JP2014526201A

JP2014526201A - フィルタバンク・マルチキャリア・システムにおいてｐａｐｒを低減させるための方法および装置

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Publication number: JP2014526201A
Application number: JP2014523410A
Authority: JP
Inventors: リー，ドン
Original assignee: アルカテル−ルーセント
Priority date: 2011-07-29
Filing date: 2012-07-13
Publication date: 2014-10-02
Also published as: KR20140053251A; CN102904854A; EP2737676A2; EP2737676A4; US20140192925A1; WO2013017930A2; WO2013017930A3; WO2013017930A9

Abstract

本発明は、フィルタバンク・マルチキャリア・システムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法に関し、方法は、送信されるデータに対してコンステレーション変調を実行するステップ（２１０）と、コンステレーション変調から得られたＫ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルに対してＫ点離散フーリエ変換を実行するステップ（２２０）と、離散フーリエ変換から得られたデータ・ベクトルに対してオフセット直交振幅変調を実行するステップ（２３０）とを含み、パラメータＫは、送信されるデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。本発明において提案されるソリューションを用いた場合、多数の操作を追加することなく、信号のＰＡＰＲを著しく低減させることができ、それによって、電力増幅回路の効率が高められ、有効送信電力が高められ、電力増幅フェーズ中の信号の非線形歪みが緩和される。

Description

本開示は、ワイヤレス通信ネットワークに関し、詳細には、フィルタバンク・マルチキャリア・システムにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法に関する。

４Ｇモバイル通信システムでは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）が使用されていた。しかし、ＯＦＤＭでは、帯域外放射が大きく、保護帯域オーバヘッドが少なくなく、周波数分解能が制限されるという難点のため、ＯＦＤＭシステムのアプリケーションは、制約を受ける。フィルタバンク・マルチキャリア（ＦＢＭＣ）システムは、そのサブキャリア・スペクトルの帯域外減衰が速やかであり、隣接サブキャリアへの干渉が小さいため、ＯＦＤＭの代替ソリューションとなることが有望視されている。

さらに、ＦＢＭＣシステムは、サイクリック・プレフィックスを省略でき、スペクトル効率を改善でき、時間と周波数の同期誤差に対して頑健であるなどの利点も有する。

残念なことに、ＦＢＭＣは、送信信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が高いという問題に悩まされている。高いピーク対平均電力比は、電力消費の増加を引き起こす傾向にあり、これは、特にユーザ機器においては、非常に不都合なことがある。加えて、高いピーク対平均電力比はさらに、電力増幅フェーズ中に送信信号の非線形歪みを引き起こす傾向にあり、これも同様に、回避しなければならない。

本発明の目的は、フィルタバンク・マルチキャリア・システムにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法を提供することであり、これは、非常に有益である。

本発明の一態様によれば、フィルタバンク・マルチキャリア・システムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法が提案され、方法は、送信されるデータに対してコンステレーション変調を実行するステップと、コンステレーション変調から得られたＫ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルに対してＫ点離散フーリエ変換を実行するステップと、離散フーリエ変換から得られたデータ・ベクトルに対してオフセット直交振幅変調を実行するステップとを含み、パラメータＫは、送信されるデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。

さらに、オフセット直交振幅変調のステップは、データ・ベクトルの実数部を第１のフィルタバンク・マルチキャリア・シンボルにマッピングするステップと、データ・ベクトルの虚数部を第２のフィルタバンク・マルチキャリア・シンボルにマッピングするステップとを含む。

またさらに、第１および第２のフィルタバンク・マルチキャリア・シンボルの各要素内に含まれる位相は、要素が属しているフィルタバンク・マルチキャリア・シンボルの時間領域インデックスと、対応するサブキャリアの周波数領域インデックスとによって決定される。

本発明の別の態様によれば、フィルタバンク・マルチキャリア・システムの受信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法が提案され、方法は、チャネル等化の後の信号に対してオフセット直交振幅変調の復調を実行するステップと、オフセット直交振幅変調の復調の後の信号に対してＫ点逆離散フーリエ変換を実行するステップと、逆離散フーリエ変換の後の信号に対してコンステレーション変調の復調を実行するステップとを含み、パラメータＫは、送信された対応するデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。

