CN102948095B - Ofdm信号的调制解调方法，调制解调装置以及通信装置 - Google Patents

Abstract

一种正交频分复用（OFDM）调制方法，包括对OFDM信号的实分量和虚分量都进行相位调制。

Description

OFDM信号的调制解调方法，调制解调装置以及通信装置

本发明涉及信号的调制。尤其，本发明涉及OFDM调制方法、控制OFDM已调制信号（modulatedsignal）的峰值-平均功率比的方法、对已调制的OFDM信号进行解调的方法、OFDM调制器、OFDM解调器，以及OFDM通信装置。

背景技术

发明人知晓一种OFDM信号方案。然而，OFDM信号的一个主要缺点是它的高峰值-平均功率比（peak-to-averagepowerratio)(PAPR）。已提出了多种降低PAPR的方法，包括削波（clipping）、编码、非线性压缩扩展变换（non-linearcompandingtransforms）、局部传输的序列、选择性映射、动态星座图扩展（activeconstellationextension）、音调保留（tonereservation）以及恒定包络相位调制。发明人想到一种方法，它要求低的实现复杂度、不要求任何额外的带宽扩展，并且不要求辅助信息来重构原始消息信号。此外，该方法不会随着载波数目的增加而引起严重的误码率退化（biterrorratedegradation）。本发明旨在解决这些要求，并被描述性地称为正交频分复用（OM-OFDM）信号的偏置调制（offsetmodulation）。

发明内容

根据本发明的一方面，提供了一种OFDM调制方法，包括：对OFDM信号的实分量和虚分量独立地进行相位调制。

所述方法可以包括如下先行步骤：独立地缩放（scale）所述OFDM信号的实分量和虚分量。

所述OFDM信号的实分量和虚分量的缩放可以由下式给出：

和

其中和分别指代所述OFDM消息信号的实分量和虚分量，ζ指代常数除法项（constantdivisionterm），且其中Φ₁(t)和Ф₂(t)代表已缩放的实OFDM分量和虚OFDM分量。这些Ф₁(t)和Ф₂(t)是可互换的。

所述方法可以包括如下先行步骤：获得所述OFDM消息信号的傅里叶逆变换（IFT）。

所述IFT可以是由下式给出的N点（N-point）傅里叶逆变换：

$m\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{X}_k{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;tk}}{\mathrm{Ts}}},0\&le;t<T_s$

其中T_s是符号持续时间（symbolduration），且X_k代表写为a_k+jb_k的复信号。

所述方法可以包括如下步骤：向所述OFDM信号的已缩放的实分量中添加偏置项（offsetterm）。

所述方法可以包括如下进一步的步骤：从经相位调制的OFDM已缩放的实分量中减去经相位调制的OFDM已缩放的虚分量。

经相位调制的向所述OFDM信号的已缩放的实部中添加偏置项，以及减去经相位调制的OFDM缩放的虚部，可以被称为正交频分复用（OM-OFDM）信号的偏置调制，且由下式给出：

cos(2πf_ct+Ф₁(t)+Ψ_os)-cos(2πf_ct+Ф₂(t))

其中f_c是载波频率，Ф₁(t)和Ф₂(t)代表已缩放的OFDM实分量和OFDM虚分量，且Ψ_os代表所述偏置项。

所述偏置项Ψ_os可以被选择，以使得Ψ_OS足够大且Ф₁(t)和Ф₂(t)足够小。通常，Ψ_os可以是Ф₁(t)和Ф₂(t)的近似二十二倍大。Ψ_OS项和ζ项的组合确保了接收机能够成功检测原始信号。

所述方法可以包括如下进一步的步骤：向已调制的OFDM信号中添加主导频率分量（dominantfrequencycomponent），或者从已调制的OFDM信号中减去主导频率分量。

所述主导频率分量可以由下式给出：

$\mathrm{\&gamma;}2J_0{\left(\mathrm{\&beta;}\right)}^2\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t-\frac{{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}),0\&le;\mathrm{\&gamma;}<1$

