JP2008099166A - 信号生成装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ピークを抑圧したマルチキャリア方式の信号を生成する。
【解決手段】
本発明にかかる信号生成装置は、送信データにおける実数成分の最大値および最小値と、虚数成分の最大値および最小値とを検出する手段と、検出された実数成分の最大値および最小値の平均値と、検出された虚数成分の最大値および最小値の平均値とを計算する手段と、送信データと計算された実数成分の平均値および虚数成分の平均値からなる平均データとの差分を出力する手段と、送信データから、最大振幅を有する送信データを検出し、検出した送信データをその振幅で除算する手段と、送信データに、除算された送信データの複素共役データを乗算する手段と、平均データに、除算された送信データを乗算する手段とを有する。
【選択図】図８
【解決手段】
本発明にかかる信号生成装置は、送信データにおける実数成分の最大値および最小値と、虚数成分の最大値および最小値とを検出する手段と、検出された実数成分の最大値および最小値の平均値と、検出された虚数成分の最大値および最小値の平均値とを計算する手段と、送信データと計算された実数成分の平均値および虚数成分の平均値からなる平均データとの差分を出力する手段と、送信データから、最大振幅を有する送信データを検出し、検出した送信データをその振幅で除算する手段と、送信データに、除算された送信データの複素共役データを乗算する手段と、平均データに、除算された送信データを乗算する手段とを有する。
【選択図】図８
Description
本発明は、マルチキャリア方式の信号を生成する信号生成装置に関する。
例えば、特許文献１は、符号誤り率を低減させたマルチキャリア方式（例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）など）の信号を生成する装置を開示する。
また、特許文献２は、直流成分を含むサブキャリアを情報転送に使用しないことによって、ピークを抑圧したマルチキャリア方式の信号を生成する装置を開示する。
しかしながら、特許文献１および２は、直流成分を補正することによって、ピークを抑圧したマルチキャリア方式の信号を生成する装置を開示しない。
特願平９−１６１４８６
特願平１０−９０７０
また、特許文献２は、直流成分を含むサブキャリアを情報転送に使用しないことによって、ピークを抑圧したマルチキャリア方式の信号を生成する装置を開示する。
しかしながら、特許文献１および２は、直流成分を補正することによって、ピークを抑圧したマルチキャリア方式の信号を生成する装置を開示しない。
本発明は、上述した背景からなされたものであり、直流成分を補正することによって、ピークを抑圧したマルチキャリア方式の信号を生成できる信号生成装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明にかかる信号生成装置は、送信データにおける実数成分の最大値および最小値と、虚数成分の最大値および最小値とを検出する検出手段と、前記検出された実数成分の最大値および最小値の平均値と、前記検出された虚数成分の最大値および最小値の平均値とを計算する計算手段と、前記送信データと、前記計算された実数成分の平均値および虚数成分の平均値からなる平均データとの差分を出力する出力手段と、前記送信データから、最大振幅を有する送信データを検出し、前記検出した送信データをその振幅で除算する除算手段と、前記送信データに、前記除算された送信データの虚数成分の符号を逆にした複素共役データを乗算する乗算手段と、前記平均データに、前記除算された送信データを乗算する乗算手段とを有する。
本発明にかかる信号生成装置によれば、ピークを抑圧したマルチキャリア方式の信号を生成することができる。
[一般的なＯＦＤＭ送信装置１]
本発明の実施形態の説明に先立ち、その理解を助けるために、まず、一般的なＯＦＤＭ送信装置を説明する。
図１は、一般的なＯＦＤＭ送信装置１の構成を例示する図である。
本発明の実施形態の説明に先立ち、その理解を助けるために、まず、一般的なＯＦＤＭ送信装置を説明する。
図１は、一般的なＯＦＤＭ送信装置１の構成を例示する図である。
図１に示すように、一般的なＯＦＤＭ送信装置１は、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１００、マッピング部１０２−１〜１０２−Ｎ、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆フーリエ変換）部１０４、ピーク抑圧回路１２、直交変調部１０６、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部１０８、周波数変換部１１０、信号増幅部（ＡＭＰ）１１２および送信アンテナ１１４から構成される。