本発明の別の態様によれば、フィルタバンク・マルチキャリア・システムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置が提案され、装置は、送信されるデータに対してコンステレーション変調を実行するように構成されたコンステレーション変調デバイスと、コンステレーション変調から得られたＫ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルに対してＫ点離散フーリエ変換を実行するように構成された離散フーリエ変換デバイスと、離散フーリエ変換から得られたデータ・ベクトルに対してオフセット直交振幅変調を実行するように構成されたオフセット直交振幅変調デバイスとを備え、パラメータＫは、送信されるデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。

本発明の別の態様によれば、フィルタバンク・マルチキャリア・システムの受信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置が提案され、装置は、チャネル等化の後の信号に対してオフセット直交振幅変調の復調を実行するように構成されたオフセット直交振幅変調復調デバイスと、オフセット直交振幅変調の復調後の信号に対してＫ点逆離散フーリエ変換を実行するように構成された逆離散フーリエ変換デバイスと、逆離散フーリエ変換の後の信号に対してコンステレーション変調の復調を実行するように構成されたコンステレーション変調復調デバイスとを備え、パラメータＫは、送信される対応するデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。

本発明において提案されるソリューションを用いた場合、多数の操作を追加することなく、信号のピーク対平均電力比を著しく低減させることができる。したがって、電力増幅回路の効率、および有効送信電力を高めることができ、電力増幅フェーズ中の信号の非線形歪みを小さくすることができる。さらに、オフセット直交振幅変調のソリューションは、本発明において提案されるソリューションを用いてさらに最適化された。そのような最適化オフセット直交振幅変調ソリューションは、離散フーリエ変換の導入後、最適なピーク対平均電力比を達成することができる。

本発明の好ましい実施形態が、図面を参照しながら、例によって、以下でさらに詳細に説明される。

既存のＦＢＭＣシステムの送信デバイスにおける信号フローチャートである。本発明の一実施形態によるＦＢＭＣシステムの送信デバイスにおける信号フローチャートである。図２に示された実施形態におけるマルチキャリア・フィルタリングの信号フローチャートである。本発明の一実施形態によるＯＱＡＭ変調方式の信号フローチャートである。本発明の一実施形態によるポリフェーズ・フィルタの信号フローチャートである。本発明の別の実施形態によるＦＢＭＣシステムの受信デバイスにおける信号フローチャートである。図６に示された実施形態におけるマルチキャリア・フィルタリングの信号フローチャートである。図４に示された実施形態に対応するＯＱＡＭ復調方式の信号フローチャートである。図５に示された実施形態に対応するポリフェーズ・フィルタの信号フローチャートである。本発明の一実施形態によるＦＢＭＣシステムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置の図である。本発明の一実施形態によるＦＢＭＣシステムの受信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置の図である。

同一または類似の参照番号は、同一または類似のステップ特徴またはデバイス（モジュール）を示す。

本発明の実施形態が、図面を参照しながら、例によって、以下で詳細に説明される。

図１は、既存のＦＢＭＣシステムの送信デバイスにおける信号フローチャートを示している。示されるように、既存のＦＢＭＣシステムでは、チャネル符号化が情報ビットに対して実行された後、最初に、コンステレーション変調１１０が、送信されるデータに対して実行される。コンステレーション変調１１０の方式は、データ・ビットをコンステレーション・シンボルに変換するための、多相位相偏移変調（ＭＰＳＫ）または直交振幅変調（ＱＡＭ）などとすることができる。次に、直並列変換（図示されず）が、得られたコンステレーション・シンボルに対して実行される。オフセット直交振幅変調（ＯＱＡＭ）１３０が、Ｋ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルに対して実行され、パラメータＫは、送信されるデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。ＯＱＡＭ変調の後、Ｋ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルは、２つのＦＢＭＣシンボルにマッピングされる。先行技術において利用可能な様々なＯＱＡＭ変調方式が存在する。その後、ＦＢＭＣシンボルが、サブキャリア・マッピング１５０を通して、対応するサブキャリアにマッピングされる。その後、マルチキャリア・フィルタリング１６０が、サブキャリア・マッピングの出力に対して実行される。

