CN101286968B

CN101286968B - 信道估计方法

Info

Publication number: CN101286968B
Application number: CN2007101300111A
Authority: CN
Inventors: 刘勤; 王劲涛
Original assignee: Tsinghua University
Current assignee: Tsinghua University
Priority date: 2006-10-17
Filing date: 2007-07-23
Publication date: 2011-08-17
Anticipated expiration: 2027-07-23
Also published as: CN101286968A

Abstract

本发明涉及信道估计方法，属于通信技术领域。这种信道估计方法使用了接收到的当前帧和多数相邻的帧的联合。此估计使用当前帧中点的值作为预设公式的分母。如果这个值小于它的相邻帧的相应值，则由相邻帧的相应值替代当前帧的值做分母，从而提供信道估计的性能。

Description

信道估计方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，更特别地，本发明涉及信道估计方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术是已公开的技术。授予Chang等人的美国专利第3,488,445号中描述了一个正交频分复用的设备和方法，它在大量相互正交的载波上实现大量数据信号的频分复用，因此，子载波之间存在重叠，但频带受限，产生的频谱不存在信道间干扰(ICI，Interchannel Interference)和符号间干扰(ISI，Intersymbol Interference)。每个信道的窄带滤波器幅频特性和相频特性由它们各自的对称性所规定。为每个信号提供相同的抵抗信道噪声的保护能力，仿佛每个信道中的信号通过不相关的媒介传输，并且通过降低数据率去除符号间干扰。随着信道数目的增加，总的数据率接近最大理论值。

OFDM收发信机是已公开的技术。授予Fattouche等人的、美国专利第5,282,222号的专利描述了一种允许多个无线收发信机相互交换信息(数据、语音或视频)的方法。在第一个收发信机中，信息的第一个帧复用到一个宽频带上，传送给第二个收发信机。第二个收发信机接收和处理信息。信息采用相移键控差分编码。另外，经过预先选择的时间间隔后，第一个收发信机可以再次传送信息。在预先选择的时间间隔期间，第二个收发信机可以用时分双工方式和另外的收发信机交换信息。第二个收发信机的信号处理包括估计发送信号的相位差和对发送信号进行预失真处理。收发信机包括一个用于信息编码的编码器、用于把信息复用到宽带语音信道上的宽带频分复用器，和用于复用信息上变换的本地振荡器。设备包括一个处理器，它对复用信息进行傅立叶变换，把信息变换到时间域进行传输。

OFDM中采用伪噪声(PN，Pseudo-Noise)作为保护间隔(GI，GuardInterval)是已公开的技术。授予杨等人的、美国专利第为7,072,289号的专利描述了在信号传输信道中存在时延的情况下，一种估计传输信号帧开始和/或结束定时的方法。每个信号帧都有一个伪随机(PN)m序列，其中PN序列满足选择的正交性和非相关。接收到的信号和PN序列进行卷积，并从接收信号中减去PN序列，从而确定接收信号中PN序列的开始和/或结束。PN序列用于定时恢复、载波恢复、信道传输特性估计、接收信号帧同步，以及代替OFDM的保护间隔。

综上所述，尽管PN具有良好的性质，但是其性能没有得到充分发挥。尤其在传输后接收到同样的PN信息时，表现的尤为突出。因此，需要一种改进的信道估计方法。

发明内容

提供了一种信道估计方法，使用了伪噪声(PN)作为保护间隔和接收到的伪噪声(PN)序列。

提供了一种信道估计方法，使用接收到的作为保护间隔的伪噪声(PN)，以及相关的时域及频域参数。

提供了一种信道估计方法，使用接收到的作为保护间隔的伪噪声(PN)，以及相关的时域截断和固有的频域特性。

提供了一种信道估计方法，使用接收到的伪噪声(PN)序列，它表现为多重延迟和衰减，如果帧中某一点的值小于相邻帧中相应点的值，就不用这个点值做处理，用相邻帧中相应点的值替代。