ＯＦＤＭ送信装置１は、このような構成により、外部から入力される送信データからＯＦＤＭ方式の送信信号を生成し、無線通信回線に対して送信する。
ＯＦＤＭ送信装置１は、このような構成により、外部から入力される送信データからＯＦＤＭ方式の送信信号を生成し、無線通信回線に対して送信する。
なお、以下、マッピング部１０２−１〜１０２−Ｎなど、複数あり得る構成部分のいずれかを特定せずに示すときは、単にマッピング部１０２などと略記することがある。
また、以下、各図において、実質的に同じ構成部分には、同じ符号が付される。
また、以下、各図において、実質的に同じ構成部分には、同じ符号が付される。
Ｓ／Ｐ変換部１００は、シリアル形式で入力される送信データをパラレル形式に変換する。
さらに、Ｓ／Ｐ変換部１００は、パラレル形式に変換された送信データを、変調方式に応じた数を単位とするＮ個のデジタルシンボルに分け、Ｎ個のデジタルシンボルそれぞれを、マッピング部１０２−１〜１０２−Ｎそれぞれに対して出力する。
さらに、Ｓ／Ｐ変換部１００は、パラレル形式に変換された送信データを、変調方式に応じた数を単位とするＮ個のデジタルシンボルに分け、Ｎ個のデジタルシンボルそれぞれを、マッピング部１０２−１〜１０２−Ｎそれぞれに対して出力する。
例えば、変調方式がＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；二位相偏移変調）であるときには、デジタルシンボルそれぞれに含まれる送信データのビット数は１ビットとなる。
また、変調方式が１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation；直交振幅変調）であるときには、デジタルシンボルそれぞれに含まれる送信データのビット数は４ビットとなる。
また、変調方式が１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation；直交振幅変調）であるときには、デジタルシンボルそれぞれに含まれる送信データのビット数は４ビットとなる。
マッピング部１０２−１〜１０２−Ｎそれぞれは、Ｓ／Ｐ変換部１００から入力された１つのデジタルシンボルを信号点にマッピングし、マッピングの結果として得られた信号点を、ＩＦＦＴ部１０４に対して出力する。
ＩＦＦＴ部１０４は、マッピング部１０２から入力された信号点に対してＩＦＦＴ処理を行い、Ｎ個のデジタルシンボルによりＮ個のサブキャリアを変調し、ＩＦＦＴサンプル（ＯＦＤＭシンボルデータ）を生成し、ピーク抑圧回路１２に対して出力する。
ＩＦＦＴ部１０４は、マッピング部１０２から入力された信号点に対してＩＦＦＴ処理を行い、Ｎ個のデジタルシンボルによりＮ個のサブキャリアを変調し、ＩＦＦＴサンプル（ＯＦＤＭシンボルデータ）を生成し、ピーク抑圧回路１２に対して出力する。
ピーク抑圧回路１２は、ＩＦＦＴ部１０４から入力されたＩＦＦＴサンプルの電圧ピークを抑え、直交変調部１０６に対して出力する（詳細は、図２を参照して後述）。
直交変調部１０６は、ピーク抑圧回路１２から入力されたＩＦＦＴサンプルを直交変調し、Ｄ／Ａ変換部１０８に対して変調データとして出力する。
直交変調部１０６は、ピーク抑圧回路１２から入力されたＩＦＦＴサンプルを直交変調し、Ｄ／Ａ変換部１０８に対して変調データとして出力する。
Ｄ／Ａ変換部１０８は、直交変調部１０６から入力されたデジタル形式のデータを、アナログ形式の信号に変換し、送信信号として、周波数変換部１１０に対して出力する。
周波数変換部１１０は、Ｄ／Ａ変換部１０８から入力された送信信号の周波数を、所定の信号を用いて変換し、ＡＭＰ１１２に対して出力する。
周波数変換部１１０は、Ｄ／Ａ変換部１０８から入力された送信信号の周波数を、所定の信号を用いて変換し、ＡＭＰ１１２に対して出力する。
ＡＭＰ１１２は、周波数変換部１１０から入力された送信信号を増幅し、送信アンテナ１１４を介して無線通信回線に対して送信する。
なお、ＯＦＤＭ通信において、復調側でのＤＣ（Direct Current）オフセット補償が不要になるというメリットがあることから、ＤＣサブキャリア（センターサブキャリア）には送信データをマッピングしないことが多い。
なお、ＯＦＤＭ通信において、復調側でのＤＣ（Direct Current）オフセット補償が不要になるというメリットがあることから、ＤＣサブキャリア（センターサブキャリア）には送信データをマッピングしないことが多い。
[ピーク抑圧回路１２]
以下、一般的なＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路１２を説明する。
図２は、ピーク抑圧回路１２のハードウエア構成を例示する図である。
図２に示すように、ピーク抑圧回路１２は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０およびピークリミッタ１２２から構成される。