さらに、マルチキャリア・フィルタリング１６０は、サブキャリア・マッピング１５０の出力に対してＭ点逆離散フーリエ変換を実行することと、逆離散フーリエ変換後の信号に対してポリフェーズ・フィルタリング・プロセスを実行することとをさらに含む。ここで、パラメータＭは、システムのサブキャリアの総数を表す。送信されるデータに対してチャネル符号化を実行するステップを、コンステレーション変調１１０の前にさらに含むことができる。

先に述べたように、既存のＦＢＭＣシステムは、ピーク対平均電力比が高いという問題に悩まされている。先行技術のこの問題に対処するため、ＦＢＭＣシステムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法が、本発明の一実施形態によって提案され、その信号フローチャートが、図２に示されている。

本発明のこの実施形態が、図２を参照しながら、詳細ではあるが非限定的に以下で説明される。図２に示されるように、本発明のこの実施形態によれば、信号に対してＫ点ＤＦＴプロセス２２０を実行するステップが、コンステレーション変調２１０とＯＱＡＭ変調２３０の間に追加される。

具体的には、最初に、コンステレーション変調２１０が、送信されるデータに対して実行される。変調の方式は、データ・ビットをコンステレーション・シンボルに変換するための、ＭＰＳＫまたはＱＡＭなどとすることができる。理解できるように、送信されるデータに対してチャネル復号を実行するステップを、コンステレーション変調２１０の前にさらに含むことができる。コンステレーション変調２１０の後、直並列変換（図示されず）が、得られたコンステレーション・シンボルに対して実行される。ベクトルＳが、コンステレーション変調２１０から得られたＫ個のコンステレーション・シンボルｓ_ｉ、ｉ＝０，１，．．．，Ｋ−１からなり、パラメータＫは、送信されるデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。第２ｎおよび第２ｎ＋１のＦＢＭＣシンボルに対応するデータ・コンステレーション・シンボルは、

と表すことができる。

次に、Ｋ点ＤＦＴプリコーディング２２０が、ベクトルに対して実行され、ＤＦＴプリコーディング２２０の後のデータ・ベクトルは、

と表すことができる。

ここで、

は、ＤＦＴプリコーディングにおける電力正規化係数を表し、Ｗ_Ｋは、ｅ^{−ｊ２π／Ｋ}を表す。

次に、ＯＱＡＭ変調２３０が、得られたデータ・ベクトルＸに対して実行される。データ・ベクトルＸは、ＯＱＡＭ変調２３０において、２つのＦＢＭＣシンボルに分割される。ＯＱＡＭ変調の方式は、本発明の好ましい一実施形態に従って選択される。図４は、本発明の好ましい一実施形態によるＯＱＡＭ変調方式の信号フローチャートを示している。示されるように、最初に、データ・ベクトルＸ内の各要素ｘの実数部と虚数部が分離され、その後、データ・ベクトルＸの実数部は、第１のＦＢＭＣシンボルＸ_２ｎにマッピングされ、データ・ベクトルの虚数部は、第２のＦＢＭＣシンボルＸ_２ｎ＋１にマッピングされる。得られた実数成分Ｒ｛Ｘ｝および虚数成分Ｉ｛Ｘ｝は、それぞれ２倍にアップサンプリングされる。特に、アップサンプリングされた実数成分Ｒ｛Ｘ｝は、遅延要素を通過したアップサンプリングされた虚数成分Ｉ｛Ｘ｝の信号に加算される。次に、それらの和が、位相プロセス後に出力され、その結果、データ・ベクトルＸは、時間的に連続して出力される２つのＦＢＭＣシンボルに分解される。第１のＦＢＭＣシンボルＸ_２ｎと第２のＦＢＭＣシンボルＸ_２ｎ＋１は、プロトタイプ・フィルタ応答によって決定される長さだけ、時間的にオーバラップし得ることが、当業者には理解できよう。第１および第２のＦＢＭＣシンボルの各要素内に含まれる位相は、要素が属しているＦＢＭＣシンボルの時間領域インデックスと、対応するサブキャリアの周波数領域インデックスとによって決定される。この好ましい実施形態では、第１および第２のＦＢＭＣシンボルＸ_２ｎおよびＸ_２ｎ＋１の各要素内に含まれる位相は、要素が属しているＦＢＭＣシンボルの時間領域インデックス２ｎまたは２ｎ＋１と、対応するサブキャリアの周波数領域インデックスｋ_０からｋ_Ｋ−１との和によって決定される。すなわち、位相プロセスにおいて乗じられる係数は、ｅｘｐ（ｊ＊ｐｉ／２＊（インデックスの和））であり、すなわち、虚数単位ｊのオーダ（ｏｒｄｅｒ）は、インデックスの和である。