其中γ是主导频率分量控制因子，β是实OFDM信号和虚OFDM信号的经适配的（adapted）相位偏差（deviation），且J₀(β)是第一类0阶且自变量为β的贝塞尔函数（Besselfunction）。经适配的相位偏差（β）可以通过对OFDM信号的实偏差（deviation）和虚偏差进行平均来确定，所述实偏差和所述虚偏差可以分别被表示为α₁和α₂。

随后，这些实OFDM偏差和虚OFDM偏差被缩放，且被称为实OFDM信号和虚OFDM信号的经适配的相位偏差（β），该方法可被表达如下，其中E[.]是预期值：

${\mathrm{\&beta;}}_1\&ap;\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_1}{\mathrm{\&zeta;}}$

${\mathrm{\&beta;}}_2\&ap;\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_2}{\mathrm{\&zeta;}}.$

根据本发明的另一方面，提供了一种根据上述方法来控制OFDM信号的PAPR的方法，进一步包括：

OFDM调制器，它从已调制的OFDM信号中减去所述主导频率分量；以及

OFDM解调器，它恢复所述主导频率分量，以对经相位调制的信号进行解调。

所述方法可以包括：OFDM调制器，它调节所述主导频率分量控制因子

$(\mathrm{\&gamma;}2J_0{\left(\mathrm{\&beta;}\right)}^2\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t-\frac{{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}),0\&le;\mathrm{\&gamma;}<1).$

所述方法可以进一步包括：OFDM解调器，它通过检查入射信号（incomingsignal）的PAPR来检测所述主导频率分量控制因子，由此可以通过使用查找表来提取Ψ_os项、ζ项和γ项。

根据本发明的另一方面，提供了一种解调OFDM信号的方法，包括：

检测OFDM已调制信号的PAPR；

通过检查所述OFDM已调制信号的峰值-平均功率比，来确定所述OFDM已调制信号的主导频率分量控制因子（γ）、偏置项（Ψ_os）以及常数除法项（ζ）；

将所述主导频率重新引入所述OFDM已调制信号；

重构所述OFDM信号的实分量和虚分量；以及

将所述OFDM信号的实分量和虚分量相加。

所述方法可以包括如下进一步的步骤：通过去除高频分量以获得在已缩放的实OFDM、偏置项与已缩放的虚OFDM分量之间的差，来解调所述OFDM已调制信号，所述差可以由下式给出：

-Ф₂+Ф₁+Ψ_os.

所述方法可以包括如下进一步的步骤：通过将入射OFDM已调制信号乘以已缩放的经相位调制的正弦波（sinusoidal），来解调所述入射OFDM已调制信号。其中所述正弦波的相位是在已缩放的虚OFDM分量、已缩放的实OFDM与偏置项之间的已缩放的差。所述乘法因子可以由下式给出：

$2\sin \left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)-{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)-{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}\right).$

所述方法可以包括如下进一步的步骤：通过去除高频分量以获得已缩放的实OFDM、偏置项与已缩放的虚OFDM分量的总和，来解调所述入射OFDM信号，所述总和可以由下式给出：

Ф₁+Ψ_os+Ф₂.

所述方法可以包括如下进一步的步骤：解调所述入射OFDM已调制信号，以获得实OFDM分量和虚OFDM分量。

所述方法可以包括如下进一步的步骤：获得所述OFDM信号的快速傅里叶变换（FFT）。

所述方法可以包括如下进一步的步骤：使所述信号通过均衡器（equalizer）。

根据本发明的另一方面，提供了一种OFDM调制器，它在运行时执行上述OFDM调制方法。

一种OFDM调制器，包括：

缩放单元，用于对已变换的输入信号的虚分量和实分量进行缩放；

偏置项添加单元，用于向输入消息的已缩放的实部添加偏置项；

相位调制器，用于调制所述输入消息的已缩放的实分量和虚分量；

减法单元，用于从经相位调制的OFDM实分量中减去经相位调制的OFDM虚分量；以及

减法单元，能运行以从所述信号中减去预定的主导频率。

根据本发明的另一方面，提供了一种OFDM解调器，它在运行时执行上述对已调制的OFDM信号进行解调的方法。

根据本发明的另一方面，提供了一种OFDM解调器，包括：

PAPR检测单元，用于确定输入信号的PAPR；

查找表，对照针对主导频率分量控制因子（γ）、偏置项（Ψ_os）以及常数除法项（ζ）的预定值来给出所述PAPR；

处理器，用于根据所述查找表中的值来确定所述主导频率分量；

加法单元（additionunit），能运行以向所述信号添加预定的主导频率；以及

OFDM解调器，用于解调已调制信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种通信装置，它包括上述调制器和上述解调器之一或二者。