以下、一般的なＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路１２を説明する。
図２は、ピーク抑圧回路１２のハードウエア構成を例示する図である。
図２に示すように、ピーク抑圧回路１２は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０およびピークリミッタ１２２から構成される。
Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０は、ＩＦＦＴ部１０４から入力されたＩＦＦＴサンプルそれぞれのＩ相データおよびＱ相データを検出し、ピークリミッタ１２２に対して出力する。
例えば、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０は、以下の数１に示すように、Ｉ相データおよびＱ相データによって表されるＩＦＦＴサンプルＳ（ｔ）を、ピークリミッタ１２２に対して出力する（ただし、ｔ＝１〜Ｎ（ＮはＩＦＦＴサンプル数を示す））。
例えば、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０は、以下の数１に示すように、Ｉ相データおよびＱ相データによって表されるＩＦＦＴサンプルＳ（ｔ）を、ピークリミッタ１２２に対して出力する（ただし、ｔ＝１〜Ｎ（ＮはＩＦＦＴサンプル数を示す））。
ピークリミッタ１２２は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０から入力されたＩＦＦＴサンプルの電圧ピークを抑え、直交変調部１０６に対して出力する。
例えば、ピークリミッタ１２２は、あらかじめ設定した閾値を越える電圧を除去するクリッピング法によって電圧ピークを抑え、電圧ピークを抑えたＩＦＦＴサンプルを直交変調部１０６に対して出力する。
例えば、ピークリミッタ１２２は、あらかじめ設定した閾値を越える電圧を除去するクリッピング法によって電圧ピークを抑え、電圧ピークを抑えたＩＦＦＴサンプルを直交変調部１０６に対して出力する。
図３は、一般的なＯＦＤＭ送信装置１によって生成されるＯＦＤＭ信号を、Ｉ−Ｑ平面上に表示した図である。
なお、図３に示される円は、ピークリミッタ１２２がクリッピングを行うための閾値を示す（以下、他の各図においても同様）。
なお、図３に示される円は、ピークリミッタ１２２がクリッピングを行うための閾値を示す（以下、他の各図においても同様）。
ＡＭＰ１１２（図１）に入力される信号の振幅が適切であるときには、入力された送信信号は、ＡＭＰ１１２の増幅特性のうち、非線形領域で増幅されるので、出力信号に生じる歪は小さい。
これに対して、送信信号のピークが、入力振幅の適切な範囲を超えるとき、ピーク部分は、ＡＭＰ１１２の非線形領域において増幅され、この部分の出力信号には、大きな非線形歪が生成される。
これに対して、送信信号のピークが、入力振幅の適切な範囲を超えるとき、ピーク部分は、ＡＭＰ１１２の非線形領域において増幅され、この部分の出力信号には、大きな非線形歪が生成される。
そこで、ＯＦＤＭ送信装置１においては、非線形歪を防止するため、上述したように、クリッピング法などによって電圧ピークを抑えるという対策が行われる。
しかしながら、単に電圧ピークをクリップするだけでは、非線形歪を防止するのに充分ではなく、非線形歪によって、さらに隣接帯域への送信スプリアス信号が生じるおそれがある。
しかしながら、単に電圧ピークをクリップするだけでは、非線形歪を防止するのに充分ではなく、非線形歪によって、さらに隣接帯域への送信スプリアス信号が生じるおそれがある。
したがって、閾値を越えてクリッピングされるデータ量を減らし、非線形歪を軽減することが望ましい。
以下に説明する本発明の第１の実施形態は、このような要望に従って、一般的なＯＦＤＭ送信装置１が改良されたものである。
以下に説明する本発明の第１の実施形態は、このような要望に従って、一般的なＯＦＤＭ送信装置１が改良されたものである。
[第１の実施形態]
以下、本発明の第１の実施形態を説明する。
図４は、本発明に係る第１のＯＦＤＭ送信装置２の構成を例示する図である。
以下、本発明の第１の実施形態を説明する。
図４は、本発明に係る第１のＯＦＤＭ送信装置２の構成を例示する図である。
図４に示すように、第１のＯＦＤＭ送信装置２は、Ｓ／Ｐ変換部１００、マッピング部１０２、ＩＦＦＴ部１０４、ピーク抑圧回路２０、直交変調部１０６、Ｄ／Ａ変換部１０８、周波数変換部１１０、ＡＭＰ１１２および送信アンテナ１１４から構成される。
図４に示すように、第１のＯＦＤＭ送信装置２は、図１に示した一般的なＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路１２を、ピーク抑圧回路２０に代替した構成を採る。