ＯＱＡＭ変調２３０のプロセスから得られた第２ｎおよび第２ｎ＋１のＦＢＭＣシンボルは、

と表すことができる。

ここで、シンボルｊは、虚数単位を示し、ｋ_０は、送信されるデータのための送信帯域幅の初期インデックスを示す。ここで、Ｋは、一般性を失うことなく、４の整数倍であると仮定される。この好ましい実施形態では、割り当てられたＫ個のサブキャリアは連続している。これが本発明の実施にとって必須でないことが、当業者には理解できよう。割り当てられたＫ個のサブキャリアが連続していない場合、例えば、割り当てられたＫ個のサブキャリアのインデックスをｋ_１、ｋ_３、ｋ_５、．．．、ｋ_２Ｋ−１とすることも可能である。

次に、第１および第２のＦＢＭＣシンボルＸ_２ｎおよびＸ_２ｎ＋１が、サブキャリア・マッピング２５０を通して、割り当てられたＫ個のサブキャリアにマッピングされる。本発明の好ましい一実施形態では、初期サブキャリアの周波数領域インデックスは、ｋ_０＝０であると仮定され、サブキャリア・マッピング２５０は、

と表すことができる。

次に、マルチキャリア・フィルタリング２６０が、サブキャリア・マッピングの出力

および

に対して実行される。図３に示されるように、マルチキャリア・フィルタリング２６０は、サブキャリア・マッピングの出力

および

に対してＭ点ＩＤＦＴ変換２６１を実行することと、ＩＤＦＴ後の信号に対してポリフェーズ・フィルタリング２６２を実行することとをさらに含み、パラメータＭは、ＦＢＭＣシステム内のサブキャリアの総数を表す。

図５は、本発明の一実施形態によるポリフェーズ・フィルタの信号フローチャートを示している。提示された方式は、当業者によく知られているので、その詳細な説明は、ここでは省略する。さらに、ここで提示されるポリフェーズ・フィルタリング方式は、単に例示的なものであって、ＦＭＢＣシステムにおいて信号に施される処理を完全に説明することを意図しているが、本発明の範囲を限定するものと解釈されるべきではないことが、当業者には理解できよう。ポリフェーズ・フィルタリングの特定の実施は、本発明の重要な態様ではなく、当業者が思いつくことができる他のマルチキャリア・フィルタリング方式を使用することも可能である。

本発明のこの実施形態において得られる送信信号をさらに解析して、本発明のソリューションにおいて得られる送信信号のピーク対平均電力比が効果的に低減されることを明らかにする。

具体的には、第２ｎのＦＢＭＣシンボルのＩＤＦＴ出力は、

と表すことができる。

ここで、項

は、出力電力正規化のためのものである。ｍ＝ｐＢ＋ｑとし、０≦ｑ＜Ｂ、０≦ｐ＜Ｍ／Ｂ＝Ｋとすると、式（７）は、

と表すことができる。

１）ｑ＝０、すなわち、ｍ＝ｐＢである場合、

である。

以下の関係は、ＤＦＴ変換特性に従って、式（２）から導出することができる。

ここで、ｓ（（ｎ））_Ｋは、有限長系列ｓ（ｎ）の期間Ｋを用いた拡張系列（extension sequence）を示す。

式（９）および式（１０）によれば、

と計算することができる。

と定義され、４分の１シフト循環共役対称系列（ＱＳ−ＣＣＳＳ：Quarterly-Shifted Circular Conjugate Symmetric Sequence）と呼ばれる。

２）ｑ≠０、すなわち、ｍ＝ｐＢ＋ｑである場合、式（１０）は、

に変換される。

式（１３）を（７）に代入すると、

が得られる。

式（１２）および式（１４）から明らかにできるように、本発明のソリューションによれば、ＩＤＦＴ変換後の第２ｎのＦＢＭＣシンボルの時間領域出力信号は、ＱＳ−ＣＣＳＳ系列およびその補間系列からなる。ＱＳ−ＣＣＳＳ系列自体は、コンステレーション変調シンボルの２つの系列の重ね合わせであり、したがって、出力信号のピーク対平均電力比は、従来のマルチキャリア信号と比較して、大きく低減させられる。