提供了一种信道估计方法，将接收到的伪噪声(PN)序列与大量相关/相邻帧中的接收帧结合在一起。把当前帧的相应点的值用作预定公式的分母。如果这个值小于相邻帧的相应值，相邻帧的相应值将替代这个值作分母。

附图说明

附图中的参考数字指相同或功能相似的基本单元，附图和下面的详细描述一起构成了一个整体，成为说明书的要素，并用于进一步图示各种具体实施例和解释本发明的各种原理与优点。

图1为应用本发明具体实施例的接收机的示意图；

图2为接收到的符号示意图；

图3为PN频率特性曲线图；

图4为PN频率特性曲线图；

图5本发明的示例流程图。

专业人士需要的是将图中的基本单元简单明了地表示出来，是否按比例描绘并不是必要的。例如，为了更好地帮助理解本发明的具体实施例，可以把图中某些基本单元的尺寸大小相对于其它单元进行夸大。

具体实施方式

在描述本发明具体实施细节之前，应该注意到的是具体实施例存在于方法步骤和装置部件的组合之中，它涉及到信道估计，通过改变帧中某个PN点的值为相邻帧中相应值的方法进行信道估计。因此，在图中用常用符号给出了装置部件和方法步骤，并详细描述了那些有助于理解本发明具体实施例的细节，以免对这些细节产生误解，使本领域的普通技术人员容易明白，并从中收益。

在本说明书中，相关的术语，例如第一和第二、顶部和底部，以及相似的术语，可能会单独使用，以区别不同的实体或处理，并不表示必须需要或暗示这些实体或处理之间的关系或顺序。术语“包括”、“由.....组成”，或是任何与之相关的其他变形，意指包含非排它的结果。所以，由一系列基本单元组成的处理、方法、文章或装置不仅仅包含那些已经指明了的基本单元，也可能包含其它的基本单元，虽然这些单元没有明确列在或属于上述的处理、方法、文章或装置。被“包括”所引述的基本单元，在没有更多限制的情况下，不排除在由基本单元构成的处理、方法、文字或装置中存在另外相同的基本单元。

这里所描述的本发明的具体实施例由一个或多个通常的处理器和唯一的存储程序指令构成，程序指令控制一个或多个处理器，配合一定的非处理器电路，去实现某些、大部分或全部的用改变当前帧和相邻帧中的PN点值进行信道估计。非处理器电路可能包括但不限于无线接收机、无线发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路和用户输入设备。同样的，这些功能可以解释为完成上述信道估计的方法步骤。作为替换选择，某些或所有功能可以用没有储存程序指令的状态机实现，或者使用一个或多个专用集成电路(ASIC，Application Specific Integrated Circuit)，在这些ASIC中一个功能或一些功能的某种组合作为定制逻辑来实现。当然，这两种方法也可以组合使用。因此，这里描述了实现这些功能的方法和手段。更进一步，期望普通的技术人员经过努力和许多设计选择后，例如有效的开发时间、当前的技术和经济方面的考虑，在这里所揭示的概念和原理指导下，能够容易通过最少的实验得到所述的软件指令、程序和IC。

如图1所示，就是实现以TDS-OFDM为基础的LDPC系统接收机10。换句话说，图1是以框图来说明基于TDS-OFDM的LDPC接收机10的功能模块图。这里的解调遵循TDS-OFDM调制原理。误码纠错机制基于LDPC。接收机10的首要目的是在有噪声系统中的信号检测，发射机发送波形的有限集合，而接收机用信号处理技术再生发射机发送的离散信号的有限集合。

图1中的方框图阐述了接收机10的信号及关键的处理步骤。这里假设接收机10的输入信号12是下变换的数字信号，输出信号14是运动图像专家组标准-2(MPEG-2)格式的传送流。更具体的说，RF调谐器18接收射频(RF，Radio Frequency)输入信号16，并且将其下变换到低中频(IF，Intermediate Frequency)或零中频信号12，作为模拟信号或数字信号(通过可选的模数转换器20)提供给接收机10。成形模块49将信号调整，以便进一步的处理。