図４に示すように、第１のＯＦＤＭ送信装置２は、図１に示した一般的なＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路１２を、ピーク抑圧回路２０に代替した構成を採る。
[ピーク抑圧回路２０]
以下、第１のＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路２０を説明する。
図５は、ピーク抑圧回路２０のハードウエア構成を例示する図である。
以下、第１のＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路２０を説明する。
図５は、ピーク抑圧回路２０のハードウエア構成を例示する図である。
図５に示すように、ピーク抑圧回路２０は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０、最大値・最小値検出部２００、振幅中心計算部２０２、差分回路２０４およびピークリミッタ１２２から構成される。
図５に示すように、第１のＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路２０は、図２に示した一般的なＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路１２に、最大値・最小値検出部２００、振幅中心計算部２０２および差分回路２０４を付加した構成を採る。
図５に示すように、第１のＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路２０は、図２に示した一般的なＯＦＤＭ送信装置１におけるピーク抑圧回路１２に、最大値・最小値検出部２００、振幅中心計算部２０２および差分回路２０４を付加した構成を採る。
最大値・最小値検出部２００は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０から入力されたＩ相データおよびＱ相データにおいて、それぞれの最大値および最小値を検出し、振幅中心計算部２０２に対して出力する。
例えば、最大値・最小値検出部２００は、１ＯＦＤＭシンボル毎にＩ相データの最大値Ｉ（ｉｍａｘ）、Ｉ相データの最小値Ｉ（ｉｍｉｎ）、Ｑ相データの最大値Ｑ（ｑｍａｘ）およびＱ相データの最小値Ｑ（ｑｍｉｎ）を検出する。
例えば、最大値・最小値検出部２００は、１ＯＦＤＭシンボル毎にＩ相データの最大値Ｉ（ｉｍａｘ）、Ｉ相データの最小値Ｉ（ｉｍｉｎ）、Ｑ相データの最大値Ｑ（ｑｍａｘ）およびＱ相データの最小値Ｑ（ｑｍｉｎ）を検出する。
振幅中心計算部２０２は、最大値・最小値検出部２００から入力されたＩ相データの最大値および最小値の中央である平均値と、Ｑ相データの最大値および最小値の平均値とを計算して、差分回路２０４に対して出力する。
例えば、振幅中心計算部２０２は、以下の数２によって、Ｉ相データの最大値Ｉ（ｉｍａｘ）およびＩ相データの最小値Ｉ（ｉｍｉｎ）の平均値Ｉ（ｉａｖｒ）を計算し、差分回路２０４に対して出力する。
これと同様に、振幅中心計算部２０２は、Ｑ相データの平均値Ｑ（qａｖｒ）を計算し、差分回路２０４に対して出力する。
例えば、振幅中心計算部２０２は、以下の数２によって、Ｉ相データの最大値Ｉ（ｉｍａｘ）およびＩ相データの最小値Ｉ（ｉｍｉｎ）の平均値Ｉ（ｉａｖｒ）を計算し、差分回路２０４に対して出力する。
これと同様に、振幅中心計算部２０２は、Ｑ相データの平均値Ｑ（qａｖｒ）を計算し、差分回路２０４に対して出力する。
差分回路２０４は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０から入力されたＩＦＦＴサンプルそれぞれと、振幅中心計算部２０２から入力されたＩ相の平均値およびＱ相の平均値からなる平均データＳ（ｔａｖｒ）（＝Ｉ（ｉａｖｒ）＋ｊ＊Ｑ（qａｖｒ））との差分データＳ（ｔ）´を計算し、ピークリミッタ１２２に対して出力する。
例えば、差分回路２０４は、以下の数３によって差分データＳ（ｔ）´を計算し、ピークリミッタ１２２に対して出力する。
例えば、差分回路２０４は、以下の数３によって差分データＳ（ｔ）´を計算し、ピークリミッタ１２２に対して出力する。
図６は、第１のＯＦＤＭ送信装置１が出力するＯＦＤＭ信号を、Ｉ−Ｑ平面上に表示した図である。
図６に示すように、第１のＯＦＤＭ送信装置１においては、平均データによる補正が行なわれるため、電圧ピークが減衰され、クリッピングにより発生する非線形ゆがみが軽減される。
図６に示すように、第１のＯＦＤＭ送信装置１においては、平均データによる補正が行なわれるため、電圧ピークが減衰され、クリッピングにより発生する非線形ゆがみが軽減される。
第１のＯＦＤＭ送信装置１は、ＤＣサブキャリアを用いることによって、ＩＦＦＴ演算を再度行うことなく、簡易な構成で歪を増加させずに電圧ピークを減衰できる。
