатываются надлежащим образом. Компоновка, показанная на чертеже, перевернула очередность блоков перемежения и метрик, поскольку метрики не могут выводиться надлежащим образом до тех пор, пока соответствующие значения и1 и и2 не сведены вместе.

Компенсированная информация из блока 42 компенсатора, вместе с соответствующей информацией о состоянии канала (С81), сортируется на два набора разделителем 46. Один набор содержит информацию, которая была отображена в качестве и1, а другой содержит в себе ту, которая была отображена в качестве и2. Они обращенно перемежаются по отдельности соответствующими обращенными перемежителями 48 и 50, так что соответствующая информация и1 и и2, в конце концов, представляется на выходе соответствующих обращенных перемежителей.

Концептуальные псевдоконстелляции, показанные на фиг. 9, 11 и 12, приведенных выше, в принципе, могли бы наблюдаться в этот момент. Беря информацию и1 и и2 вместе с С81 для обоих, блок 52 формирования метрик способен формировать метрики решения для пересылки в декодер РЕС, одну для каждого переданного бита.

Формирование метрик решения придерживается таких же рассуждений, какие применяются для традиционных систем ОАМ. за исключением того, что в этом случае оно должно быть обобщено так, чтобы метрика была функцией четырех сущностей: принятых значений и1 и и2 плюс их соответствующие оцененные отношения сигнал/шум. Необходимая связь проста для математического вывода, но трудна для представления в явном виде, так как она содержит большое количество членов. Она состоит из логарифмического отношения двух правдоподобий, одного - для случая передачи 0 и другого - для случая передачи 1. Правдоподобие (скажем, для случая передачи 0) принимает вид двухмерной функции распределения вероятности (РИР), описывающей сигнал, принятый для случая, в котором передавался 0, и имеющей отношение к известным отношениям сигнал/шум для и1 и и2. Распределение вероятности, в свою очередь, является средним значением всех 2-мерных РИР, которые применяются для каждого из возможных отдельных состояний группы, которые могли бы быть переданы, при условии, что этот конкретный бит был 0, т.е. всех ромбовидных точек на фиг. 9, 11 и 12.

Реальный приемник может хорошо применять несколько упрощающих приближений к этой связи, которые уже имеют место в традиционных приемниках.

Однако здесь пояснена примерная последовательность операций для расчета метрик. Для простоты предполагается, что констелляции восстанавливаются в стандартный размер (и угол) перед тем, как вычисляются метрики. Однако предполагается, что подход даст такие же результаты по сравнению с альтернативными подходами, в которых, до расчета метрик, компенсация выполняется в неявном виде.

Допускаем, что РАМ передает т бит/символ, т.е. что она является 2^т-РАМ, чья констелляция содержит 2^т точек, скомпонованных вдоль прямой (одиночной оси, и1). Для каждого из т битов, согласно выбранной схеме отображения, 2^т-1 точек отображаются в качестве значения '1' для такого бита, а оставшиеся 2^т-1 бит отображаются в качестве значения '0'. Точки обозначены индексом ί, так что точки, отображаемые в качестве '1' для бита М, будут иметь значения ί е С_м,₁ индекса, а отображаемые в качестве '0' будут иметь значения ί е С_м,₀ индекса. Ясно, что С_м,₁ о С_м,₀ содержит все из 2^т точек.

И1,₁ обозначает положение на оси и1, в котором расположена передаваемая ί-я точка, и и₁ в качестве положения на оси, в котором появляется принятая точка констелляции (после компенсации). Метрикой мягкого решения для бита М в таком случае является

- 7 016617 где

метрика для

γ - отношение линейной мощности сигнала к шуму.

Таким образом, имеем подвергнутый отображению Грея повернутый символ ОАМ в качестве отправной точки. При т бит/ось он передает 2т бит/констелляция, а констелляция имеет 2^2т состояний. Таким образом, ОАМ является 2^2т-фЛМ. Он также проецируется на две и1 и и2 оси в качестве 2^2т-РАМ (однородного РАМ в случае повторно отображенного повторения или неоднородного РАМ для более общих случаев поворота). Соответствующие значения и1, и2 разделяются при передаче, но после компенсации и обращенного перемежения повторно объединяются в приемнике с целью расчета метрики. Метрика теперь зависит от этих принятых значений и₁ и и₂ и от их соответствующих отношений сигнал/шум, Υ₁ и Υ₂. Эти отношения сигнал/шум являются разными вообще, поскольку они переносились в разных элементах ОГЭМ и были подвергнуты разному замиранию, чья величина известна, так как канал был измерен, например, посредством рассредоточенных пилот-сигналов.