在接收机10中，中频信号转换到基带信号22。然后根据TDS-OFDM调制方案中低密度奇偶校验(LDPC，Low Density Parity Check)码的参数完成时域同步正交频分复用(TDS-OFDM，Time Domain Synchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)解调。信道估计24和相关模块26的输出送到时域解交织器28，然后送到前向纠错模块。接收机10的输出信号14是包括了有效数据、同步信号、时钟信号的并行或串行MPEG-2传送流。接收机10的配置参数可以自动探测或者自动编程控制或者手动设置。接收机10主要的配置参数包括：(1)子载波调制方式：四相移键控(QPSK，Quad Phase Shift Keying)、16正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)和64QAM；(2)前向纠错码率：0.4、0.6和0.8；(3)保护间隔：420或945个符号；(4)时域解交织模式：0、240或720个符号；(5)控制帧探测；和(6)信道带宽：6、7或8MHz。

下面描述接收机10中各功能块。

自动增益控制(AGC，Automatic Gain Control)模块30将输入的数字化信号强度与参考进行比较，把得到的差值进行滤波，滤波器值32用于控制调谐器18的放大增益。调谐器提供的模拟信号12通过模数转换器20采样，产生的信号中心频率位于更低的中频IF上。例如，使用30.4MHz采样频率对36MHz中频信号采样，得到的信号的中心频率是5.6MHz。中频到基带模块22把这个更低的中频信号转换为基带复数信号。模数转换器20使用固定采样率。使用模块22中的内插器完成从这个固定采样率到OFDM采样率的转换。时钟恢复模块33计算时钟误差，并对误差滤波后驱动数字控制振荡器(NCO，Numerically Controled Oscillator)(图中未示出)，NCO控制采样率转换内插器中的采样定时校正。

输入信号12可能有频率偏移。自动频率控制模块34计算频率偏移，并调整中频到基带的参考中频频率。为了提高捕获范围和跟踪性能，频率控制由两个步骤完成的：粗调和细调。因为发射信号是由平方根升余弦滤波器成形，所以接收信号要进行相同的处理。众所周知在TDS-OFDM系统中离散傅立叶逆变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)符号之前包括一个PN序列。通过把本地产生的PN序列和输入信号做相关运算，很容易找到相关峰(由此就可以确定帧头)及频率偏置和时间误差等同步信息。信道时域响应基于已经获得的信号相关。频率响应由时域响应经过快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)变换得到。

在TDS-OFDM系统中，PN序列取代了传统的循环前缀填充。这样就需要删除PN序列，并恢复被信道扩展的OFDM符号。模块36恢复了传统的OFDM符号，它使用了一个抽头的均衡器。FFT模块38实现了3780点的FFT。对基于信道频率响应的FFT 38变换数据进行信道均衡40。去旋转后的数据和信道状态信息送给前向纠错(FEC，Forward Error Correction)，做进一步处理。

在TDS-OFDM接收机10中，时域解交织器28用于提高对脉冲噪声的抵抗性。时域解交织器28是卷积解交织器，它需要B*(B-1)*M/2大小的存储器，这里B是交织宽度，M是交织深度。对于TDS-OFDM接收机10的具体实施例，有两种时域解交织模式，模式1，B＝52，M＝240；模式2，B＝52，M＝720。

对于解码来说，LDPC解码器42是软判决迭代解码器，例如，由发射机提供的准循环低密度奇偶校验码(QC-LDPC，Quasi-Cyclic Low Density Parity Check)(图中未示出)。LDPC解码器42配置为3种不同的QC_LDPC码率(即码率0.4、码率0.6和码率0.8)，三种码率共享相同的硬件电路。当迭代过程达到了规定的最大迭代次数(完迭代)时，或当在错误检测和错误纠正处理中没有了误码(部分迭代)时，迭代过程就会结束。