しかしながら、上述した平均データが最大値・最小値検出部２００において検出されるピークがＩ−Ｑ平面上のどの位置にあるかによって、平均データは異なってしまう。
しかしながら、上述した平均データが最大値・最小値検出部２００において検出されるピークがＩ−Ｑ平面上のどの位置にあるかによって、平均データは異なってしまう。
例えば、閾値を越える電圧ピークが１つあるとき、電圧ピークが同じ大きさであっても、Ｉ軸またはＱ軸からの角度によっては、平均データの大きさおよび電圧ピークに対する向きが異なる。
このように、電圧ピーク抑圧率がばらつくことで、十分なＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）の改善を得ることが難しくなる。
以下に説明する本発明の第２の実施形態は、このような課題に基づいて、本発明の第１の実施形態が改良されたものである。
このように、電圧ピーク抑圧率がばらつくことで、十分なＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）の改善を得ることが難しくなる。
以下に説明する本発明の第２の実施形態は、このような課題に基づいて、本発明の第１の実施形態が改良されたものである。
[第２の実施形態]
以下、本発明の第２の実施形態を説明する。
図７は、本発明に係る第２のＯＦＤＭ送信装置３の構成を例示する図である。
以下、本発明の第２の実施形態を説明する。
図７は、本発明に係る第２のＯＦＤＭ送信装置３の構成を例示する図である。
図７に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３は、Ｓ／Ｐ変換部１００、マッピング部１０２、ＩＦＦＴ部１０４、ピーク抑圧回路３０、直交変調部１０６、Ｄ／Ａ変換部１０８、周波数変換部１１０、ＡＭＰ１１２および送信アンテナ１１４から構成される。
図７に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３は、図４に示した第１のＯＦＤＭ送信装置におけるピーク抑圧回路２０を、ピーク抑圧回路３０に代替した構成を採る。
図７に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３は、図４に示した第１のＯＦＤＭ送信装置におけるピーク抑圧回路２０を、ピーク抑圧回路３０に代替した構成を採る。
[ピーク抑圧回路３０]
以下、第２のＯＦＤＭ送信装置３におけるピーク抑圧回路３０を説明する。
図８は、ピーク抑圧回路３０のハードウエア構成を例示する図である。
以下、第２のＯＦＤＭ送信装置３におけるピーク抑圧回路３０を説明する。
図８は、ピーク抑圧回路３０のハードウエア構成を例示する図である。
図８に示すように、ピーク抑圧回路３０は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０、ピークサンプル検出部３００、補正ベクトル演算部３０２、位相回転部３０４、最大値・最小値検出部２００、振幅中心計算部２０２、逆位相回転部３０６、差分回路２０４およびピークリミッタ１２２から構成される。
図８に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３におけるピーク抑圧回路３０は、図５に示した第１のＯＦＤＭ送信装置２におけるピーク抑圧回路２０に、ピークサンプル検出部３００、補正ベクトル演算部３０２、位相回転部３０４および逆位相回転部３０６を付加した構成を採る。
図８に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３におけるピーク抑圧回路３０は、図５に示した第１のＯＦＤＭ送信装置２におけるピーク抑圧回路２０に、ピークサンプル検出部３００、補正ベクトル演算部３０２、位相回転部３０４および逆位相回転部３０６を付加した構成を採る。
ピークサンプル検出部３００は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０から入力された１ＯＦＤＭシンボル分のＩＦＦＴサンプルのうち、電力が最大であるＩＦＦＴサンプルＳ（ｖmax）を検出し、補正ベクトル演算部３０２に対して出力する。
なお、Ｓ（ｖmax）は以下の数４によって示される。
なお、Ｓ（ｖmax）は以下の数４によって示される。
補正ベクトル演算部３０２は、以下の数５によって、ピークサンプル検出部３００から入力されたＳ（ｖmax）の単位ベクトルｓ（ｖmax）を計算し、位相回転部３０４および逆位相回転部３０６に対して出力する。
位相回転部３０４は、以下の数６によって、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０から入力されたＩＦＦＴサンプルに、補正ベクトル演算部３０２から入力された単位ベクトルｓ（ｖmax）の複素共役ｓ（ｖmax）＊（＝Ｉ（ｖmax）― ｊ＊ Ｑ（ｖmax））を乗算して、電力が最大であるＩＦＦＴサンプルがＩ軸上に位置するよう位相回転を行う。