现在将参照下面的附图仅以示例方式描述本发明。

附图说明

在附图中：

图1示出了根据本发明的一方面的通信装置的示意性框图；

图2示出了根据本发明的另一方面的OM-OFDM调制器；

图3示出了根据本发明的另一方面的OM-OFDM解调器；且

图4示出了图1的通信装置在使用中的带宽占用率。

具体实施方式

在图1中，参考数字10指代一个通信装置，它包括：偏置调制正交频分复用（OM-OFDM）调制器20、偏置调制正交频分复用（OM-OFDM）解调器60，以及通信信道100。

该调制器在发射机端（transmitterend）接收输入消息信号11，该信号被调制，且在经由通信信道100传送已调制的信号之后，该信号被馈送至该OM解调器，该OM解调器在接收机端（receiverend）提供已重构的输出消息信号13。

图2中更详细地示出了OM-OFDM调制器20。在12处，输入信号是N点快速傅里叶逆变换（IFFT）。该IFFT由下式给出：

$m\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N\_1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{X}_k{e}^{j\frac{2^1\mathrm{tk}}{T_s}},0\&le;t<T_s$

这可以被认为是一个OFDM信号，其中T_s是符号持续时间，且X_k代表复信号，也可以写为a_k+jb_k。可以使用下面的方法来调制该信号。

在22处，通过使用串行到并行（S/P）转换器，入射信号被分离成实分量和虚分量。

22的输出产生了该信号的实分量和虚分量，然后它们分别在24处和26处通过除以一个常数缩放因子ζ来被缩放，表示为：

其中和指代该OFDM消息信号的实部和虚部，ζ指代常数除法项，而Φ₁(t)和Ф₂(t)代表已同等缩放的实OFDM映射和虚OFDM映射。这些Φ₁(t)和Ф₂(t)分量是可互换的。

在28处，向该信号的实分量添加一个常数项Ψ_OS。

在30（30.1，30.2，30.3，30.4）处，对已适配的实分量和虚分量进行相位调制。在32（32.1，32.2）处，取得相应的经相位调制的信号之间的差。

在34（34.1，34.2）处，经基带相位调制的信号被移至载波频率。

在36处，所得到的具有常数项Ψ_OS的余弦波（consinusoidal）由下式给出：

cos(2πf_ct+Ф₁(t)+Ψ_oscos(2πf_ct+Ф₂(t)).

或者表示为：

$2\sin \left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)-{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)-{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}\right)\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t+\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)+{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}+{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)}{2})$

其中Ψ_os指代偏置项。参数(Ψ_os,ζ)被选择，以使得当Ψ_os足够大且Ф₂(t)，Ф₁(t)足够小时，Ψ_os＞＞Ф₂(t)-Ф₁(t)。在该情形中，Ψ_os项将主导该表达式。

在38处，从组合后的信号中减去由给出的主导频率控制因子，然后在40处，通过通信信道100传输该信号。

在图3中，解调器60从通信信道100中接收信号。

在63处，恢复主导频率

在64处，将已接收的信号自乘（square），从而产生一系列基带分量和高频分量，它们可以被表达为：

$1-\cos (4\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t+{\mathrm{\&Phi;}}_1+{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}+{\mathrm{\&Phi;}}_2)-\cos (-{\mathrm{\&Phi;}}_2+{\mathrm{\&Phi;}}_1+{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}})$

$+\frac{1}{2}\cos (2{\mathrm{\&Phi;}}_2+4\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t)+\frac{1}{2}\cos (4\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t+2{\mathrm{\&Phi;}}_1+2{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}).$

在66处，通过使用低通滤波器（LPF）来去除已自乘的信号的高频分量，所得到的信号可以由下式给出：

1-cos(-Ф₂+Ф₁+Ψ_os)