TDS-OFDM调制/解调制系统是基于多种调制方案(四相移键控(QPSK，Quad Phase Shift Keying)、16正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)，64QAM)和多种编码码率(0.4、0.6和0.8)的多码率系统，其中QPSK(Quad Phase Shift Keying)代表四相移键控，QAM(Quadrature Amplitude Modulation)代表正交幅度调制。博斯-乔赫里-霍克文黑姆码(BCH，Bose，Chaudhuri&Hocquenghem Type ofCode)解码器46是按比特输出。根据不同的调制方案和编码码率，速率转换模块把BCH解码器46的比特输出组合为字节(byte)，同时调整字节输出时钟的速率，使接收机10的MPEG-2包输出在整个解调制/解码过程中保持均匀的分配。

BCH解码器46用来进行BCH(762，752)码解码。此BCH码是BCH(1023，1013)码的截短二进制BCH码，其生成多项式为x^10+x^3+1。

因为发射机中的数据在BCH编码器(图中未示出)之前已经使用伪随机序列(PN，Pseudo-Random)进行了随机化，所以，由LDPC/BCH解码器46产生的纠错数据必须要去随机化。PN序列的生成多项式为1+x¹⁴+x¹⁵，其初始条件为100101010000000。解扰器48会在每个信号帧时复位到初始状态。另外，解扰器48会一直自由运行，直到下一次复位。最低的8位要和输入字节流作异或运算。

下面描述数据流通过解调器不同模块的情况。接收的RF信息16由数字地面调谐器18进行处理，调谐器选择需要解调信号的带宽及频率，并把信号16下变换到基带或低中频信号。然后下变换得到的信息12通过模数转换器20变换到数字域。

基带信号经过采样率转换器50的处理后转换为符号。保护间隔中的PN信息与本地产生的PN序列作相关运算，得到时域冲击响应。时域冲击响应的FFT变换提供了信道响应的估计。相关器26还用于时钟恢复33、频率估计和接收信号的校正。提取接收数据中的OFDM符号，并通过3780点的FFT变换38，得到了频域里的符号信息。使用前面所得到的信道估计信息，对OFDM符号进行均衡处理，然后送到FEC解码器。

在FEC解码器部分，时域解交织模块28实现了传输符号序列的去卷积交织，接着把这3780个点的块送到内码LDPC解码器42。LDPC解码器42和BCH解码器46以串联工作方式接收精确的3780个符号，去掉36个传输参数信令(TPS，Transmission Parameter Signaling)符号后，处理剩下的3744个符号，并恢复发射的传送流信息。速率转换器44调整输出数据速率，去随机化器48重建发射的码流信息。连接到接收机10的外部存储器52为这部分预先设定的功能或需求提供了存储空间。

图2至图4为接收到的TDS-OFDM的一部分，其中包括符号60中的时域PN序列。在连续的逆离散傅立叶变换(IDFT)块之间插入PN序列，作为保护间隔。接收到的PN序列受到信道多径、衰落和先前、当前OFDM干扰的影响。假设系统参数适合于本发明的实现。这些参数包括建立的同步、接收到的固定长度为L的PN以及最早的PN开始位置等。此外，信道延迟限制在2L长度内。定义接收到的符号Y的长度为2L，包括长度为L的PN，也就是Y_2L。因此，Y_-1符号部分为62，Y₁为64。上述条件下，信道频率响应可以表示为：

H＝FFT(Y)/FFT(PN) (1)

上面公式中，两个FFT的长度相同，计算的长度要比2L大。为了返回时域，要执行IFFT或FFT^-1运算。换句话说，在所需范围或分段内，h(n)＝F^-1[H(k)]。