さらに、位相回転部３０４は、位相回転されたＲＳ（ｔ）を、最大値・最小値検出部２００に対して出力する。
さらに、位相回転部３０４は、位相回転されたＲＳ（ｔ）を、最大値・最小値検出部２００に対して出力する。
図９は、位相回転部３０４から出力されるＲＳ（ｔ）を、Ｉ−Ｑ平面上に表示した図である。
図９に示すように、電力が最大であるＩＦＦＴサンプルがＩ軸上に位置するように、シンボル全体が反時計回りの矢印が示すように回転する。
図９に示すように、電力が最大であるＩＦＦＴサンプルがＩ軸上に位置するように、シンボル全体が反時計回りの矢印が示すように回転する。
以下、図８に戻り、ピーク抑圧回路３０の構成部分を説明する。
逆位相回転部３０６は、以下の数７によって、振幅中心計算部２０２から入力された平均データＳ（ｔａｖｒ）に、補正ベクトル演算部３０２から入力された単位ベクトルｓ（ｖmax）を乗算することによって、平均データＳ（ｔａｖｒ）が位相回転前の電力ピークの位置に存在するよう逆位相回転を行う。
逆位相回転部３０６は、以下の数７によって、振幅中心計算部２０２から入力された平均データＳ（ｔａｖｒ）に、補正ベクトル演算部３０２から入力された単位ベクトルｓ（ｖmax）を乗算することによって、平均データＳ（ｔａｖｒ）が位相回転前の電力ピークの位置に存在するよう逆位相回転を行う。
さらに、逆位相回転部３０６は、位相回転されたＤＳ（ｔａｖｒ）を、差分回路２０４に対して出力する。
差分回路２０４は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０から入力されたＩＦＦＴサンプルそれぞれと、逆位相回転部３０６から入力された位相回転データＤＳ（ｔａｖｒ）との差分データを計算し、ピークリミッタ１２２に対して出力する。
差分回路２０４は、Ｉ相・Ｑ相データ検出部１２０から入力されたＩＦＦＴサンプルそれぞれと、逆位相回転部３０６から入力された位相回転データＤＳ（ｔａｖｒ）との差分データを計算し、ピークリミッタ１２２に対して出力する。
図１０は、第２のＯＦＤＭ送信装置３が出力するＯＦＤＭ信号を、Ｉ−Ｑ平面上に表示した図である。
図１０に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３においては、図６に示した第１のＯＦＤＭ送信装置２に比べて、電圧ピークが減衰されている。
このように、第２のＯＦＤＭ送信装置３においては、Ｉシンボル内の最大電圧がＩ軸（またはＱ軸）上に位置するように位相回転を与えた状態で平均データを算出するため、最大ピーク電圧がＩ−Ｑ平面上のどの位置にあるかに関わらず、最大ピークに対する抑圧率のばらつきが抑えられるとともに、最大ピーク電圧の次以降に大きいピーク電圧も考慮した適切なピーク抑圧を行うことができる。
図１０に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３においては、図６に示した第１のＯＦＤＭ送信装置２に比べて、電圧ピークが減衰されている。
このように、第２のＯＦＤＭ送信装置３においては、Ｉシンボル内の最大電圧がＩ軸（またはＱ軸）上に位置するように位相回転を与えた状態で平均データを算出するため、最大ピーク電圧がＩ−Ｑ平面上のどの位置にあるかに関わらず、最大ピークに対する抑圧率のばらつきが抑えられるとともに、最大ピーク電圧の次以降に大きいピーク電圧も考慮した適切なピーク抑圧を行うことができる。
図１１は、ＯＦＤＭ送信装置１〜３におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude；変調精度）改善量を示す表である。
図１１に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３において、ＥＶＭ改善量が最も大きい。
図１１に示すように、第２のＯＦＤＭ送信装置３において、ＥＶＭ改善量が最も大きい。
１・・・一般的なＯＦＤＭ送信装置
１００・・・Ｓ／Ｐ変換部
１０２・・・マッピング部
１０４・・・ＩＦＦＴ部
１２・・・ピーク抑圧回路
１２０・・・Ｉ相・Ｑ相データ検出部
１２２・・・ピークリミッタ
１０６・・・直交変調部
１０８・・・Ｄ／Ａ
１１０・・・周波数変換部
１１２・・・ＡＭＰ
１１４・・・送信アンテナ
２・・・第１のＯＦＤＭ送信装置
２０・・・ピーク抑圧回路
２００・・・最大値・最小値検出部
２０２・・・振幅中心計算部
２０４・・・差分回路
３・・・第２のＯＦＤＭ送信装置
３０・・・ピーク抑圧回路
３００・・・ピークサンプル検出部
３０２・・・補正ベクトル演算部
３０４・・・位相回転部
３０６・・・逆位相回転部
１００・・・Ｓ／Ｐ変換部