Метрика для бита М далее рассчитывается как метрика

		^Ζ -(¼--Ί,.)² (ϋ,-Οϊ,.)²']
	1	е
для бита Μ = 1о(_'·		ч. ( -(¼	(¼ - «а,. >
		е	2<г₇ ²
		1	)

Это дает метрику для расчета в идеальном случае.

Как только были сформированы метрики решения, оставшаяся часть приемника может быть реализована традиционным образом. Декодер 54 ГЕС использует избыточность кода ГЕС и информацию о метриках для формирования исправленных данных, которые должны быть такими же, как биты переданных данных с удовлетворительно высокой вероятностью. Если скремблирование рассеяния энергии применялось в передатчике, оно устраняется декодером 56, и, если многочисленные услуги мультиплексировались вместе, они демультиплексируются демультиплексором 58, так что могут извлекаться данные, соответствующие требуемой услуге(ам).

Несмотря на использование повторения, система не уменьшает емкость системы, в том смысле, что по гауссову каналу с равномерной частотной характеристикой она доставляет точно такую же емкость, как традиционная система без повтора, имеющая такую же характеристику §ΝΚ. Компромисс возникает благодаря уплотнению большего количества точек данных в отображение, которое используется. Хотя наличие точек данных констелляции, которые ближе друг к другу, обычно означает, что чувствительность к шуму повышается, этого избегают посредством использования разных отображений в разных символах и кодирования с расширением спектра копии выходных данных по времени и/или частоте.

Предложенные устройство и способ для повторного кодирования данных могут применяться к основанным на СОЕЭМ стандартам вещания, например, таким как цифровое аудиовещание (ΌΑΒ), цифровое видеовещание (ЭУВ), включающее в себя цифровое видеовещание наземного базирования (ЭУВ-Т) и стандарт цифрового видеовещания §2, и всемирное цифровое радио (ЭКМ).

Понятно, что описанная система могла бы быть реализована в программном обеспечении или аппаратных средствах либо комбинации и того, и другого.

Claims

1. Передатчик для передачи сигнала многих несущих, при этом передатчик содержит множество отдельных трактов сигналов несущих для сигналов несущих частотной области, имеющих синфазную и квадратурную компоненты, подразделенные во временной области на символы, причем каждая несущая имеет разную соответствующую частоту;

преобразователь из частотной во временную область для преобразования множества сигналов несущих частотной области в одиночный сигнал многих несущих временной области;

модуль устройства отображения, выполненный с возможностью приема потока битов данных, представляющих исходные данные, и кодирования таковых в одну или более несущих;

при этом модуль устройства отображения содержит первое устройство отображения, выполненное с возможностью приема предопределенного числа битов данных и определения, какая модуляция сигнала несущей требуется для представления таких битов согласно первой схеме амплитудно-импульсной модуляции (РАМ);

второе устройство отображения, выполненное с возможностью приема тех же битов данных, что и первое, и определения, какая модуляция сигнала несущей требуется для представления таких битов согласно второй схеме амплитудно-импульсной модуляции (РАМ);

перемежитель, выполненный с возможностью кодирования данных один раз согласно первой схеме РАМ и один раз согласно второй схеме РАМ, как определено первым и вторым устройствами отображения, в отдельные синфазную и/или квадратурную компоненты символов во множестве сигналов несущих, так чтобы первая и вторая кодировки данных не появлялись в одних и тех же несущей и символе.

2. Передатчик по п.1, в котором перемежитель выполнен таким образом, чтобы первая и вторая кодировки данных появлялись в разных сигналах несущих по отношению друг к другу.

3. Передатчик по п.1, в котором перемежитель содержит первый и второй перемежители, выполненные с возможностью соответственно кодирования данных согласно первой схеме РАМ и согласно второй схеме РАМ, при этом первый перемежитель кодирует данные согласно первому отображению в первый набор сигналов несущих, а второй перемежитель кодирует данные согласно второму отображению во второй набор сигналов несущих, при этом первый и второй наборы являются взаимно исключающими.

4. Передатчик по п.1, в котором перемежитель выполнен таким образом, чтобы первая и вторая кодировки данных появлялись в разных символах по отношению друг к другу.

5. Передатчик по любому предыдущему пункту, в котором вторая схема амплитудно-импульсной модуляции (РАМ) является модифицированным вариантом первой.