在68处，向该基带信号添加一个常数项，可以由下式给出：

cos(-Ф₂+Ф₁+Ψ_os)

在70处，执行反余弦处理，从而产生：

-Ф₂+Ф₁+Ψ_os

在72处，引入一个额外的常数乘法项，从而得到：

$\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)-{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)-{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}.$

在74处，通过正弦波来调制该信号，从而得到：

$\text{sin}\left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)-{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)-{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}\right).$

在76处，将该信号乘以一个常数乘法因子，从而得到：

$\text{2sin}\left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)-{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)-{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}\right).$

在78处，通过除法处理来变换该信号，从而得到：

$\frac{1}{2\sin \left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)-{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)-{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}}{2}\right)}.$

在79处，除了78处的项以外，将已接收的输入信号乘以一个正弦载波，从而得到：

$\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t+\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_1\left(t\right)+{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}+{\mathrm{\&Phi;}}_2\left(t\right)}{2})\sin 2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t.$

在80处，通过使用低通滤波器来去除高频分量，从而得到由下式表示的基带信号：

$\frac{1}{2}\cos \left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_1+{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}+{\mathrm{\&Phi;}}_2}{2}\right).$

在82处，引入一个乘法因子，从而得到：

$\cos \left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_1+{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}+{\mathrm{\&Phi;}}_2}{2}\right).$

在84处，执行反余弦操作，从而得到：

$\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_1+{\mathrm{\&Psi;}}_{\mathrm{os}}+{\mathrm{\&Phi;}}_2}{2}.$

在88处，引入一个乘法因子，从而得到：

Ф₁+Ψ_os+Ф₂

在90（90.1，90.2）、92（92.1，92.2）、94和96（96.1，96.2）处的后续步骤被用来分离OFDM实分量和OFDM虚分量。在99处，该并行到串行（P/S）转换器将这些OFDM实分量和OFDM虚分量组合。

OM-OFDM的最显著优点是，通过控制该主导频率，可以控制该信号的PAPR。在不事先知晓该OM-OFDM解调器处的主导频率的情况下，可借助查找表来确定该主导频率，该查找表对照其他参数来映射该信号的PAPR。因此，可以在没有额外的信号信息的情况下确定该主导频率。作为一个实施例，用于一个16矩（16quadrature）幅度调制方案的查找表如下：

PAPR	Ψos	ζ	γ
				7dB	1.5	10000/4096	0.963
8dB	1.5	10000/4096	0.973
				9dB	1.5	10000/4096	0.98
10dB	1.5	10000/4096	0.985
				11dB	1.5	10000/4096	0.988
12dB	1.5	10000/4096	1

在63到99处，用专门开发出的OM-OFDM解调方案来解调该信号，且在96（96.1，96.2）处将OFDM实分量和OFDM虚分量组合，且在99处呈现。

在图4中，用具有在114处的主导频率分量114的频谱高效信号（spectrallyefficientsignal）112，示出了OM-OFDM信号的带宽占用率。主导频率分量114在OM-OFDM调制器中被减去，且在OM-OFDM解调器中被恢复。

发明人发现，OM-OFDM调制方法提供了如下频谱高效信号，其中可以在不从该信号中去除信息的情况下调节PAPR，且不会导致严重的误码退化。此外，由于使用PAPR来确定主导频率，所以不需要传输边信息（sideinformation）。

发明人认为，本发明在数字视频广播（DVB）、全球微波互联接入（WiMax）以及长期演进（LTE）的应用中提供了实质优势。

Claims (17)

1.一种正交频分复用(OFDM)调制方法，包括：

独立地缩放OFDM信号的实分量和虚分量，其中：

和

代表所述OFDM信号的实分量和虚分量的缩放，且其中和分别指代所述OFDM消息信号的实分量和虚分量，m(t)指代所述消息信号，指代常数除法项，且其中Φ₁(t)和Φ₂(t)代表已缩放的实OFDM分量和虚OFDM分量，Φ₁(t)和Φ₂(t)是可互换的；以及