第２ｎ＋１のＦＢＭＣシンボルのＩＤＦＴ出力は、

と表すことができる。

ｍ＝ｐＢ＋ｑとし、０≦ｑ＜Ｂ、０≦ｐ＜Ｍ／Ｂ＝Ｋとすると、そのときは、

１）ｑ＝０、すなわち、ｍ＝ｐＢである場合、式（１１）および式（１５）は、

に変換することができる。

と定義され、４分の１シフト循環共役対称系列（ＱＳ−ＣＣＳＳ）と呼ばれる。

２）ｑ≠０、すなわち、ｍ＝ｐＢ＋ｑである場合、

である。

式（１７）から明らかにできるように、本発明のソリューションでは、ＩＤＦＴ変換後の第２ｎ＋１のＦＢＭＣシンボルの時間領域出力信号は、ＱＳ−ＣＣＳＳ系列およびその補間系列からなる。ＱＳ−ＣＣＡＳ系列自体は、コンステレーション変調シンボルの２つの系列の重ね合わせであり、したがって、出力信号のピーク対平均電力比は、従来のマルチキャリア信号と比較して、大きく低減させられる。

図６は、本発明の別の実施形態によるＦＢＭＣシステムの受信デバイスにおける信号フローチャートを示している。送信デバイスに対応して、受信デバイスは、最初に、信号の受信時に、受信信号に対してマルチキャリア・フィルタリング６６０を実行し、次に、マルチキャリア・フィルタリング後の信号に対してサブキャリア逆マッピング６５０を実行し、次に、サブキャリア逆マッピング後の信号に対してチャネル等化６４０を実行する。チャネル等化６４０の前にチャネル推定が実行されることが、当業者には理解できよう。次に、ＯＱＡＭ復調６３０が、チャネル等化後の信号に対して実行され、Ｋ点ＩＤＦＴ変換６２０が、ＯＱＡＭ復調後の信号に対して実行され、次に、コンステレーション変調の復調６１０が、ＩＤＦＴプロセス後の信号に対して実行される。ここで、コンステレーション変調の方式は、多相位相偏移変調または直交振幅変調である。さらに、送信デバイスに対応して、パラメータＫは、送信された対応するデータの送信のために送信デバイスにおいて割り当てられたサブキャリアの数を表し、それに対応して、受信デバイスにおいて受信信号のために使用されるサブキャリアの数を表す。さらに、コンステレーション変調の復調６１０の後、コンステレーション変調の復調後の信号に対するチャネル復号をさらに含むことができる。

図７は、図６に示された実施形態におけるマルチキャリア・フィルタリングの信号フローチャートを示している。図７に示されるように、マルチキャリア・フィルタリング６６０は、受信信号に対してポリフェーズ・フィルタリング６６２を実行することと、ポリフェーズ・フィルタリング後の信号に対してＭ点逆離散フーリエ変換６６１を実行することとをさらに含み、パラメータＭは、フィルタバンク・マルチキャリア・システム内のサブキャリアの総数を表す。

図８は、送信デバイスにおいて採用されたＯＱＡＭ変調方式に対応するＯＱＡＭ復調の信号フローチャートを示している。ＯＱＡＭ復調後のＦＢＭＣシンボルＸ_２ｎおよびＸ_２ｎ＋１において検出された信号は、

と表すことができる。

Ｋ点ＩＤＦＴ変換６２０が、ＯＱＡＭ復調６３０のプロセス後の信号に対して実行された後、元のデータ・シンボルは、

と推定することができる。

明らかにできるように、データ検出におけるＫ点ＩＤＦＴからもたらされる計算複雑度は制限されている。したがって、ＦＢＭＣシステムの受信デバイスでは、送信デバイスにおけるＤＦＴプリコーディングからもたらされる復号操作複雑度は、あまり大きくはない。