6. Передатчик по п.5, в котором вторая схема амплитудно-импульсной модуляции является модифицированным вариантом первой, так что, если отображения данных для каждой схемы РАМ были графически представлены в двух измерениях, результатом была бы решетка, подобная повернутой констелляции ОАМ.

7. Передатчик по п.6, в котором отображение выбрано таким образом, чтобы повернутая подобная ОАМ констелляция соблюдала отображение Грея.

8. Передатчик по любому предыдущему пункту, в котором преобразователь из частотной области во временную область применяет преобразование Фурье или обратное преобразование Фурье.

9. Передатчик по любому предыдущему пункту, который является передатчиком СОРИМ, передатчиком ИАВ, передатчиком ИУВ и/или передатчиком ИРМ.

10. Приемник для декодирования сигнала многих несущих, переданного передатчиком по любому предыдущему пункту, содержащий входные каскады для приема передаваемых данных;

схемы синхронизации и оценки для обнаружения и выдачи символов в сигнале временной области; выделитель для выделения из символа данных, кодированных посредством первой схемы РАМ, и данных, кодированных посредством второй схемы РАМ, и пересылки таковых в соответствующие первый и второй перемежители;

первый обращенный перемежитель для декодирования данных, кодированных согласно первой схеме РАМ;

второй обращенный перемежитель для декодирования данных, кодированных согласно второй схеме РАМ;

блок формирования метрик, принимающий выходные сигналы первого и второго обращенных перемежителей и формирующий информацию о метриках для декодирования.

11. Способ передачи сигнала многих несущих в схеме передачи, имеющей множество сигналов несущих частотной области, имеющих синфазную и квадратурную составляющие, подразделенных во временной области на символы, причем каждая несущая имеет разную соответствующую частоту, при этом способ содержит этапы, на которых принимают предопределенное число битов данных;

- 9 016617 определяют, какая модуляция сигнала несущей требуется для представления таких битов согласно первой схеме амплитудно-импульсной модуляции (РАМ);

определяют, какая модуляция сигнала несущей требуется для представления таких битов согласно второй схеме амплитудно-импульсной модуляции (РАМ);

кодируют данные один раз согласно первой схеме РАМ и один раз согласно второй схеме РАМ, как определено первым и вторым устройствами отображения, в отдельные синфазную и/или квадратурную компоненты символов во множестве сигналов несущих, так чтобы первая и вторая кодировки данных не появлялись в одних и тех же несущей и символе;

формируют одиночный сигнал многих несущих временной области из множества сигналов несущих частотной области с использованием преобразователя из частотной во временную область.

12. Способ по п.11, в котором на этапе перемежения первая и вторая кодировки данных применяются к разным сигналам несущих по отношению друг к другу.

13. Способ по п.11, в котором этап перемежения содержит этап, на котором кодируют данные согласно первому отображению в первый набор сигналов несущих и кодируют данные согласно второму отображению во второй набор сигналов несущих, и при этом первый и второй наборы являются взаимно исключающими.

14. Способ по п.11, в котором на этапе перемежения первая и вторая кодировки данных закодированы в разных символах по отношению друг к другу.

15. Способ по любому из пп.11-14, в котором вторая схема амплитудно-импульсной модуляции (РАМ) является модифицированным вариантом первой.

16. Способ по п.15, в котором вторая схема амплитудно-импульсной модуляции является модифицированным вариантом первой, так что, если отображения данных для каждой схемы РАМ были графически представлены в двух измерениях, результатом была бы решетка, подобная повернутой констелляции фАМ.

17. Способ по п.16, в котором отображение выбрано таким образом, чтобы повернутая подобная САМ констелляция соблюдала отображение Грея.

18. Способ по любому предыдущему пункту, в котором преобразователь из частотной во временную область применяет преобразование Фурье или обратное преобразование Фурье.

19. Способ по любому предыдущему пункту, при этом способ применяется в схеме передачи СОРОМ, схеме передачи ΌΛΒ. схеме передачи ΌνΒ и/или схеме передачи ОВМ.

20. Способ декодирования сигнала многих несущих, переданного способом передачи по любому из пп.11-19, содержащий этапы, на которых принимают переданные данные;

синхронизируют переданные данные и применяют оценку канала для обнаружения и выдачи символов сигнала временной области;

извлекают из символов данные, кодированные посредством первой схемы РАМ, и данные, кодированные посредством второй схемы РАМ;

обращенно перемежают данные, кодированные согласно первой схеме РАМ;

обращенно перемежают данные, кодированные согласно второй схеме РАМ;

формируют информацию о метриках на основании обращенно перемеженных данных из обеих, первой и второй, схем РАМ.