因为PN的特性不同于白噪声，而具有平坦频谱，所以不希望有起伏极大的H值。因为任何极大的H值都反映了一些传输失真引起的错误，诸如信道多径、衰落和先前、当前OFDM的干扰，或者也可能由于PN固有特性，FFT(PN)中的某一关注点(或者估算点)的快速傅立叶变换可能产生小的数值，从而公式中H可能生成一个非常大的值。例如，在ka点，曲线F(PN₀)的值急降，与曲线F(PN₀)的其他点相比，它的值很小。假设系统有一个门限值，而上面很小的数值比此门限值还小，本发明提供了解决此问题的方法或系统。本发明考虑到TDS-OFDM系统中，相邻帧的PN序列是不同的。注意：重复只发生在超帧中，例如PN420模式下，每225个帧。

在图3至图4中，如图3所示，在k_a点，F(PN₀)值中存在着一个急降，于是用图4所示的F(PN_-1)中k_a点的值代替它。也是说，公式(1)中的H₀被先前相应点上的H_-1替代。给定FFT(PN)条件下，等式(1)中的分母值大于FFT(PN)的当前值。这样就定义了频率合成。类似的，首先有H’(k)＝F(h(n))，在时域，信道冲激响应(H的IFFT)截断到L长，即保护长度。

定义频率估算为：

注意：H(PN)中的门限值是一个预先设定好的值。定义接收到的符号Y包括相应的PN，长度为L。因此：H_-1(k)＝F(Y_2L-1)/F(PN_-1)且H₁(k)＝F(Y_2L-1)/F(PN₀)。

这样，H(k)的时域定义为：

h (n) = \{\begin{matrix} F^{- 1} [H (k)] . . . n \leq L \\ 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . n > L \end{matrix}

图5为本发明的流程图70，在流程图70中，提供了长为2L的接收符号(步骤72)。除此以外，还提供了长为L的参考PN(步骤74)。然后至少执行两个PN变换(步骤76)，其中一个PN可能是当前变换值，而另一个最少是一个PN参考。虽然可能存在着许多其它参考，这里只言简意赅的描述了一个参考。然后执行一个判断步骤(步骤78)，在这个步骤中将进行比较操作，如果变换值大于预设好的门限值，则使用当前点的变换值计算等式(1)(步骤80)。另一方面，如果变换值小于预设的门限值，则用预设的参考值计算等式(1)(步骤82)，而用代替这个值。

本发明提供了一种正交频分复用(OFDM)通信系统中的信道估计方法。这个方法有以下几个步骤：接收伪噪声(PN)序列；用当前帧和相邻帧中的选定的值进行当前帧的信道估计，如果当前帧的值小于相邻帧的相应值，就用相邻帧的值代替当前帧的值，从而使信道估计得到提高。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本发明的权利要求的精神和范围情况下，本领域的普通技术人员可作出各种修改或改变。因此，本说明书和框图是说明性而非限制性的，同时，所有修改都包含在本发明的范围中。好处、优点、问题的解决方案以及可能产生好处、优点或产生解决方案再或者变得更明确的解决方案的任何基本单元，都不会作为任何或全部权利要求中重要的、必需的或者本质的特性或原理来加以解释。后面的权利要求，包括本申请未定期间的任何改正以及与颁布的那些权利要求的所有的等同权利，单独地定义了本发明。

Claims

1.一种信道估计方法，其特征在于，在正交频分复用通信系统中，这种信道估计方法包括以下步骤：

1)接收伪噪声序列；

2)至少计算两个伪噪声序列的傅里叶变换；

3)当当前帧的伪噪声序列傅里叶变换值小于而相邻帧相应值大于预先设定的门限值时，使用相邻帧的值代替当前帧的值进行当前帧的信道估计计算，从而提高信道估计性能。

2.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述伪噪声序列用作传输数据之间的保护间隔。

3.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述伪噪声序列的长为预设单元的长度。

4.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述傅里叶变换的长度大于伪噪声序列长度的两倍。