１０２・・・マッピング部
１０４・・・ＩＦＦＴ部
１２・・・ピーク抑圧回路
１２０・・・Ｉ相・Ｑ相データ検出部
１２２・・・ピークリミッタ
１０６・・・直交変調部
１０８・・・Ｄ／Ａ
１１０・・・周波数変換部
１１２・・・ＡＭＰ
１１４・・・送信アンテナ
２・・・第１のＯＦＤＭ送信装置
２０・・・ピーク抑圧回路
２００・・・最大値・最小値検出部
２０２・・・振幅中心計算部
２０４・・・差分回路
３・・・第２のＯＦＤＭ送信装置
３０・・・ピーク抑圧回路
３００・・・ピークサンプル検出部
３０２・・・補正ベクトル演算部
３０４・・・位相回転部
３０６・・・逆位相回転部
Claims (1)
- 送信データにおける実数成分の最大値および最小値と、虚数成分の最大値および最小値とを検出する検出手段と、
前記検出された実数成分の最大値および最小値の平均値と、前記検出された虚数成分の最大値および最小値の平均値とを計算する計算手段と、
前記送信データと、前記計算された実数成分の平均値および虚数成分の平均値からなる平均データとの差分を出力する出力手段と、
前記送信データから、最大振幅を有する送信データを検出し、前記検出した送信データをその振幅で除算する除算手段と、
前記送信データに、前記除算された送信データの虚数成分の符号を逆にした複素共役データを乗算する乗算手段と、
前記平均データに、前記除算された送信データを乗算する乗算手段と
を有する信号生成装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006281196A JP2008099166A (ja) | 2006-10-16 | 2006-10-16 | 信号生成装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006281196A JP2008099166A (ja) | 2006-10-16 | 2006-10-16 | 信号生成装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2008099166A true JP2008099166A (ja) | 2008-04-24 |
Family
ID=39381507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2006281196A Pending JP2008099166A (ja) | 2006-10-16 | 2006-10-16 | 信号生成装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2008099166A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013530616A (ja) * | 2010-05-12 | 2013-07-25 | ユニバーシティ オブ プレトリア | 信号の変調方式 |
| JP2013153377A (ja) * | 2012-01-26 | 2013-08-08 | Icom Inc | 通信機および通信方法 |
| JP2013175876A (ja) * | 2012-02-24 | 2013-09-05 | Icom Inc | 通信機および通信方法 |
| JP2013187609A (ja) * | 2012-03-06 | 2013-09-19 | Icom Inc | 通信機および通信方法 |
| US11424774B2 (en) | 2020-03-11 | 2022-08-23 | Fujitsu Limited | Wireless communication apparatus and coefficient updating method |
-
2006
- 2006-10-16 JP JP2006281196A patent/JP2008099166A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013530616A (ja) * | 2010-05-12 | 2013-07-25 | ユニバーシティ オブ プレトリア | 信号の変調方式 |
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| US8995566B2 (en) | 2012-02-24 | 2015-03-31 | Icom Incorporated | Communication apparatus and communication method |
| JP2013187609A (ja) * | 2012-03-06 | 2013-09-19 | Icom Inc | 通信機および通信方法 |
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