図９は、図５に示された実施形態に対応するポリフェーズ・フィルタの信号フローチャートを示している。提示された方式は、当業者によく知られているので、その詳細な説明は、ここでは省略する。さらに、ここで提示されるポリフェーズ・フィルタリング方式は、単に例示的なものであって、ＦＭＢＣシステムにおいて信号に施される処理を完全に説明することを意図しているが、本発明の範囲を限定するものと解釈されるべきではないことが、当業者には理解できよう。ポリフェーズ・フィルタリングの特定の実施は、本発明の重要な態様ではなく、当業者が思いつくことができる他のマルチキャリア・フィルタリング方式を使用することも可能である。

図１０は、本発明の一実施形態によるＦＢＭＣシステムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置１０００を示しており、装置１０００は、送信されるデータに対してコンステレーション変調を実行するように構成されたコンステレーション変調デバイス１０１０を備え、この実施形態において提示されるコンステレーション変調の変調方式は、ＱＡＭまたはＭＰＳＫである。装置１０００は、コンステレーション変調から得られたＫ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルに対してＫ点ＤＦＴプロセスを実行するように構成されたＤＦＴデバイス１０２０をさらに含み、パラメータＫは、送信されるデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。装置１０００は、ＤＦＴから得られたデータ・ベクトルに対してＯＱＡＭ変調を実行するように構成されたＯＱＡＭ変調デバイス１０３０をさらに備える。

図１１は、本発明の一実施形態によるＦＢＭＣシステムの受信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置１１００を示しており、装置１１００は、チャネル等化の後の信号に対してＯＱＡＭ復調を実行するように構成されたＯＱＡＭ復調デバイスを備える。装置１１００は、ＯＱＡＭ復調後の信号に対してＫ点ＩＤＦＴ変換を実行するように構成されたＩＤＦＴデバイス１１２０をさらに備え、パラメータＫは、送信される対応するデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す。装置１１００は、ＩＤＦＴ変換の後の信号に対してコンステレーション変調の復調を実行するように構成されたコンステレーション変調復調デバイス１１１０をさらに備え、この実施形態において提示されるコンステレーション変調の変調方式は、ＱＡＭまたはＭＰＳＫである。

本発明において言及されたようなそれぞれのデバイスは、ハードウェア・モジュールとして、ソフトウェア・モジュールとして、またはソフトウェア機能モジュールと統合されたハードウェア・モジュールとして具体化できることが、当業者には理解されよう。

上述の実施形態は、例示的なものであって、限定的なものではないことが、当業者には理解されよう。異なる実施形態に出現した異なる技術的特徴を組み合わせて、利益をもたらすことができる。当業者は、図面、説明、および特許請求の範囲を検討することで、開示された実施形態の他の変形実施形態を理解し、実施する。請求項において、「含む（comprising）」という語は、別のデバイスまたはステップを排除せず、不定冠詞「ａ／ａｎ」は、複数を排除せず、「第１の」、「第２の」などの語は、名前を示すことを意図しており、何らかの特定の順序を表すことは意図していない。請求項における参照番号はいずれも、本発明の範囲を限定するものと解釈すべきではない。請求項に出現する複数の部分の機能は、別個のハードウェア又はソフトウェア・モジュールによって実行することができる。異なる従属請求項に出現するいくつかの技術的特徴は、これらの技術的特徴を組み合わせて、利益を得ることができないことを意味しない。