对所述OFDM信号的实分量和虚分量独立地进行相位调制。

2.根据权利要求1所述的方法，包括如下步骤：向所述OFDM信号的实分量中添加偏置项。

3.根据权利要求2所述的方法，包括如下进一步的步骤：从经相位调制的OFDM实分量中减去经相位调制的OFDM虚分量。

4.根据权利要求3所述的方法，其中：

cos(2πf_ct+Φ₁(t)Ψ_os)-cos(2πf_ct+Φ₂(t))

代表向所述OFDM信号的已缩放的实部中添加偏置项以及从经相位调制的OFDM实分量中减去经相位调制的已缩放的OFDM虚分量，且其中Φ₁(t)和Φ₂(t)代表已缩放的OFDM实分量和OFDM虚分量，f_c是载波频率，且Ψ_os代表所述偏置项。

5.根据权利要求4所述的方法，其中Ψ_os是Φ₁(t)和Φ₂(t)的近似二十二倍大。

6.根据权利要求5所述的方法，包括如下进一步的步骤：从已调制的OFDM信号中减去主导频率分量。

7.根据权利要求6所述的方法，其中：

$\mathrm{\&gamma;}2J_0{\left(\mathrm{\&beta;}\right)}^{2}sin(2{\mathrm{\&pi;f}}_{c}t-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_{os}}{2}),0\&le;\mathrm{\&gamma;}<1$

代表从所述OFDM信号中减去的主导频率分量，其中γ是主导频率分量控制因子，β是实信号和虚信号的已适配的相位偏差，且J₀(β)是第一类0阶且自变量为β的贝塞尔函数。

8.一种根据权利要求7所述的方法来控制OFDM信号的峰值-平均功率比(PAPR)的方法，包括：

在OFDM调制器处，从已调制的OFDM信号中减去所述主导频率分量；以及

在OFDM解调器处，恢复所述主导频率分量。

9.根据权利要求8所述的方法，包括：在OFDM调制器处，将所述主导频率分量控制因子(γ)调节到0与1之间的值。

10.根据权利要求8所述的方法，包括：

在OFDM解调器处，通过确定所述信号的峰值-平均功率比来检测所述主导频率分量控制因子；以及

访问查找表，在该查找表中所述峰值-平均功率比是对照下面任何一个或多个来列出的：所述主导频率分量控制因子(γ)、所述偏置项(Ψ_os)以及所述常数除法项

11.一种解调OFDM信号的方法，包括：

检测OFDM已调制信号的峰值-平均功率比(PAPR)；

通过检查所述OFDM信号的峰值-平均功率比，来确定所述OFDM已调制信号的主导频率分量控制因子和常数除法项；

将主导频率重新引入所述OFDM已调制信号；以及

从已接收的信号重构所述OFDM信号的实分量和虚分量。

12.根据权利要求11所述的方法，包括如下进一步的步骤：获得所述OFDM信号的快速傅里叶变换(FFT)。

13.根据权利要求12所述的方法，包括如下进一步的步骤：使所述信号通过均衡器。

14.根据权利要求11所述的方法，其中通过访问查找表来确定所述主导频率分量控制因子，所述查找表对照针对所述主导频率分量控制因子(γ)、偏置项(Ψ_os)以及所述常数除法项的预定值来给出所述峰值-平均功率比。

15.一种OFDM调制器，包括：

缩放单元，用于对已变换的输入信号的虚分量和实分量进行缩放；

偏置项添加单元，用于向所述输入信号的实部中添加偏置项；

相位调制器，用于通过使用余弦波来调制所述输入信号的实分量和虚分量；

减法单元，用于从经相位调制的OFDM实分量中减去经相位调制的OFDM虚分量；以及

减法单元，能运行以从所述输入信号中减去预定的主导频率。

16.一种OFDM解调器，包括：

峰值-平均功率比(PAPR)检测单元，用于确定输入信号的峰值-平均功率比；

查找表，对照针对主导频率分量控制因子(γ)、偏置项(Ψ_os)以及常数除法项的预定值来给出所述峰值-平均功率比；

处理器，用于根据所述查找表中的值来确定主导频率分量；

加法单元，能运行以向所述输入信号中添加预定的主导频率；以及

专门的OFDM解调器，用于解调OFDM信号的实分量和虚分量。

17.一种通信装置，包括根据权利要求15所述的调制器以及根据权利要求16所述的解调器。