Claims

フィルタバンク・マルチキャリア・システムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法であって、
ａ．送信されるデータに対してコンステレーション変調を実行するステップ（２１０）と、
ｂ．前記コンステレーション変調から得られたＫ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルに対してＫ点離散フーリエ変換を実行するステップ（２２０）と、
ｃ．前記離散フーリエ変換から得られたデータ・ベクトルに対してオフセット直交振幅変調を実行するステップ（２３０）と
を含み、
前記パラメータＫが、送信される前記データの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す、方法。
前記ステップｃが、前記データ・ベクトルの実数部を第１のフィルタバンク・マルチキャリア・シンボルにマッピングするステップと、前記データ・ベクトルの虚数部を第２のフィルタバンク・マルチキャリア・シンボルにマッピングするステップとを含む、請求項１に記載の方法。
前記第１および前記第２のフィルタバンク・マルチキャリア・シンボルの各要素内に含まれる位相が、前記要素が属している前記フィルタバンク・マルチキャリア・シンボルの時間領域インデックスと、対応するサブキャリアの周波数領域インデックスとによって決定される、請求項２に記載の方法。
前記ステップａにおける前記コンステレーション変調が、多相位相偏移変調または直交振幅変調である、請求項１に記載の方法。
前記ステップｃの後、前記方法が、
ｄ．サブキャリア・マッピングを通して、フィルタバンク・マルチキャリア・シンボルを前記割り当てられたＫ個のサブキャリアにマッピングするステップ（２５０）と、
ｅ．前記サブキャリア・マッピングの出力に対してマルチキャリア・フィルタリングを実行するステップ（２６０）と
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
前記割り当てられたＫ個のサブキャリアが連続する、請求項１に記載の方法。
前記ステップｅが、
ｅ１．前記サブキャリア・マッピングの前記出力に対してＭ点逆離散フーリエ変換を実行するステップ（２６１）と、
ｅ２．前記逆離散フーリエ変換後の前記信号に対してポリフェーズ・フィルタリング・プロセスを実行するステップ（２６２）と
を含み、
前記パラメータＭが、前記フィルタバンク・マルチキャリア・システムのサブキャリアの総数を表す、請求項５に記載の方法。
前記ステップａの前に、前記方法が、
送信される前記データに対してチャネル符号化を実行するステップ
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
フィルタバンク・マルチキャリア・システムの受信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させる方法であって、
ＩＶ．チャネル等化の後の信号に対してオフセット直交振幅変調の復調を実行するステップ（６３０）と、
Ｖ．前記オフセット直交振幅変調の復調の後の前記信号に対してＫ点逆離散フーリエ変換を実行するステップ（６２０）と、
ＶＩ．前記逆離散フーリエ変換の後の前記信号に対してコンステレーション変調の復調を実行するステップ（６１０）と
を含み、
前記パラメータＫが、送信される対応するデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す、方法。
前記ステップＶの前に、前記方法が、
Ｉ．受信信号に対してマルチキャリア・フィルタリングを実行するステップ（６６０）と、
ＩＩ．前記マルチキャリア・フィルタリング後の前記信号に対してサブキャリア逆マッピングを実行するステップ（６５０）と、
ＩＩＩ．前記サブキャリア逆マッピング後の前記信号に対して前記チャネル等化を実行するステップ（６４０）と
をさらに含む、請求項９に記載の方法。
前記ステップＩが、
前記受信信号に対してポリフェーズ・フィルタリングを実行するステップ（６６２）と、
前記ポリフェーズ・フィルタリング後の前記信号に対してＭ点離散フーリエ変換を実行するステップ（６６１）と
をさらに含み、
前記パラメータＭが、前記フィルタバンク・マルチキャリア・システム内のサブキャリアの総数を表す、請求項１０に記載の方法。
前記ステップＶＩにおける前記コンステレーション変調が、多相位相偏移変調または直交振幅変調である、請求項９に記載の方法。
前記ステップＶＩの後、前記方法が、
前記コンステレーション変調の復調（６１０）の後の前記信号に対してチャネル復号を実行するステップ
をさらに含む、請求項９に記載の方法。
フィルタバンク・マルチキャリア・システムの送信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置であって、
送信されるデータに対してコンステレーション変調を実行するように構成されたコンステレーション変調デバイスと、
前記コンステレーション変調から得られたＫ個のコンステレーション・シンボルからなるベクトルに対してＫ点離散フーリエ変換を実行するように構成された離散フーリエ変換デバイスと、
前記離散フーリエ変換から得られたデータ・ベクトルに対してオフセット直交振幅変調を実行するように構成されたオフセット直交振幅変調デバイスと
を備え、
前記パラメータＫが、送信される前記データの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す、装置。
フィルタバンク・マルチキャリア・システムの受信デバイスにおいてピーク対平均電力比を低減させるための装置であって、
チャネル等化の後の信号に対してオフセット直交振幅変調の復調を実行するように構成されたオフセット直交振幅変調復調デバイスと、
前記オフセット直交振幅変調の復調後の前記信号に対してＫ点逆離散フーリエ変換を実行するように構成された逆離散フーリエ変換デバイスと、
前記逆離散フーリエ変換の後の前記信号に対してコンステレーション変調の復調を実行するように構成されたコンステレーション変調復調デバイスと
を備え、
前記パラメータＫが、送信される対応するデータの送信のために割り当てられたサブキャリアの数を表す、装置。